CN1428922A

CN1428922A - 功率因数校正的方法及其装置

Info

Publication number: CN1428922A
Application number: CN 01145387
Authority: CN
Inventors: 周建平
Original assignee: Shanghai No 2 Research Institute of ZTE Corp
Current assignee: ZTE Corp
Priority date: 2001-12-28
Filing date: 2001-12-28
Publication date: 2003-07-09
Anticipated expiration: 2021-12-28
Also published as: CN100352150C

Abstract

一种功率因数校正的方法及其装置，升压式直直变换器主功率变换电路将经过EMI滤波的交流电源整流后升压输出；双环控制电路检测该升压式直直变换器主功率变换电路的内环电流和输出电压，并根据该检测结果控制该升压式直直变换器主功率变换电路的输出；该升压式直直变换器主功率变换电路中设有两个相互并联的升压式直直变换器，该双环控制设有电流检测电路、电压反馈及外环控制电路和峰值电流型内环PWM控制电路；并通过两路交错互补，相位互差180度的PWM控制信号分别控制该两个升压式直直变换器的主开关管。

Description

功率因数校正的方法及其装置

技术领域：

本发明涉及一种降低交流电网的谐波污染，提高开关电源输入级功率因数的方法及其装置，尤其是一种具有功率因数校正(Power Factor Corrector，简称PFC)的交流—直流高频开关整流器的功率因数校正的方法及其装置。

背景技术：

在绿色环保观念渐深入人心的今天，为了减少非线性负荷对交流电网产生的谐波污染，国内外已普遍对开关电源设备的输入谐波电流提出了严格的限制标准，要求提高输入级的功率因数，如IEC61000-3-2，IEC555-2及YD/T983-1998等标准。开关电源，特别是通信用的一次整流电源的输入功率因数校正技术因此而得以迅速发展。

目前，应用最普遍而且也是最典型的功率因数校正技术是在不控整流桥和输出大电容之间串接一个升压式(BOOST)直直变换器，通过有源控制技术，使输入电流跟随输入电压的变化，达到提高输入功率因数和降低输入电流谐波的目的。为便于控制，易于滤波和减小输入谐波电流，该升压式直直变换器一般工作在连续模式。

参见图1，其为传统的功率因数校正的典型控制电路原理方框图。该电路包括升压式直直变换器主功率变换电路101和采用平均电流型的双环控制电路102两大部分。

该直直变换器主功率变换电路101的输入为单相交流电源，包括火线L、零线N和地线E；该输入电源经电磁干扰(E1ectro Magnetic Interference，简称为EMI)滤波电路滤波后输入到不控整流桥DB，该不控整流桥DB将输入的交流电变换为脉动的直流电，作为包括升压电感L1，主开关功率管Q，主升压二极管D和输出电容Cout在内的升压式直直变换器的输入，脉动的直流电经此升压式直直变换器升压变换成高压直流电供给负载。

双环控制电路102包括：

1.平均电流型内环脉宽调制(PWM)控制电路，该电路检测输入升压电感L1的电流，并将检测结果与正弦电流样本比较，然后输出正弦脉宽调制(SPWM)信号控制主开关管Q的开通和关断；

2.电压反馈及外环控制电路，该电路检测输出电容Cout上的电压，并使输出电压稳定，其输出的电压误差信号输入到模拟信号运算电路中；

3.为达到校正输入电流波形，使之正弦化的目的，在双环控制电路102的外环控制电路和内环控制电路之间还需依次加入除法器电路和乘法器电路，同时还需增加输入电压平均值采样电路和平方器电路，将前馈交流输入电压的平均值经过平方运算后，输入到除法器电路。外环控制电路的误差输出信号经过除法运算，与交流输入电压平均值的平方相除后，其输出信号与前馈的输入电压瞬时值作乘法运算，形成供内环控制电路校正波形用的正弦电流样本。

从上述典型的功率因数校正技术控制电路原理描述中可以看出控制电路的模拟信号运算较多，硬件实现较为繁杂。内环和外环为适应环路稳定和调节需要，都需增加加补偿校正电路，这使得设计和调试都变得困难。目前，这种功率因数校正控制电路已被集成化，典型代表就是UNITRODE公司的功率因数校正专用集成芯片UC3854。

在中大输出功率的应用场合，上述的功率因数校正电路中由单个升压式直直变换器来承担输入功率因数校正的任务是比较困难的。由于升压式直直变换器的工作模式为连续工作方式，在主开关管Q开通时，主升压二极管D在大的正向工作电流的情况下硬关断，其反向恢复电流非常大，导致主开关管Q开通时的功耗加大，从而会影响电路工作的可靠性。

为解决上述的问题，实现主升压二极管D的软关断，一般都需要增设比较复杂的无源无损吸收电路或者采用更为复杂的有源零电压转换(ZVT)技术。当然，若升压式直直变换器以断续或临界连续的工作模式工作，主升压二极管D则自动实现零电流软关断，但是由于这种工作模式的升压式直直变换器升压电感上的脉动电流过大，主开关管Q上的峰值电流很高，所以不适宜在中大功率输出的场合使用，只能应用在小功率输出的场合。

发明内容：

本发明的主要目的是提供一种功率因数校正的方法及其装置，其不必使用繁杂的模拟信号运算电路，内环电流环不必提供正弦电流样本，不必前馈交流输入电压瞬时值，也无需专用的功率因数校正控制集成芯片，可大大简化现有功率因数校正控制电路，设计、调试简单方便。

本发明的另一目的是提供一种功率因数校正的方法及其装置，在中大功率应用场合，减小甚至消除主升压二极管的反向恢复电流，解决造成主开关管开通损耗加大的问题，提高功率因数校正电路的可靠性。

本发明的目的是通过如下技术方案实现的：

一种功率因数校正的方法，升压式直直变换器主功率变换电路将交流电源滤波、整流后升压输出；双环控制电路检测该升压式直直变换器主功率变换电路的内环电流和输出电压，并根据该检测结果控制该升压式直直变换器主功率变换电路的输出；

该升压式直直变换器主功率变换电路中设有两个相互并联的升压式直直变换器，交流电源经滤波、整流后通过该两个并联的升压式直直变换器输出；

该双环控制设有电流检测电路、电压反馈及外环控制电路和峰值电流型内环PWM控制电路；其中，

该电流检测电路用于分别检测该两个升压式直直变换器的内环电流；

该电压反馈及外环控制电路用于检测该升压式直直变换器的输出；

该峰值电流型内环PWM控制电路处理输入的电流、电压检测结果，并通过两路控制信号分别控制该两个升压式直直变换器的主开关管。

所述的各升压式直直变换器的升压电感的电感量相等，并且满足如下公式：

L = \frac{V_{o}}{4 \times Ir \times F_{c}}

以其中：L为各升压式直直变换器升压电感的电感量；

V_o为升压式直直变换器主功率变换电路的输出电压；

I_r为升压式直直变换器主功率变换电路正弦输入电流的峰值；

F_c为各升压式直直变换器的开关频率。

所述的控制信号为最大占空比小于0.5的PWM信号。

所述的控制信号的开关相位互差180°。

一种功率因数校正的装置，设有升压式直直变换器主功率变换电路和双环控制电路；该升压式直直变换器主功率变换电路至少包括：滤波电路、不控整流桥和升压式直直变换器；交流电源连接到滤波电路的输入端，该滤波电路的输出端与不控整流桥的输入端连接，该不控整流桥的输出端连接到升压式直直变换器的主功率输入端，升压式直直变换器的输出端与负载相连接；

该升压式直直变换器主功率变换电路中设有两个相互并联的升压式直直变换器；

该双环控制电路设有电流检测电路、电压反馈及外环控制电路和峰值电流型内环PWM控制电路；

该电流检测电路分别检测两个升压式直直变换器的内环电流，并将检测结果求和后输出到峰值电流型内环PWM控制电路；

该电压反馈及外环控制电路与升压式直直变换器的输出端连接，其检测该升压式直直变换器主功率变换电路的输出电压，并将该检测结果输出到峰值电流型内环PWM控制电路；

该峰值电流型内环PWM控制电路输出的两控制信号分别连接到两个升压式直直变换器的开关管的控制输入端，其控制该升压式直直变换器的输出。

其中：L为各升压式直直变换器升压电感的电感量；

V_o为升压式直直变换器主功率变换电路的输出电压；

F_c为各升压式直直变换器的开关频率。

所述的升压式直直变换器的输入端并联有滤波电容。

所述的双环控制电路输出的两路控制信号为最大占空比小于0.5的PWM信号。

所述的双环控制电路输出的两路控制信号的开关相位互差180°。

采用本发明的功率因数校正方法及其装置简化了现有功率因数校正技术中控制电路，不必使用繁杂的模拟信号运算电路，其内环电流环不必提供正弦电流样本，不必前馈交流输入电压的瞬时值，因此也无需专用的功率因数校正控制集成芯片，只需采用通用的峰值电流型双环控制装置就可以实现良好的功率因数校正；硬件成本降低，设计和调试都简单方便。同时，本发明也解决了在中、大功率应用场合中升压式直直变换器中主升压二极管反向恢复电流大，造成主开关管开通损耗加大的问题，减小甚至消除了主升压二极管的反向恢复电流，提高了功率因数校正电路的可靠性。

以下结合附图及具体的实施例对本发明做进一步的详细说明：

附图说明：

图1为现有的功率因数校正电路的原理框图。

图2为本发明的功率因数校正电路原理框图。

图3为本发明功率因数校正电路的一个具体实施例的电路原理图。

具体实施方式：

参见图2，其为本发明所述的功率因数校正装置的电路原理框图。该电路原理框图包括相互并联双升压式直直变换器主功率变换电路201和采用峰值电流型的双环控制电路202两大部分。

第一部分由两个交错并联的升压式直直变换器所组成的主功率变换部分，单相交流电源的火线L、零线N和地线E作为该部分电路交流电源输入，单相交流电源经过EMI滤波电路后，输入给由四个二极管组成的单相不控整流桥DB，该不控整流桥DB将输入交流电变换为脉动的直流电，脉动的直流电经过小容量的输入滤波电容Cin滤波之后，作为双升压式直直变换器的输入。电感L1、主开关管Q1和主二极管D1组成第一升压式直直变换器；电感L2、主开关管Q2和主二极管D2组成第二升压式直直变换器，这两个升压式直直变换器在输入端和输出端通过共用输入电容Cin和输出电容Cout而直接并联。主开关管Q1和主开关管Q2的开通或关断受交错互补、相位互差180度、最大占空比小于0.5的高频脉宽调制(PWM)信号控制。

第二部分为产生控制两个升压式直直变换器主开关管Q1、Q2通断的高频脉宽调制(PWM)信号所需的峰值电流型双环路控制电路。它包括：1.电压反馈及外环控制电路，该电路检测输出电容Cout上的电压，并使该输出电压稳定；其输出的电压误差信号作为电流给定值，输入到峰值电流型电流内环PWM控制电路中。2.峰值电流型电流内环PWM控制电路，该电路将检测到的两个升压式直直变换器的主开关管Q1、Q2的电流信号与外环控制电路输出的电流给定信号进行比较，产生两路相位互差180度，最大占空度小于0.5的高频脉宽调制(PWM)信号，用于分别控制两个升压式直直变换器主开关管Q1、Q2的开通和关断。3.电流检测与求和电路和电流放大与滤波电路，其分别直接检测两个升压式直直变换器的主开关管Q1、Q2的主回路电流，然后将检测到的两个电流信号相加，放大并滤波后，输入到峰值电流型内环PWM控制电路中。

在上述的功率因数校正电路中，两个交错并联的升压式直直变换器的升压电感L1和L2的电感量相等，并且均满足如下公式：

L 1 = L 2 = \frac{Vo}{4 \times Ir \times Fc}

其中：Vo是此功率因数校正装置的输出电压。

Fc是每个升压式直直变换器的开关频率。

Ir是此功率因数校正装置正弦输入电流的峰值。

本发明的功率因数校正装置，简化了现有功率因数校正技术中控制电路，不必使用繁杂的模拟信号运算电路，内环电流环不必提供正弦电流样本，不必前馈交流输入电压的瞬时值，因此也无需专用的功率因数校正控制集成芯片，只需通用的峰值电流型双环控制的集成电路芯片，硬件成本降低，设计和调试都简单方便。同时，它也解决在中大功率应用场合，升压式直直变换器中主升压二极管反向恢复电流大，造成主开关管开通损耗加大的问题，减小甚至消除主升压二极管的反向恢复电流，提高了功率因数校正电路的可靠性。

参见图3，其为采用通用峰值电流型集成控制芯片SG3846来实现本发明功率因数校正电路的一个具体电路实施例。该电路包括双升压式直直变换器主功率变换电路301和采用峰值电流型的双环控制电路302两大部分。

第一部分是由两个交错并联的升压式直直变换器所组成的主功率变换部分，单相交流电源输入的火线L、零线N和地线E作为该部分电路的交流输入，单相交流电源经过EMI滤波电路后，输入给由四个二极管组成的单相不控整流桥DB，该不控整流桥DB将输入的交流电变换为脉动的直流电。脉动的直流电经过小容量的输入滤波电容Cin滤波之后，作为双升压式直直变换器的输入。电感L1、主开关管Q1、主二极管D1组成第一升压式直直变换器；电感L2、主开关管Q2、主二极管D2组成第二升压式直直变换器，这两个升压式直直变换器在输入端和输出端分别通过共用的输入电容Cin和输出电容Cout而直接并联。主开关管Q1和主开关管Q2的开通或关断受交错互补、相位互差180度、最大占空度小于0.5的高频脉宽调制(PWM)波控制。

第二部分为产生控制两个升压式直直变换器主开关管通或断的高频脉宽调制(PWM)信号的峰值电流型双环路控制电路。对应图2所示的原理方框图，除电流检测和求和电路外，包括电流放大与滤波电路，峰值电流型内环PWM控制电路和电压反馈及外环控制电路均由通用峰值电流型集成控制芯片SG3846来实现。电流检测和求和电路303由两个串联在主开关管Q1、Q2集电极上的电流互感器CT1、CT2检测其电流。流入电流互感器CT1、CT2原边绕组同名端的电流为主开关管Q1、Q2的集电极电流，电流互感器CT1、CT2副边绕组分别并接电阻R1、R2，电流互感器CT1、CT2副边绕组的一组同名端直接相连在整个电路的参考地上。电流互感器CT1、CT2副边绕组的另一组同名端分别与二极管D3、D4的阳极相连，二极管D3、D4的阴极并接后，与检测电阻R3的一端相连，R3的另一端接入参考地。电阻R3两端的电压信号即为两路升压式直直变换器主开关管Q1与Q2集电极电流的和信号。电阻R15与电容C6串联后，并联在检测电阻R3两端，其滤除电流和信号的杂波，干净的和电流检测信号从电容C6两端输入到集成控制芯片SG3846的第4脚(C/S+)和第3脚(C/S-)，由SG3846的内部放大电路将此电流和信号放大后，经峰值电流型内环PWM控制电路(SG3846内部集成)，产生两路交错互补、相位互差180度、最大占空度小于0.5的高频脉宽调制(PWM)信号，由SG3846的第11脚(OUT1)和第14脚(OUT2)输出，分别通过电阻R6、R7连接到主开关管Q1、Q2的基极上，控制该主开关管Q1、Q2的开通或关断。电阻R5和电容C1分别连接到SG3846的第9脚(Rt)和第8脚(Ct)，其设定SG3846的工作频率。电阻R8，R9和R10相串联，构成输出电压的反馈采样支路，采样电压从电阻R10两端取出，并联在电阻R10两端的电容C4用于滤除信号的杂波。电阻R11和电容C5串联后与电容C3并联形成的网络构成了电压外环控制电路(SG3846内部集成)的补偿校正网络，分别连接到SG3846的第6脚(INV)和第7脚(COMP)。SG3846的第2脚(VREF)提供+5V电源，外接电阻R13和R12的串联支路连接到参考地，用于分压，电阻R12上分到的参考电压输入到SG3846的第5脚(NI)，作为电压外环控制电路(SG3846内部集成)的给定参考电压。

本实施例中，两个相互并联的升压式直直变换器的升压电感L1和L2的电感量的选取应满足如下关系式：

L 1 = L 2 = \frac{Vo}{4 \times Ir \times Fc}

其中：Vo为该功率因数校正装置的输出电压

Fc为每个升压式直直变换器的开关频率

Ir为该功率因数校正装置正弦输入电流的峰值。

本实施例所揭示的功率因数校正的方法及其装置，简化了现有功率因数校正技术中控制电路，不必使用繁杂的模拟信号运算电路，内环电流环不必提供正弦电流样本，不必前馈交流输入电压的瞬时值，因此也无需专用的功率因数校正控制集成芯片，只需通用的峰值电流型双环控制的集成电路芯片，硬件成本降低，设计和调试都简单方便。

最后所应说明的是，以上实施例仅用以说明而非限制本发明的技术方案，尽管参照上述的实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明进行修改或者同等替换，而不脱离本发明精神和范围的技术方案，均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims

1、一种功率因数校正的方法，升压式直直变换器主功率变换电路将交流电源滤波、整流后升压输出；双环控制电路检测该升压式直直变换器主功率变换电路的内环电流和输出电压，并根据该检测结果控制该升压式直直变换器主功率变换电路的输出；其特征在于：

2、根据权利要求1所述的功率因数校正的方法，其特征在于：所述的各升压式直直变换器的升压电感的电感量相等，并且满足如下公式：

L = \frac{V_{o}}{4 \times Ir \times F_{c}}

其中：L为各升压式直直变换器升压电感的电感量；

V_o为升压式直直变换器主功率变换电路的输出电压；

F_c为各升压式直直变换器的开关频率。

3、根据权利要求1所述的功率因数校正的方法，其特征在于：所述的控制信号为最大占空比小于0.5的PWM信号。

4、根据权利要求1所述的功率因数校正的方法，其特征在于：所述的控制信号的开关相位互差l80°。

5、一种功率因数校正的装置，设有升压式直直变换器主功率变换电路和双环控制电路；该升压式直直变换器主功率变换电路至少包括：滤波电路、不控整流桥和升压式直直变换器；交流电源连接到滤波电路的输入端，该滤波电路的输出端与不控整流桥的输入端连接，该不控整流桥的输出端连接到升压式直直变换器的主功率输入端，升压式直直变换器的输出端与负载相连接；其特征在于：

6、根据权利要求5所述的功率因数校正的装置，其特征在于：所述的各升压式直直变换器的升压电感的电感量相等，并且满足如下公式：

L = \frac{V_{o}}{4 \times Ir \times F_{c}}

其中：L为各升压式直直变换器升压电感的电感量；

V_o为升压式直直变换器主功率变换电路的输出电压；

F_c为各升压式直直变换器的开关频率。

7、根据权利要求5所述的功率因数校正的装置，其特征在于：所述的升压式直直变换器的输入端并联有滤波电容。

8、根据权利要求5所述的功率因数校正的装置，其特征在于：所述的双环控制电路输出的两路控制信号为最大占空比小于0.5的PWM信号。

9、根据权利要求5所述的功率因数校正的装置，其特征在于：所述的双环控制电路输出的两路控制信号的开关相位互差180°。