CN1427988A - 有源噪声抑制系统 - Google Patents

Abstract

一种有源噪声抑制系统，该系统利用定点数字滤波器(20)在一些预先定义好的位置(10)对从控制误差(21)的测量所得声音噪声的反相信号(19)进行估计。声音噪声(19)的反相信号用于产生精确的声音控制响应信号(18)，经定点滤波器(20)处理后，用于补偿组成系统的物理元件(14)、(16)、(22)的动态效应(7)。本系统实际上提供一种具有稳定性的结构，产生声音噪声(19)的反相信号的紧密匹配。本系统不受因采用模拟反馈补偿法所带来的闭环稳定性方面的限制，同时本发明的结构也不受在自适应前馈操作时较差的参数收敛限制。

Description

有源噪声抑制系统

技术领域

本发明涉及一种有源噪声抑制系统。

技术背景

给出一种抑制有害噪声的实用化方法是声学及控制领域工程研究中一项活跃的课题。到目前为止，抑制噪声大都是采用无源方法。这些无源方法几乎都需要安装大质量、大体积且昂贵的材料，如泡沫、毛织物及纤维氈。这些额外的重量、体积和所需要的物理变化在很多情况下就显得既不适用又不合算。

此外，利用绝缘体或吸收物质存在的根本的问题之一是，这些物质在低频段不能很好地抑制噪声。这主要是由于与一般吸收介质的厚度相比，低频段声波的波长要大。

有源噪声抑制方法可以克服这些问题及缺点。有源噪声抑制方法是基于信号叠加原理。按照这一原理，如果有两个信号，其中一个为非预期性的干扰信号，另一个为受控的响应信号，当两者振幅相等、相位相反时，叠加的结果为0。这一信号抵消的现象通常称为破坏性干扰，有源噪声抑制系统的工作就是基于这一现象的。

有源噪声抑制方法有很多优越性，但是最突出的两方面在于其频谱效率及安装方法。

有源噪声抑制方法利用低频声波的长波长，所以有源噪声抑制系统可以更有效地减少低频声波干扰。这些低频干扰通常对运行的机械有负面影响，并且利用无源方法很难减小。

至于有源噪声抑制系统的实体特征，该系统一般是由小而轻的元件组成。这意味着有源噪声抑制系统可用于许多对于无源方法由于体积、重量及成本效益方面的因素而不适用的场合。

然而，现有的有源噪声抑制系统也有其不足之处。其中包括系统稳定性差、对于噪声的抑制性能不足以及工作带宽窄。

有源噪声抑制系统是基于反馈控制方法，风险稳定度，特别是在反馈控制器无法计算设备动态特性的变化时表现得更为突出。设计一个可以高效且自动地抑制噪声的反馈补偿网络是很困难的，对于宽频带情况更是如此。此外，为了提高对低频噪声的抑制，需要加大反馈补偿器的增益，而这又会对高频部分的放大率在性能上产生负面影响。

有源噪声抑制系统是基于众所周知的自适应前馈技术，例如，它可以通过有效的参数收敛(parameter convergence)解决许多问题，从而可以提供接近于最优的性能。但是，自适应技术也需要大量的处理，尤其是在前馈路径很复杂并且用于计算控制响应的时间又很短时更是如此。在很多方面，由于成本以及不能实际用于系统而使得这一控制方法不适用。

发明内容

本发明的目的在于提供一种改良的有源噪声抑制系统，或者至少为公众提供一种有用的选择。

本发明的一方面，广泛地说包含一种有源噪声抑制设备，该设备包括：

置于声场中的声源部件，

置于声场中的检测部件，用以提供与来自于声源部件的声音及声场中的噪声所对应的输入信号，

处理部件，它包含：

噪声信号估计部件，用于产生输入信号中对应于噪声成份的估计值，

反相部件，用于对噪声估计值进行处理从而产生驱动声源部件输出的驱动信号，并且由此，

所述声源部件可以提供与声场中的噪声振幅基本相等且相位相反的声信号，通过破坏性干扰而从实质上减小噪声。

在噪声信号估计部件中最好包括一个设备的开环动态模块(model ofthe open loop dynamics)，并将输出信号加在该模块上，从而产生输入信号的估计值，该值实质上不含噪声成份。

所述设备最好还应当包括代数加法(algebraic adding)部件，通过将不含噪声成份的输入信号估计值与输入信号代数相加，可以得到噪声成份估计值。

另一方面，本发明可广泛用于一种有源噪声抑制控制方法中，所述方法包括如下步骤：在声场中检测声信号，所述声信号包括由声场中的声源产生的声信号以及声场中的噪声；提供至少一种噪声成份的估计值，即探测到的声音中对应于噪声成份的估计；将噪声成份的估计值加到开环动态反相模块中，产生声源部件的驱动信号。

本发明的再一方面，可以广泛用于一种有源噪声抑制系统，所述系统具有检测部件，用于探测声场中声源产生的声音以及噪声场中的噪声；所探测到的信号被输入到一个定点数字滤波器(fixing point digitalfilter)中，从而估计出噪声场中检测到的噪声的反相信号。所检测到的噪声的反相信号被送入第二个定点数字滤波器中，该滤波器可以补偿由系统元件造成的有害动态效应，而且第二个数字滤波器的输出被送到声源，声源单元处理该信号而在声场中产生声音，并与声场中的噪声发生破坏性干扰。

又一方面，本发明可广泛用于根据本发明的前述任一项说明的开环动态噪声抑制系统。

进一步，本发明可广泛地包含于按照本发明的前述任一项说明的用于有源噪声抑制系统的前馈控制方法。

此外，本发明还应当包含一种有源噪声抑制系统，所述系统利用数字式滤波器获得一个信号，该信号表示系统中需要消除的噪声，然后使该噪声信号反相，形成控制声音响应，该响应与声音噪声在控制误差测量位置(position of control error measurement)相叠加，依据信号破坏性干扰的机理，两信号均会因抵消而消失。

所述定点数字滤波器把在测量和控制位置处所产生的反相噪声的估计信号输出给声致动器，在测量和控制位置处就会产生反相噪声的估计信号。补偿实际上是有源噪声抑制系统的动态开环特性(即位于有源噪声抑制电路的输入和输出之间的复合系统元件的动态特性)的精确并且稳定的反相操作。

所述有源噪声抑制系统最好应当包括一个或多个声致动器、用以实现定点数字滤波器功能的有源噪声抑制电子电路以及一个或多个声音传感器。

所述有源噪声抑制电子电路最好应当包括一个或多个数字信号处理器(DSP)，一个或多个模-数变换器(ADC)以及一个或多个数-模变换器(DAC)。

所述有源噪声抑制电子电路的模拟元件最好应当包括位于输入端口的前置放大器和位于输出端口的功率放大器。

所选择的数字采样频率应当足够高，足以使得在频率大于等于奈奎斯特频率时声音信号的电平充分低于模-数转换器的噪声底限，从而可以省去反混叠滤波器。

所选用的采样频率最好应当足够高，足以使得可以省去重构滤波(reconstruction filtering)。

位于DSP输入和输出端口的模数及数模转换器最好都应当具有很低的群时延(group delay)。

所述DSP、ADC以及DAC器件最好应当包含在一个被称为混合模式特定用途集成电路(ASIC)的芯片中，这样可以减少处理等待时间、减小相位滞后梯度(phase-lag gradient)，从而提高噪声抑制的性能。

所述声音激励器与传感器之间的距离最好应当尽可能地小，这样可以减小开环系统的相位滞后，提高抑制噪声的性能。更为理想的情况是，应当把声音激励器与传感器之间的距离设计为0。

在本发明的另一种型式中，利用一个简易的模拟反馈补偿器增强了(augment)DSP的功能，来自于声音传感器的信号被输出到所述声致动器，然后到达DSP，通过ADC完成混合的数-模有源噪声抑制功能。

在所述系统中，最好应当设计一个动态模拟反馈补偿系统，以减小一切残存的低频噪声。这可以通过利用一个由级联相位滞后网络和/或低通滤波器组成的模拟控制器来完成。

按照本发明的另一种型式，将一程序声音参考信号(programme audioreference)通过ADC输入到DSP，并作为声音控制响应的一部分被输出。这种参考信号在噪声抵消过程中不会消失。

附图说明

为了易于理解本发明并具有实际的效果，以下将参照附图，说明本发明的一种或多种优选实施例，其中：

图1是组成本发明系统之各元件的结构示意图；

图2是图1系统的方框图；

图3是图1系统的实际执行图示；

图4是图1系统的示意图，包括程序声音参考信号；

图5是图4系统的方框图；

图6是图4系统的实际执行图示；

图7是图1系统示意图，包括程序声音参考信号和模拟反馈补偿器；

图8是图7系统的方框图；

图9是图7系统的实际执行图示；

图10是含有有源耳机部件以消除耳部噪声的实施本发明的说明图；

图11是含有有源板状部件以消除围绕板状部件周围噪声的实施本

发明的说明图；

图12是本发明之有源板状部件的透视图。

具体实施方式

参见图1-9，它们给出有源噪声抑制系统的示意图及几个框图。

方框图(图2、5、8)示出系统元件示意图(图1、4、7)中的元件在复频域(complex frequency domain)中的数学表示。图中所示系统的有源滤波器所执行的相关数学关系式在系统实际执行图中给出，参见图3、6、9。

在示意图中，声音传感器10及其相关元件(如电缆和连接器12)在框图中用S(s)表示。

示意图中的有源噪声抑制电路包括模拟输入电路14、数字信号处理器以及数-模和模-数转换器16、模拟输出电路22。

示意图中的声致动器24及其相关元件(如电缆和连接器13)在框图中表示为A(s)。

所述DSP中执行的数字滤波器(优选定点滤波器)，在被测量和采样的测量控制误差信号e_m(kT)(在框图中表示为E_m(z))基础上，确定了适宜的控制量u_D(kT)(框图中表示为U_D(z))，所依据的控制法则如下， $\frac{U_D\left(z\right)}{E_m\left(z\right)}=\frac{C_{D1}\left(z\right)}{1-C_{D2}\left(z\right)}----\left(1a\right)$ $u_D\left(\mathrm{kT}\right)=C_{D2}\left(z\right)*{\stackrel{\→}{u}}_D\left(\mathrm{kT}\right)+C_{D1}\left(z\right)*{\stackrel{\→}{e}}_m\left(\mathrm{kT}\right)----\left(1b\right)$ 式中C_D1(z)、C_D2(z)代表复频域中的滤波器参数，

表示由n个当前的和过去的控制量值所组成的矢量{u_D(kT)，u_D((k-1)T)，u_D((k-2)T)......u_D((k-n)T)}，而

表示由当前的及过去的m个测量控制误差所组成的矢量{e_m(kT)，e_m((k-1)T)，e_m((k-2)T)......e_m((k-m)T)}，C_D2(z)及m表示C_D1(z)的序数。

滤波器项C_D1(z)与C_D2(z)的设计，基于以下叙述：

在预先设定好的控制测量位置，控制误差e(t)是声音控制响应y(t)(18并在框图中表示为Y(s))和声音噪声n(t)(19并在框图中表示为N(s))之和，即：

    e(t)＝y(t)+n(t)                                   (2)测量误差e_m(t)(21并在框图中表示为E_m(s))是控制误差e(t)(16并在框图中表示为E(s))经声音传感器S(s)处理之后的结果，即

    E_m(s)＝S(s)E(s)                                   (3)此外，根据式(2)和(3)，可以得到被测量采样的控制误差为：

    e_m(kT)＝y_m(kT)+n_m(kT)                             (4)其中y_m(kT)表示被采样测量的声音控制响应，n_m(kT)为被采样测量的声音信号噪声。y_m(kT)和n_m(kT)均不能直接测量。

为了在声音控制响应的控制位置最大限度地实现抵消，当到达控制位置时，声音控制响应y(t)必须与声音噪声的反相信号-n(t)紧密地匹配。对于采样的数据流而言，y_m(kT)必须与-n_m(kT)紧密地匹配。

声音噪声可以被直接测量，它由下式进行估计： $n_m^{\′}\left(\mathrm{kT}\right)=e_m\left(\mathrm{kT}\right)-z^{-1}{M}^{\′}\left(z\right)*{\stackrel{\→}{u}}_D\left(\mathrm{kT}\right)----\left(5\right)$ 式中M′(z)表示复合系统元件开环动态特性的离散时间模型，即：

   M(s)＝S(s)A(s)P(s)                             (6)其中A(s)(框图中的24)和P(s)(框图中的25)分别表示声音激励器和声波传输路径的动态特性。

最好通过精密的频谱分析确定M′(z)。例如，运用精密的频谱分析，可以测得位于输入A(s)和输出S(s)之间的系统高分辨率频率响应函数。对该复数数值进行逆傅立叶变换，就能得到精确的有限脉冲响应(FIR)滤波器表示式M(s)。

在得到了对声音噪声的反相信号-n_m＇(kT)的准确估计之后，该信号经滤波器FO(z)处理，处理结果从相位和振幅上均表示了精确并且连续的M(s)的反相信号，即：

     U_D(z)＝FO(z)-N′(z)                          (7)

为了补偿系统元件的动态效应，这些元件在信号估计、激励以及传输过程中均可以直接或间接地改变信号-n_m＇(kT)的相位和振幅。F表示所引入的比例增益项，用以调整控制量u_D(kT)的增益。

优选地是，当在FIR中得到M′(z)时，可以通过最优的或强大的信号处理技术计算出O(z)。例如，M′(z)可以转换成一个等价状态变量表示，优化的全循环滤波器O(z)可以通过二次线性调整(linear-quadratic-regulator)(LQR)设计技术确定出来。

将(5)式代入(7)式，得控制法则：

     U_D(z)＝-F.O(z)E_m(z)+z^-1F.O(z)M′(z)U_D(z)            (8a)或者在时间域中表示为：

     u_D(kT)＝-F.O(z)*e_m(kT)+z^-1F.O(z)M′(z)*u_D(kT)       (8b)为了简洁，定义：

     C_D1(z)＝-F.O(z)                                     (9a)

     C_D2(z)＝z^-1F.O(z)M′(z)                             (9b)这样就可以得到式(1)。

通过运用具有足够功能的DSP在选定的采样频率1/T位置处理该滤波器，从而在时间域完成式(1)的操作。所选择的数字采样频率应当足够高，足以使得在频率大于等于奈奎斯特频率时，声音信号的电平充分低于模-数转换器的噪声底限，这样就可以省去反混叠滤波器。

同时，所选的采样频率应当足够高，足以使得可以不使用重构滤波器。

DSP将被测量和采样的控制误差e_m(kT)作为其输入，该信号由ADC提供。ADC通过辅助电路和连接电缆12与声音传感器10相连。DSP中的数字定点滤波器将控制量u_D(kT)的数据流输出到DAC中，在那里，信号被转化为模拟的连续信号，然后再通过一些辅助的模拟电路22和连接电缆13输送到声音激励器24中。控制量被转化成声音响应，然后通过声波传输路径到达测量位置。在那里，把这个信号称为声音控制响应信号，并且该信号与声音噪声进行理想叠加，从而大大地减小声音噪声。实际使用中，DSP、ADC和DAC器件都被结合于一片称做混合模式(mixed-mode)特定用途的集成电路(ASIC)中，这样可以减少处理延迟时间、减小相位滞后梯度，从而提高噪声抑制性能。

最好使滤波器参数C_D1(z)和C_D2(z)被存储在噪声抑制电路的存储设备中。在导入数据时，这些参数将被加载到DSP中。或者它们也可以存储在电路以外，但是需要通过电缆或其它途径进行加载。

参照图3，该图给出图1中的系统，以及该系统所需要的有源滤波器的数学模型。

图4给出加入模拟程序声音参考信号系统。这种模拟参考信号经处理部分16被处理成声频信号，输入到激励器24，然后与主信号一起在传感器10中进行噪声抵消。图5中，参考信号R(s)被加入到模拟驱动信号中输入到激励器24。同时还将R(s)处理成数字信号，该信号被加到数字控制量中，用以提供给开环估计部分，从而被系统补偿，这样就可以确保把正确的反相估噪声信号提供给最优的反相滤波器(theoptimal inversion filter)。图6给出了一个实际执行的图示，其中将参考信号的数字形式r(kT)加入到控制量中，然后再输入到声音传输路径(acoustic path)或声音场。于是，以通过声波传输路径，可将与声音(如音乐)相应的参考信号在传感器10附近传给听者，并且该声信号从本质上不含背景噪声。参考信号也可以是对应于来自某公共喊话系统(public address system)的信号。

图7中，将一程序声音参考信号输入到模拟反馈补偿器15中，再进入DSP，从而完成混合数-模有源噪声抑制。为了消除剩余的低频噪声，设计了动态模拟反馈补偿器。在图9的系统实际执行图示中可以看到，通过一个相位滞后网络或低通滤波器来完成补偿操作。在框图8中，由模拟反馈补偿器15产生的模拟控制量与参考信号相减，其结果再与数字控制量的模拟输出形式相加。数字处理电路通过将模拟控制量的数字形式与数字控制量相加，然后送到开环估计部分，从而产生补偿的反相噪声估计。

图10中的系统包括有源听筒30。这里使用的声音传感器为电容式扩音器(ECM)。该扩音器在测量位置探测到控制噪声，并将其传到有源噪声抑制系统的电路部分34。在此电路部分，根据推导出的控制法则计算控制量，并通过作为激励器的聚酯薄膜扬声器36以声波的形式输出。声音控制响应及噪声信号在以听筒38和佩带者的耳朵(图中没有画出)为边界的区域实现复合，从而实现有源噪声消除。

图11中的系统包含有源板状扬声系统40。这里使用的声音传感器42是电容式扩音器(EMC)。扩音器在测量位置探测到控制噪声，并将其传送到有源噪声抑制系统的电路部分44。这里的控制量根据推导出的控制法则计算出来，然后通过机电式传感器46以声波的形式输出到平板状振动膜48。在测量点位置附近的区域，声音控制响应和噪声信号实现复合，从而实现有源噪声消除。

图12给出带噪声消除装置的平板式扬声器50，其中的噪声消除装置与上面所讨论过的一个或多个例子都一致。平板式扬声器50有一个振动膜，在膜上装有一个微音器54，用以检测环境噪声。由微音器54测得环境噪声信号，它被送到噪声消除电路(没有画出)。噪声消除电路会产生一个有如上述的噪声消除信号，然后送到传感器56，从而使扩音器的振动膜产生振动。这样就产生了声音。在扬声器附近的区域，声音控制响应信号与噪声信号复合，从而实现噪声消除。

可以看出，这种类型的扬声器有诸多应用，可以安装在房间的墙壁内，可以安装在座位休息处(seat head rests)、公用电话厅或其它需要高度安静的地方。该扩音器以及有如上述之噪声抑制电路的尺寸都很小，实现了一个紧凑的系统，从而使得该系统相对于以前那些大体积的复杂系统有很大的优越性。本发明的相关改型

可以看到，可对前述系统作很多其它的变化与改进，而不致超出本发明通过权利要求所声明的范围。

在整个权利要求的声明中，“包含”一词及其相应的变体，并不排除其它的附加物、元件或步骤。

Claims (10)

1.一种有源噪声抑制装置，包括：

置于声场中的声源部件，

置于声场中的传感器，用以提供与来自于声源部件的声音和声场中的噪声相对应的输入信号，

处理部件，它包含：

噪声信号估计部件，用于产生输入信号中对应于噪声成份的噪声估计值，

反相部件，用于对噪声估计值进行处理从而产生驱动声源部件输出的驱动信号，并且由此，

所述声源部件就可以在声场中提供与声场中的噪声振幅相等并且相位相反的声信号，通过破坏性干扰从而从实质上减小噪声。

2.如权利要求1所述的装置，其中，所述噪声信号估计部件包含所述装置的一个开环动态模块，输出信号加在该模块上，从而产生输入信号的估计值，该值实质上不含噪声成份。

3.如权利要求2所述的装置，其中，还包括代数加法部件，通过将实质上不含噪声成份的输入信号估计值与输入信号代数相加，得到噪声成份估计值。

4.如权利要求1所述的装置，其中，所述反相部件包含所述装置的一个开环动态反相模块。

5.如以上任一项权利要求所述的装置，其中，所述声源部件包括一个或多个声音激励器，以及驱动激励器所需要的电路。

6.如权利要求1中所述的装置，其中，所述处理部件包括：一个或多个数字信号处理器；一个或多个模-数变换器，对输入信号进行采样；一个或多个数-模变换器，以模拟形式输出信号。

7.如权利要求5中所述的装置，其中，所述处理系统包含用于放大输入信号的前置放大器，以及用于放大声致动器输出信号的功率放大器。

8.如权利要求6所述的装置，其中，所述模-数变换器的数字采样频率选择得高到足以使得在频率等于或大于奈奎斯特频率时声音信号的电平充分低于模-数转换器的噪声底限，从而省去反混叠滤波器。

9.如权利要求1所述的装置，其中，所述声源部件和探测器实质上互相连接。

10.一种有源噪声抑制控制方法，其中，所述方法包括如下步骤：

在声场中检测声音信号，所述声音包括来自于声场中之声源部件的声音和声场中的噪声，

提供至少一种噪声成份的估计值，即探测到的声音中对应于噪声成份的估计；

将噪声成份的估计值输入到开环动态反相模块中，产生声源部件的驱动信号。

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