CN1459154A - Gps接收器快速捕获码相位和载频的系统和方法 - Google Patents

Abstract

GPS接收器(301)使用接收的GPS信号的短片段捕获载频和金色码相位。在一个实施例中，GPS信号的1－ms片段被转换到频域，乘以金色码(402)的频率再现，其乘积被转换到时域，并检测峰值(406a－d)，峰(406a－d)的位置对应于码相位。如果峰(406a－d)未得到定位，则改变载频，可以考虑载频的全或半位元步进式改变，通过使用较长片段的输入信号，如4或16ms，并积分1－ms片段获得处理增益。如果在处理的GPS信号短片段发生相变，对其影响提供了补偿。积分可应用非相干和相干技术进行。对非整毫秒长度的片段进行了调整。

Description

GPS接收器快速捕获码相位和载频的系统和方法

本申请是2001年8月9日提交的美国专利申请09/924,542号的延续部分，因此在这里将其全文引用。本申请也要求2000年9月18日提交的美国临时专利申请60/233,446号的权利，因此在这里将其全文引用。

技术领域

本发明主要涉及GPS定位系统。本发明更特别涉及GPS定位系统中的改进的码相位和载频的获取。

背景技术

全球定位系统(GPS)在许多应用领域被用来确定方位，例如，在导航方面，使用者可利用GPS接收器确定其即时方位及其方位随时间的变化。GPS接收器的另一个用途是追踪目标，例如，将GPS接收器放在卡车上就可追踪卡车的移动，将接收器连到船货上就可精确追踪其位置。这些原理可扩展到公共运输业者的车船队管理和货运商的投送管理。应用GPS接收器的定位能力，许多附加的和新的服务项目正在开展和扩大。

图1是用于定位的常规GPS接收器101的示意图。在图1中，GPS接收器101被简化以指明常规GPS接收器的基本相关功能，天线102从GPS卫星103a、103b、103c和103d接收GPS信号，再将接收到的信号传送给信号调节处理器104，信号调节处理器104将信号放大、过滤并下变换到要处理的基带，基带信号被传送到处理块106中进入载波和码相位追踪算法。处理块106包括乘法器108、相关器110、载频振荡器112、金色码发生器114和积分器116。乘法器108根据从载频振荡器112接收的估测载频乘法基带信号。载频振荡器112可能是压控振荡器(VCO)或数控振荡器(NCO)。相关器110使信号与编码发生器114产生的金色码的复本发生关联。金色码是各GPS卫星产生的唯一的和已知的编码。名词“编码”和“金色码”在这里可互换使用。相关器110的输出在积分器116中求积分。积分器116的输出是数字信号处理器118的输入，它产生编码跟踪发生器114和载频振荡器112所需要的信息，这些信息包括载波相位和码相位信息。

载波振荡器112、乘法器108、积分器116和数字信号处理器(DSP)118组合工作形成补偿下变换基准频率中的误差及与特定卫星相关的多普勒频移的载波跟踪回路。编码发生器114、相关器110、积分器116和数字信号处理器(DSP)118组合工作形成补偿接收信号码相位中的任何频移的编码跟踪回路。

一般情况下，常规GPS接收器中有一系列的处理块106平行地工作，这些处理块各自对应于不同的GPS卫星，通常，每个GPS卫星至少有两个处理块106。

GPS接收器101在处理GPS信号的两种模式下工作。首先，接收器必须捕获GPS信号的载频和金色码相位，这被称为捕获模式。其次，接收器101必须以捕获相中确定的载频和金色码相位作为起点跟踪载频和金色码相位，这被称为跟踪模式。

在捕获模式阶段，GPS接收器要应用先验的信息，比如接收者已知GPS信号的标称载频。但是，由于几种原因该标称载频很可能不是接收器实际接收到的载频。首先，由于传输卫星与接收器的相对移动产生的多普勒频移改变了接收的载频，其次，本机振荡器(未显示)会产生本身的误差。因此，载频和金色码偏移(金色码相位)都必须测定。

为进行这些测定，常规GPS接收器通常要通过尝试载频和码相位的不同组合进行一系列的检索，直到积分器116的输出超过预定的限度，显示已获得了匹配。对于接收器将用于定位的各GPS卫星都必须进行这种检索，GPS接收器可利用上述的多处理通道平行地进行检索。

图2图解表示常规GPS接收器101测定载频和金色码相位的检索过程。振荡器112一般被设定到GPS信号的标称载频，另外，编码发生器114以起始码相位产生编码。如果接收到的载频和码相位分别与振荡器112产生的载频和编码发生器114产生的编码的码相位匹配，则积分器116的输出相对较高，相反，如果载频或码相位不匹配，则积分器116的输出相对较低，且可能基本上是噪声。

通常，常规检索算法首先设定一频率并使金色码相位变化，随着码相位的改变，控制器118检测积分器116的输出，如果积分器116的输出超过预定的限度，控制器118假定已获得了锁并且控制器118使接收器利用载频和码相位的检索算法测定的值进入跟踪模式；如果积分器116的输出未超过预定的限度，控制器118假定还未获得锁。一旦所有的码相位(码相位cp1-cpN)都已试过，控制器118转换载频振荡器以输出载频f2。这一过程对cp1到cpN的各码相位、频率1到频率M的各频率重复进行，除非控制器118因积分器116的输出显示锁定状态而提前中止该过程。如果没有找到频率码相位的组合，接收器就不能捕获信号。

常规GPS接收器在接收信号的不同部分执行上述过程的各步骤，即在各步骤中，接收器接收的GPS信号的新的部分被处理。虽然有时候常规GPS接收器能在几秒钟内捕获GPS信号，但通常捕获时间是相当长的。

经过捕获模式后，接收器转换到跟踪模式。在跟踪模式中，接收器连续地调整振荡器112的频率和金色码相位的偏移以维持对进来的载波和码相位的锁定。码相位跟踪典型地以著名的应用分别产生早编码和迟编码(以及准时编码)的早编码和迟编码发生器的方式辅助完成，如果接收到的编码与早编码关联较好，控制器118减小编码发生器114的相位延迟；如果接收到的编码与迟编码关联较好，控制器118增加编码发生器114的相位延迟；如果接收到的编码与准时编码关联最好则不作改变。

载波跟踪典型地通过分析积分器输出信号的相位完成，如果振荡器112产生的载频与接收的载波匹配，则不会有相位旋转；如果没有这种匹配，则控制器118提高或降低振荡器112的频率以补偿任何相位旋转。

除跟踪外，接收器可以解调调制在GPS信号载波上的50Hz数据，该50Hz的信号载波信息涉及到传输该信号的特定卫星。例如，该信号包含提供该GPS卫星位置及移动信息的天文信息。

发明内容

本发明涉及通过只应用接收到的GPS信号的非常短的部分以缩短捕获GPS信号所需时间而改进GPS接收器的捕获相，即，本发明缩短了接收器测定正确的载频和金色码相位所需的时间。这一信息能取代常规GPS接收器的捕获相以提供接收器在跟踪相中使用的载频和金色码相位的初始值。另外，使用本发明获得的码相位测定值本身能被用来确定在如Kilfeather等人的美国专利6,243,648号描述的系统中的位置。在这里将该专利全文引用。

在本发明的一实施例中，GPS信号被接收并被信号调节处理器调节。这样接收到的GPS信号是具有接收器视域中所有GPS信号的成分的复合信号，该信号的一短片段被收集并储存在存储器中，对这一短片段信号进行快速傅立叶变换(FFT)以将其转换到频域。金色码序列是被产生出来的，对产生的金色码序列进行FFT以将其转换到频域。因为金色码序列是已知序列，产生金色码序列并将其转换到频域优选为预先处理的事件，即金色码序列及其频域再现可在使用GPS定位之前预先计算。在这种方式中，金色码序列和/或其频率再现被储存在存储器中以备将来使用。短片段输入信号和金色码序列的FFT被相乘，其乘积进行反相FFT以将其转换到时域。该时域的再现为该短片段输入信号与产生的金色码序列的卷积。振幅计算器逐点计算时域积的振幅，峰检测器确定峰所在的位置，该峰代表短片段信号中的码相位。

如果没有峰出现，控制器转到新的载频并重复该程序。这可以通过将时域信号乘以具有与频移相等的频率的复指数进行，或者，这可以通过按预定数量的位元(bin)向一方向或另一方向位移输入的GPS信号或金色码的频率再现中的所有位元来进行，频移将等于FFT结果与位移的位元数相乘的值，然后继续金色码的检测程序。该过程继续进行直到峰出现，或者如果所有要求的频率被测试后仍没有峰出现，该过程会以捕获不成功结束。该全部过程对影响输入信号的各GPS卫星以唯一对应于各该卫星的金色码重复进行。

在本发明的另一实施例中，上述程序在输入的GPS信号的较长片段上进行，以便能够使用积分使码相位峰更清晰。在该实施例中，输入GPS信号的多毫秒片段被收集并储存在存储器中，输入的GPS信号被分成1-ms片段，各毫秒片段转换到频域作为该片段的频域再现，该频域再现乘以唯一对应于接收器视域中一个卫星的金色码的频率再现。优选情况下，金色码的频率再现在接收器工作之前产生和储存。上述各乘法运算的乘积被转换到时域并代表各1-ms片段与特定卫星金色的卷积，对卷积中各点的振幅进行计算，将全部卷积中的振幅逐点积分(相加)，然后峰被测定，峰的位置对应于码相位。载频按上述方法通过频域中输入信号或金色码的适当位移来测定。

在本发明的另一实施例中，上述的积分应用相干处理进行。进行两个步骤，第一步骤是应用上述的多毫秒方法测定近似的码相位(卷积中的峰位置)和近似的载频，然后，复杂的正弦波拟合到卷积中峰所在位置的点，正弦波的频率为接收的载波与估测的近似载波频率的差值。卷积中的点通过各卷积与复指数在等于拟合正弦波的频率进行复数相乘进行相位旋转以消除频率差异。这样做的时候，使卷积相互相干。然后卷积进行逐点积分(相加)，在所有点取得和的振幅并确定峰的位置。该过程通过旋转、相加、及只取峰可能位置的周围和峰本身的一些点的振幅得到优化，然后运用内插技术进一步细化峰的位置。

在本发明的另一个实施例中，码相位(峰的位置)进一步通过补偿样本时钟脉冲频率的误差进行细化，样本时钟脉冲频率误差的估测值由频率偏移得出。该估测样本误差时钟被用于增强确定峰位置的内插技术。

本发明在详细说明、附图和附加权利要求书中将进行更详细地描述。

附图说明

图1为用于定位的常规GPS接收器的示意图。

图2为常规GPS接收器测定载频和金色码相位的检索过程的图示。

图3为按照本发明GPS接收器捕获从能被使用的一个或多个GPS卫星接收的GPS信号的示意图。

图4为测定金色码序列位置的处理器的示意图。

图5A为按照本发明的第一实施例进行频域处理的示意图。

图5B为按照本发明的第二实施例进行频域处理的示意图。

图6为按照本发明的第三实施例的多毫秒片段输入GPS信号处理系统的实施示意图。

图7显示按照本发明的相干过程。

图8显示储存预先计算的相对于金色码的输入信号时间偏移的表的使用。

具体实施方式

本发明涉及通过只应用接收到的GPS信号的非常短的片段以缩短捕获GPS信号所需时间而改进GPS接收器的捕获相，优选输入GPS信号的短片段为1毫秒到1秒。因此，本发明缩短了接收器测定正确的载频和金色码相位需要的时间。本发明允许使用短至为期1毫秒的信号采集片段进行信号捕获。

图3为按照本发明GPS接收器301捕获从能被使用的一个或多个GPS卫星接收的GPS信号的示意图。为清晰起见，下面只描述单个通道，但是对金色码发生进行适当改变，所描述的单个通道就能在同时处理视域中所有GPS卫星的输入信号中重复，对于本领域技术人员这是显而易见的。各通道使用产生对应于该通道要接收其信号的特定GPS卫星的金色码的金色码发生器，或者，通过依次使用各GPS卫星的金色码处理信号按串行模式使用单个通道。

接收器301包括天线302以接收复合GPS信号，即接收器301接收的输入GPS信号有来自接收器301视域中所有GPS卫星的成分。天线302连接到信号调节处理器304，信号调节处理器304放大并过滤由天线302收集的GPS信号，优选情况信号调节处理器304也将该信号转换到进行处理的其它一些频率，如基带。基带信号由一模数(A/D)转换器306数字化，然后数字化信号被储存在存储器312中，存储器312可由数字信号处理器(DSP)308存取或为数字信号处理器(DSP)308的一部分，处理器310使用存储器312按下面描述的方法处理GPS信号以捕获信号，即测定影响GPS信号的各GPS卫星的载频和码相位。

A/D转换器306是任何可在两倍信息带宽数字化该信号的A/D转换器，在该情况下，信息带宽是GPS码元率(chip rate)1.023MHz(假定信号调节处理器304下变换信号到基带)，因此对于复杂信号，最小采样率是1.023MHz。通常，采样率越高越好，但采样率受存储器312大小的限制。采样率优选为2.048MHz。

GPS信号的任何片段都能被储存在312存储器中，但储存的GPS信号片段优选大于1毫秒、小于1秒。信号越多积分时间越长，这在低信噪比(SNR)时很有用，但带来处理时间延长的损失。由本发明的各实施确定了一个折衷设计方案。

如上所述，数字化的GPS信号包含来自接收器视域中各GPS卫星的成分，接收器利用多种众所周知的途径提供的公开信息确定哪一颗卫星在视域中，例如，接收器可以将接收的信号与所有公布的GPS金色码关联。或者，如果接收器具有当前年历、当前时间和大概方位(例如其最后的定位)，接收器可以计算出视域中的GPS卫星。此外，GPS接收器能从通信联系中获知哪一颗卫星在视域中，在这种方式中，接收器知道在其处理过程中使用哪一个金色码序列。

金色码相位和载频按下述方法从储存的输入GPS信号测定。名词“金色码延时”、“金色码相位”和“码相位”在这里互换使用。如上所述，各GPS卫星被赋予一个在GPS信号中传输的唯一的金色码，因此，天线302采集的复合信号包含GPS信号和GPS接收器视域中各卫星相应的金色码。金色码是可公开获得的。

在金色码中有1023比特或码元，按1.023MHz率传输，因此完整的金色码序列有1-ms长(即每毫秒重复一次)，每20金色码序列(20毫秒)可能有一个GPS信号的180°相移(或相变)。如果相移发生，信号反转。因此，获得至少1-ms片段的GPS信号保证了收集到至少一个金色码的完整序列。其后的问题是找出采集的1-ms输入GPS信号片段中序列开始的地方。

图4为处理器310测定金色码序列位置的更详细的示意图。储存在存储器312中的数字化信号与已知的金色码卷积以确定金色码开始的地方，已知的金色码是由金色码发生器402产生的，金色码发生器402产生的金色码与接收的GPS信号在卷积器404中卷积，卷积器404输出卷积信号406，各峰406a、406b、406c或406d代表金色码发生器402产生的金色码与数字化GPS信号中的金色码匹配最好的地方。注意峰406c是倒转的，这是GPS信号中固有的每20毫秒可能发生的180°相移(在这里也称作“相变”)效应的例子。

正如所知的，时间域中的卷积是密集的计算过程，因此，本发明优选使用接收到的GPS信号与已知的金色码副本进行卷积的频域技术。

图5A是按照本发明的频域处理示意图。为清晰起见，该过程按1-ms片段的输入GPS信号进行说明。金色码序列发生器402产生1-ms(即全周期)片段的金色码，该金色码被输入FFT运算5 06a；数字化的1-ms接收GPS信号504片段被输入FFT运算506b，FFT运算的输出为该信号的频域再现，金色码和输入GPS信号片段的频域再现由频域乘法器508相乘。

正如所知，频域中的乘法运算与时域中的卷积相等，但所需的运算少得多。频域乘积通过反向FFT运算510转换回时域，振幅计算器512在反向FFT运算510的输出上进行逐点的振幅计算，峰检测器514通过检测超过预定限度的位元值以确定峰的位置。该位元被作为接收的GPS信号的码相位。内插技术可用来细化峰位置，这一方法将在下面进行说明。

可以采用任意大小的FFT，但是，在本发明的一个实施例中，FFT结果随被处理的信号及处理所在的阶段变化。此外，不需要FFTs和2的幂，但是2的幂是优选，因为其允许使用计算效率较高的算法如FFT。在本发明的一个实施例中，FFT结果是1KHz/位元，输入信号在4.096MHz数字化，为获得1KHz的解析度，4096点的FFT被用来将引入的信号转换到频域。因为信息带宽是1.023MHz，信号被重复采样，因此只有最低的1024点被使用，由1.024MHz有效带宽FFT产生1KHz的解析度。

如上所述，金色码序列对各GPS卫星是唯一的，它是持久的和不变的编码，因此，金色码序列的FFT可预先计算并储存在非易失的存储器中，如ROM、PROM、EPROM、EEPROM或任何其它的非易失存储器。另外，FFT可从开始就储存在存储器312中。图5B是按照本发明的第二实施例金色码的频域再现在系统运行之前预先计算并储存的系统示意图。预先计算的金色码520的频域再现被输入频域乘法器508并进行如上所述的后续程序。

本发明提出的另一改进来自下述认识，即GPS接收器视域中各GPS卫星的影响都出现在复合的输入GPS信号中，因此，同一个信号片段可用于所有的GPS卫星，因而，输入的信号片段只需要转换到频域中一次。

如上所述，如果用来混合到基带的载频不是正确的载频，乘法器404或508的输出基本上是噪声，因此，振幅计算器512产生的振幅中将没有可分辨的峰，即，可能没有位元具有超过预定限度的值而形成峰。当该情况发生，处理器310假定用于产生金色码的载频是不正确的，因此，它按预定的量改变载频并重复以上过程。它继续重复上述过程，直到一系列不连续的载频经过测试覆盖了预期的混合信号到基带的振荡器的多普勒不定度和频率不定度。一旦某载频被发现产生峰(具有大于预定限度的值的位元)，处理器310中止载频检索并使用产生峰的该载频。

由于数字化的信号早已转换到频域，使用本发明的频移相对简单，这是因为信号的频率可简单地通过将信号的FFT移位N个位元改变，整个频移是各位元解析度的N倍，左移降低频率，而右移增高频率。如果需要不同于该位元解析度的频移，它通过将信号的时域再现乘以具有与FFT之前的预期偏移相等的频率的复指数完成。

另外，为将与实际载频不匹配造成的损失最小化，载频也按半位元解析度步进，其完成的方式是将储存在存储器312中的数字化信号乘以具有与半个位元解析度相等频率的复指数，然后进行该半位元移位频率的FFT并对该信号重复上述过程，将获得的最高峰进行比较，对应于两峰中较高的峰的载频和码相位被选作码相位和载频，应该注意的是频移越小，即解析度越高，获得的结果越好，但是，这样较高解析度的处理需要更多的处理时间来进行。

金色码在1.024MHz采样，虽然金色码可以在其固有的1.023MHz采样，但优选在2的幂的率采样以便可以使用如FFT的高效运算，1024点的FFT被用在采样的金色码序列上。

如上所述，金色码序列对各卫星是唯一的，它是持久的(即对于特定的卫星不发生改变)和众所周知的，因而，各卫星的金色码及随后的频率再现可以预先计算并储存在表中以备稍后访问。因此，各卫星的金色码序列被应用于FFT运算以产生各自金色码的频率再现，在接收器进入操作之前这些金色码的频率再现被储存在存储器中。这些金色码的频率再现能被储存在任何类型的非易失存储器中，如ROM、EPROM、EEPROM及任何其它能被处理器310存取的存储设备，而且频率再现优选储存在表中，当处理器310需要特定卫星金色码的频率再现时，它从表中取回而不是占用运行时间计算该金色码的频率再现。

预先计算的金色码序列也更有效地进行前述的半位元分析，在这种情况下，金色码频率再现按半位元移位并储存在上述的储存非移位金色码的存储器中，移位金色码被用于半位元分析。改善的计算效率必须与额外的储存预先计算半位元移位金色码的存储资源相当。对于输入信号的频率位移，频移越小获得的结果越好，即解析度越高。但是，同样，解析度越高需要的处理时间也越多。

输入信号和特定卫星金色码的频域再现相乘以产生积信号，该积信号是输入信号和金色码卷积的频域再现，反向FFT运算510进行反向FFT操作以获得这两种信号的时域卷积。

反向FFT运算510能进行1024点反向FFT，但是，其结果能通过增加反向FFT操作的解析度得到显著改善，这由附加0’s到积信号的末端完成，例如，附加1024 0’s到积信号的末端并进行2048点反向FFT可使解析度加倍，同样地，附加3072 0’s到积信号的末端并进行4096点反向FFT可使解析度成四倍，按这种方式增加FFTs和反向FFTs的解析度在本领域技术人员中是众所周知的。

增加反向FFT的解析度降低了输入信号和金色码的卷积真实峰落在反向FFT操作的位元之间的危险，在位元之间扩散的峰能量可能使峰更难于检测到，特别是GPS接收器在高噪声环境中运行时。此外，在任一位元中的峰能量可能不会高于预定限度，其结果峰检测器514将检测不到确实存在的峰。增加反向FFT操作的解析度避免了该问题。

进行4096点输入信号FFT的另一后果是，当进行上述频移时位移应使用原始FFT中的4096点进行，虽然位移可以只使用1024的最低点进行，但使用4096点FFT位移可获得比使用最低的1024点更精确的结果。

因为GPS信号是极弱的，如果只在1毫秒上进行积分，很可能检测不到峰，因此，如果数毫秒输入GPS信号被数字化、储存和处理，结果会得到改善，例如，使用4或16毫秒数据改善结果是由于在这些时间段上积分克服了噪声效果，虽然使用多毫秒，优选毫秒数为1毫秒的整数倍以使在采集的信号的各毫秒中观察到完整的金色码序列，金色码(其重复周期是1毫秒)在采集的信号的各毫秒样本中应该在相同的位置出现。

图6是按照本发明的第三实施例对输入GPS信号多毫秒片段进行处理的系统601的实施示意图。在图6中，4ms的输入信号602片段被采集以作处理，如上所述，采集的信号可以是任意长度，但是优选为1毫秒的整数倍。输入信号602被分成四个片段604a、604b、604c和604d。

FFT处理器606对四个片段各进行FFT，如上所述，只有第一个1024点被保留进行下步处理。对应于输入信号片段604a、604b、604c和604d的1024点片段分别为片段608a、608b、608c和608d，正如本领域技术人员所知的，这是一个循环卷积，模为1ms。虽然在大多数情况下，循环卷积是足够的，在采集信号发生相变的情况下使用线性卷积可获得一些处理增益。这将在下面进行详细说明。

FFT片段608a、608b、608c和608d与影响数字化输入信号602的GPS卫星相对应的金色码609频域再现相乘，如上所述，频域金色码609优选是预先计算的，或者，对时域金色码进行FFT以获得频域金色码609，各FFT片段分别在乘法器610a、610b、610c和610d中进行逐点的乘法运算，且其结果分别储存在积612a、612b、612c和612d中，如上所述，这一操作等于时域卷积。

反向FFT运算614分别对各积612a、612b、612c和612d进行反向FFT以产生卷积616a、616b、616c和616d，卷积616a、616b、616c和616d分别对应于带有输入信号片段的金色码604a、604b、604c和604d的卷积。

如果载频确实是正确的，各卷积中各片段对应于金色码所在位置将会有峰，它应该在各片段的相同位置，因此卷积逐点积分将提高区分峰与噪声的能力，振幅累加运算618被用于执行该积分。

卷积616a、616b、616c和616d输入振幅累加运算618，振幅累加运算618对卷积616a、616b、616c和616d的各1024点执行逐点的振幅相加，对应于峰位置的点的和应该大于其它应该基本是噪声的点。峰检测器620通过将各1024点的和与预定的峰阈值比较以确定峰的位置，如果值大于峰阈值，该值产生的位置被假定为峰位置，峰位置为当前处理的GPS卫星相应的码相位的估测值。

正确的载频也按上述方法确定。如果没有明显的峰，频率按上述方法进行一FFT位元解析度的位移，当处理多毫秒片段信号时也可进行上述的半位元分析，在这种情况下，对四个1-ms片段各进行半位元处理，即，具有等于半位元频率的复指数被乘以各4-ms片段604a、604b、604c和604d以进行半位元频移，用频移的4-ms输入信号重复上述过程。另外，如果需要，在进行反向FFT之前可将零附加到积612a、612b、612c和612d，为峰检测提供更好的位元解析度，或者，如上所述，频移可通过移位频域频率和移位金色码FFT而不是输入GPS信号的FFT完成。

该过程对影响复合输入GPS信号的各GPS卫星重复进行，对于各卫星有相应的唯一的金色码。

前述过程假定采集的GPS输入信号片段的金色码序列没有相变，如上所述，每隔20毫秒金色码可能反转，相变在1-ms片段上所处的位置会严重影响该特定片段金色码的卷积，如果相变出现在片段起始，会有明显的负峰，由于累积中使用的是振幅，其结果不受影响，随着相变从片段起始移动，峰降低，当相变出现在片段中部时峰变得微不足道，随着相变从片段中部继续移动，峰随着卷积值的增加而增长，相变发生在片段的末尾时峰回复到其最大正值。因此，最坏的情况是相变使得发生相变的1-ms片段对峰的影响完全消失，因而，如果相变出现在片段的中部，那么4ms输入信号被积分时只有3片段对峰有贡献，同样地，16输入信号被积分时只有15片段对峰有贡献，因此，相变不会严重破坏处理过程。

前述的相变问题可通过以线性卷积取代上述分段的循环卷积避免，进行这种线性卷积的有效的技术类型一般被称为分段卷积，在分段卷积中，储存在存储器中的输入信号的重叠片段与储存在存储器中的金色码FFT卷积，各重叠片段进行FFT并与金色码FFT相乘，其结果进行反向FFT并以重叠存储或重叠相加技术处理，这两种著名的分段卷积技术，重叠存储和重叠相加技术由Lawerence R.Rabiner & Bernard Gold在《数字信号处理原理与应用》(Theory and Application of Digital Signal Processing)的2.25节(“分段卷积”)中描述，在这里将其全文引用。

例如，利用4ms输入信号片段，分段卷积的结果是金色码与输入信号的4ms线性卷积，该信号被分成四个1-ms的片段，按上述方法计算各片段的振幅并将所有片段的振幅逐点相加，因为分段卷积跨越片段边界使用各片段的整个金色码序列，上述使用循环卷积的相变问题不再出现，相反，相变的地方峰是反转的，如上所述，因为在累加过程中使用的是振幅，反转的出现无关紧要。

到目前为止描述的过程使用非干涉平均，在这里平均和积分同义使用。使用相干平均可对峰位置进一步细化，相干平均有两个步骤，第一步，利用上述的多片段技术获得载频和码相位的近似估测值，第二步，利用相干信号处理技术优化获得的载频和码相位的估测值。

相干处理技术应用卷积616a、616b、616c和616d，需要通过相加将其一起平均，然后计算振幅并进行峰检测，但是，为进行这一操作，频率必须精确了解，这是因为在输入信号中，你随时间移动，输入信号与估测载频之间的任何差异在数据中表现为矢量旋转，即相位偏移，该相位偏移降低了计算出的和的振幅，在1毫秒范围内，该矢量旋转可能不重要，但在数毫秒范围内，该矢量旋转会损害平均过程。

为解决该矢量旋转，需要确定旋转的频率，这可通过分析各1ms卷积616a、616b、616c和616d中峰位置(前已确定)的复值完成，该频率可应用许多著名技术中的任何一种来确定，例如，可进行四点FFT以确定正弦波频率。通过上述的零附加技术提高精确度，例如，附加4、12、28或任意数目的零可获得更高的精确度，考虑到计算效率，FFT的大小优选为2的幂。FFT使各单独峰值中的噪声得以平均，其它利用峰位置的复值确定正弦波频率的曲线拟合技术对于本领域技术人员是众所周知的。

利用该频率偏移，矢量旋转在各卷积616a、616b、616c和616d中得到补偿，这通过卷积616a、616b、616c和616d与具有上述在峰位置确定的频率的正弦波值的复指数分块相乘完成，然后，卷积616a、616b、616c和616d被平均，在这种情况下，卷积616a、616b、616c和616d在计算振幅前相加，这可能是由于该过程的相干性质。

图7显示了上述方式的相干处理。卷积616a、616b、616c和616d的示例部分近似卷积显示各毫秒输入信号金色与输入信号一致，这里有峰701a、701b、701c和701d，伴随各峰的相位分别显示在相位表示图702a、702b、702c和702d中，如果输入信号的载频和本机产生的金色码频率精确匹配，各相位表示图702a、702b、702c和702d应是一致的。

但是，如图7所示，随时间变化，即从卷积片段到卷积片段，存在相位旋转，相位旋转率对应于输入信号的载频和本机产生的金色码频率之间的频率偏移，该频率偏移可通过如上述的FFT进行估测。随机选择矢量702a的相位作为参照，应用上面计算的频率偏移，各卷积616b、616c和616d峰时间的相位得到确定，该相位与参照之间的差异是应用到各卷积结果使其能进行相干平均的旋转量，该相位通过卷积片段与具有与参照的相位差异相等的相位的复指数进行复式块相乘应用。

只处理峰和峰任一侧的一个或更多的一些点而不是整个1-ms的样本可获得更高的效率，只使用一些点比处理所有的1024点明显快得多。在随后的说明中，只使用5点(预计峰位置任一侧的2点及预计峰位置的点)，但应该注意的是，可以使用预计峰位置周围，并包括峰位置，任意数目的点。

在旋转应用到该5点后，进行峰检测以更精确地确定码相位，有许多检测峰的技术，例如，曲线拟合技术如抛物线拟合可被用于确定给定的点中峰的位置。

或者，应用查表方法，在该方法中金色码与完全输入信号在不同偏移处卷积，优选偏移在一码元长度范围内，优选偏移在该码元长度范围内均一地变化。虽然可使用任意数目的点，例如，考虑计算效率可只使用5点；可以使用任意数目的偏移，例如，如果使用64偏移，那么第一系列的值对应于金色码与输入信号的完美结合，表中第二系列的值对应于金色码与输入信号之间1/64码元长度的失调，如上述金色码的FFT，该表优选预先计算并储存在非易失存储器中。

图8为储存预先计算的与金色码相关输入信号的时间偏移的表802的使用示意图。峰801附近旋转的5点用相关器804与表802中的各项目ENT1、ENT2到ENT N关联，最大的关联被最大值选择器806选作码相位的正确值，其被用于调整上面从卷积616a、616b、616c和616d的振幅及和确定的近似码相位。

因为码相位和频率近似估测值的检测比微调该估测值的内插法需要更高的计算需求，因此本发明可进一步优化。这是因为在确定近似频率和码相位的起始步骤中需要较长的处理时间，所以应该使用较少的数据(比如4或8毫秒)，而在微调频率和码相位中需要较短的处理时间，可以使用较多的数据(比如16毫秒)，但可将前述技术应用于任何数量的数据。

当接收信号的信噪比(SNR)很低时可使用本发明的变例，例如，GPS接收器在大楼或其它建筑中，在这种情况下，SNR可能太低而不能运用非相干的平均技术确定近似频率和码相位，在这种情况中需要进行相干平均以确定码相位和频率的能力。

在该变例中，进行上述处理以产生卷积616a、616b、616c和616d，然后在卷积616a、616b、616c和616d的各点上进行上述如图7的相干处理，因此，不是只在近似峰位置进行一次相干处理，而是进行1024次(或者如卷积大小的任意次数)，然后比较其结果值以确定峰的位置，一旦峰的位置被确定，按上述方法运用曲线拟合技术或查表细化峰位置。

下面说明本发明的数学原理。如上所述，本发明在与采集的GPS信号的展开码(金色码)序列h(n)，其中n∈[0，1，...，N-1]且N是采集的GPS信号样本的数目，相匹配的卷积器的复合基带输出 $y\left(t\right)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}h*(N-1-k)x(t-k)$ 上实行。如上所述该卷积优选在频域中进行。

在其中一个实施例中，该卷积为优选使用分段卷积技术进行的线性卷积，如果频率和码相位偏移是正确的，在卷积输出中对应于各1-ms采集GPS信号片段的金色码序列开始位置上应该出现峰，峰的信噪比(SNR)可通过上述的积分加以改善。

如上所述，一个这样的积分是非相干平均，在非相干平均中，采集GPS信号各1-ms片段中各样本的振幅被加到各其它1-ms片段的振幅上以获得振幅矢量z(n)。因此，对于n∈[0，1，...，N-1]， $z\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}y*(n+\mathrm{kT})y(n+\mathrm{kT}),$ 其中有T为金色码相位的周期，N为采集GPS信号的样本数量且M为积分时间，M相当于采集GPS信号的1-ms片段的数目。如果有足够的SNR和积分时间M，非相干平均能可靠地在1-ms片段边界和卷积器输出峰之间产生时间偏移峰 $n_0=\underset{n\∈[\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1]}{\arg \max }z\left(n\right),$ 该峰的位置对应于金色码的时间偏移。

如上所述，本发明然后优化该时间估测，这通过分析由w(m)＝y(n₀+mT)，其中m∈[0，1，...，M-1]且M为积分时间(即1-ms片段的数目)，给出的峰位置的卷积器输出完成，这些样本(w(m))然后被乘以所有可能的M样本数据调制序列，即假设M样本序列中发生数据转换，M样本中各样本乘以相应的数据值，因此，存在数据调制序列d_s(m)，其中m∈[0，1，...，M-1]，s∈[0，1，...，P-1]且M为积分时间(即1ms片段的数目)，P为M片段时可能的数据序列的数目。对这些积进行L点(L-point)DFT，产生 $W(f,s)=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_s*\left(m\right)w\left(m\right)e^{-j2\mathrm{\πfm}/L},$ 其中f∈[0，1，...，L-1]，s∈[0，1，...，P-1]，L可通过附加增加频率解析度的L-M零获得。P变换 $(f_0,s_0)=\underset{f\∈[\mathrm{0,1},\·\·\·,L-1],s\∈[\mathrm{0,1},\·\·\·P-1]}{\arg \max }W*(f,s)W(f,s)$ 最大值的位置是估测频率偏移f₀和数据序列指针s₀，相当于包含提供该估测数据序列 $d_{s_0}\left(m\right),m\∈[\mathrm{0,1},\·\·\·,M-1]$ 最大值的变换。

已知近似的时间估测值n₀、估测的频率偏移f₀和估测的数据序列 $d_{s_0}\left(m\right),m\∈[\mathrm{0,1},\·\·\·,M-1],$ 本发明下一步确定精确的时间偏移估测值τ₀，这通过产生对于一系列时间偏移{τ_k|k∈[0，1，...，k-1]}的理想卷积器输出v(t，τ)，t∈[-R，-R+1，...，R-1，R]来完成，其中v(0，τ)对应于峰卷积器输出。如上所述，区间[-R，-R+1，...，R-1，R]被选择以取得卷积器峰的有效部分，然后该峰由理想无噪声输入波形的数学模型分析确定。

或者，如上所述，预先计算对于该系列时间偏移的理想卷积器输出表，该计算可应用分析导函数或需要的可由用给定时间偏移产生理想无噪声输入波形和模拟计算机运行的计算机模型获得的值。

相干技术也可用于本发明中。下面提供应用相干平均技术的数学原理，相干平均需要将在近似时间偏移各卷积器输出峰周围的区域与三个乘数相乘，并将获得的采集GPS信号的M片段的积平均。

第一个乘数从估测的数据序列 $d_{s_0}\left(m\right),m\∈[\mathrm{0,1},\·\·\·,M-1]$ 取得，如上所述对应于含卷积器输出峰片段的估测数据序列元素的复共轭与各含峰区域的样本相乘。第二个乘数由估测频率偏移f₀计算得到，在估测频率偏移产生的载波的复共轭与各含峰区域的样本相乘。第三个乘数由产生对于一系列时间偏移{τ_k|k∈[0，1，...，k-1]}的理想卷积器输出v(t，τ)，t∈[-R，-R+1，...，R-1，R]的方法获得，各含峰区域的样本被乘以其相应的特定时间偏移的理想卷积器输出样本。

在区域 $A(t,\mathrm{\τ})=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{s_0}*\left(m\right)v*(t,\mathrm{\τ})y(n_0+t+\mathrm{mT})e^{j2\mathrm{\π}{f}_{0}m/L},t\∈[-R,-R+1,\·\·\·,R-1,R],$ τ∈{τ_k}上的平均值然后与其共轭值相乘并相加以产生量度 $Q\left(\mathrm{\τ}\right)=\underset{t=-R}{\overset{R}{\mathrm{\Σ}}}A*(t,\mathrm{\τ})A(t,\mathrm{\τ}),$ 其中τ∈{τ_k}。用检索算法对不同特定时间偏移的量度Q(τ)求值以最大化该量度，简单检索算法能对确定栅格时间偏移的量度求值并选择最大值，提供量度Q(τ)最大值的时间偏移 $\mathrm{\τ}=\underset{\mathrm{\τ}\∈\left\{{\mathrm{\τ}}_k\right\}}{\arg \max }Q\left(\mathrm{\τ}\right)$ 被从近似偏移估测n₀选作精确时间偏移估测值，所以总偏移由t₀＝n₀+τ₀。

在本发明的可选择的实施例中，对非整数值的T(采样码片段长度)进行补偿，例如，如果采样时钟不是金色码序列频率的精确倍数，非整数值的T可能发生，这种情况可能由采样时钟振荡器不完全同步或者接收的GPS信号发生多普勒频移引起。假设T′＝T+ε，其中T′为估测的非整数金色码周期，T为T′的最接近的整数值且ε为T的小数部分，采集GPS片段上的平均值按下式计算 $A(t,\mathrm{\τ})=\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_{s_0}*\left(m\right)v*(t,\mathrm{\τ}+\mathrm{m\ϵ})y(n_0+t+\mathrm{mT})e^{j2\mathrm{\π}{f}_{0}m/L},$ t∈[-R，-R+1，...，R-1，R]，τ∈{τ_k}，在该方程式中，v*(t，τ+mε)以最接近τ+mε的τ∈{τ_k}的值求值，然后量度Q(τ)按上述方法求值，正如从A(t，τ)的方程式可看到的，随着积分时间的增加，ε的影响可能会更大。

本发明也可补偿接收信号中大的未知多普勒频移，这在上面的说明中按频率位元的步进作了说明，在数学上，卷积器被改进以对 $y(t,f_D)=\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}h*(N-1-k)x(t-k)e^{j2\mathrm{\π}{f}_D(t-k)}$ 求值，在本发明的一个实施例中，该改进的技术其后被用于一组f_D值的各项，给出所有f_D值中量度的最大值的n₀和τ₀的组合被选择以计算总时间偏移t₀＝n₀+τ₀，给出量度最大值的f_D值被表示为

前述检索所有f_D值并进行确定n₀和τ₀的所有计算的实施是确定

的强力方式，通过首先确定的 总偏移时间t₀＝n₀+τ₀能更有效地确定，例如，在本发明的可选择的实施例中， 通过对该组f_D值中各频率的卷积器输出z(n₀)的振幅求值确定，给出最大振幅的f_D值被视为

因此，在本发明的该实施例中， $f_{D_0}=\underset{f_D}{\arg \max }z\left(n_0\right),$ 然后该

值被用在改进技术中以确定总时间偏移t₀＝n₀+τ₀。

在本发明的可选择的实施例中，

通过对如上面提出的该组f_D值中各频率的W(f₀，s₀)求值确定，最大化W(f₀，s₀)振幅的f_D值被视为

因此， $f_{D_0}=\underset{f_D}{\arg \max }W*(f_0,s_0)W(f_0,s_0),$ 然后该

值被用在改进技术中以确定总时间偏移t₀＝n₀+τ₀。

一旦该多普勒偏移 使用本发明的前述三个实施例之一确定，采样时钟的误差ε可被估测，ε通过下述表达式 $\mathrm{\ϵ}=\frac{{\mathrm{Tf}}_{D_0}}{f_c/f_s}$ 求值，其中f_c为传输信号(即在任何多普勒偏移之前且f_s为采样率)的载频。

如上所述，本发明可使用采集GPS信号片段上的循环卷积而不是全部采集GPS信号的线性卷积，该循环卷积优选通过分割复杂的基带信号输入序列为非重叠块、对各块进行快速傅里叶变换(FFT)、将各变换块与金色码序列的FFT相乘、对其乘积做反向FFT并连接结果片段完成。该技术剩下的是确定总时间偏移t₀＝n₀+τ₀，如上所述。

所述的补偿大的未知多普勒频移的技术也可以应用循环卷积，例如，在本发明的一个实施例中，卷积器被改进以对h(n)，n∈[0，1，...，N-1]的循环卷积

求值，该改进技术然后被用于一组f_D值的各项，给出所有f_D值中量度的最大值的n₀和τ₀的组合被选择以计算总时间偏移t₀＝n₀+τ₀，给出量度最大值的f_D值被表示为

如上所述，该确定总偏移时间t₀＝n₀+τ₀的强力方法可通过首先确定的

更有效地确定总偏移时间t₀＝n₀+τ₀，例如，在本发明的可选择的实施例中，

通过使用循环卷积对该组f_D值中各频率的卷积器输出z(n₀)的振幅求值确定，给出最大振幅的f_D值被视为

因此，在本发明的该实施例中， $f_{D_0}=\underset{f_D}{\arg \max }z\left(n_0\right),$ 然后该

值被用在改进技术中以确定总时间偏移t₀＝n₀+τ₀。在继续确定总时间偏移t₀＝n₀+τ₀的处理之前，进行确定频率

的线性卷积。

在本发明的可选择的实施例中，

通过对如上面提出的该组f_D值中各频率的W(f₀，s₀)求值确定，最大化W(f₀，s₀)振幅的f_D值被视为

因此， $f_{D_0}=\underset{f_D}{\arg \max }W*(f_0,s_0)W(f_0,s_0),$ 然后该

值被用在改进技术中以确定总时间偏移t₀＝n₀+τ₀。在继续确定总时间偏移t₀＝n₀+τ₀的处理之前，进行确定频率

的线性卷积。

一旦该多普勒偏移 使用本发明的前述三个实施例之一确定，采样时钟的误差ε可被估测，ε通过下述表达式 $\mathrm{\ϵ}=\frac{{\mathrm{Tf}}_{D_0}}{f_c/f_s}$ 求值，其中f_c为传输信号(即在任何多普勒偏移之前且f_s为采样率)的载频。

本发明的另一个实施例是真正的强力方法，其不使用非相干平均以产生近似时间偏移估测n₀，相反，该量度的最大值对各可能的n₀＝0，1，2，...，N-1值求值，最大化该量度Q(τ)的n₀和τ₀的组合被选择以计算总时间偏移t₀＝n₀+τ₀，本发明的该实施例可与先前描述的本发明的可选实施例结合。

前面公开的本发明的优选实施例被提出以作阐述和说明，它不是为穷举或限制本发明在所公开的确定形式中，在这里描述的实施例的许多变更和改进对于在本领域的普通技术人员参照上述公开是显而易见的，该发明的范围只由附加于此的权利要求和其等效范围确定。

进一步，在描述的本发明的代表实施例中，本说明书可能提出了作为特定顺序的步骤的本发明的方法和/或程序，但是，从范围上方法或程序并不依赖于这里提出的特定次序的步骤，该方法或程序不应受所描述的特定顺序的步骤限制，本领域的普通技术人员应该了解，其它顺序的步骤也是可能的，因此，本说明书提出的特定次序的步骤不应对权利要求造成限制，另外，指向本发明的方法和/或程序的权利要求不应受所描述顺序的步骤的实行的限制，本领域的技术人员可容易地理解，可以改变实行顺序而仍保持在本发明的精神和范围之内。

Claims (12)

1、GPS接收器，包括：

用于接收包含带接收展开码频率的接收展开码的复合GPS信号的接收器；

按样本率对接收的复合GPS信号数字化的数字转换器；

产生展开码的展开码发生器；

将接收的复合GPS信号与产生的展开码卷积以产生卷积输出的卷积器；

由于样本率与接收展开码频率的整数倍不相等产生的时钟误差的估测装置；

由该卷积输出和该估测的时钟误差得出的量度；及

最大化该量度以确定总的时间偏移和频率偏移的装置。

2、如权利要求1所述的GPS接收器，其特征在于，所述卷积器进行线性卷积。

3、如权利要求1所述的GPS接收器，其特征在于，所述卷积器进行多项循环卷积。

4、如权利要求1所述的GPS接收器，进一步包括：

估测调制展开码的数据序列的装置；

相当于理想复合GPS信号与产生的展开码的卷积的理想卷积器输出的产生装置；

将该卷积器输出与该估测数据序列的复共轭和该理想卷积器输出的复共轭相乘的乘法器；及

其特征在于，该量度包含对采集GPS信号的连续片段应用该乘法器的积分。

5、如权利要求1所述的GPS接收器，其特征在于，所述最大化该量度的装置通过检索不同的预定时间偏移以最大化该量度。

6、如权利要求1所述的GPS接收器，其特征在于，所述卷积器在频域中进行卷积。

7、用于GPS接收器的取得码相位和载频偏移的方法，包括以下步骤：

接收包含带接收展开码频率的接收展开码的复合GPS信号；

按样本率对该接收的复合GPS信号采样；

产生要产生的展开码序列；

将该接收的GPS信号与该产生的展开码序列卷积；

估测由于样本率与接收展开码频率的整数倍不相等产生的时钟误差；

由该卷积输出和该估测的时钟误差得出量度；及

最大化该量度以确定总的时间偏移和频率偏移。

8、如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述卷积步骤包括进行线性卷积的步骤。

9、如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述卷积步骤包括进行多项循环卷积的步骤。

10、如权利要求7所述的方法，进一步包括以下步骤：

估测调制展开码的数据序列；

产生相当于理想复合GPS信号与产生的展开码的卷积的理想卷积器输出；及

将该卷积器输出与该估测数据序列的复共轭和该理想卷积器输出的复共轭相乘；及

积分该乘法器对采集GPS信号的连续片段的输出。

11、如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述最大化步骤包括检索不同的预定时间偏移以最大化该量度的步骤。

12、如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述卷积步骤进一步包括以下步骤：

将该接收GPS信号转换到频域；

将该产生的展开码序列转换到频域；

将该转换的接收GPS信号和展开码序列相乘以获得乘积；及

将该积转换到时域。

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