CN1383262A - 互补式金氧半导体ab类放大器 - Google Patents

Abstract

本发明为一种互补式金氧半导体AB类放大器,其包括一可适性位准位移电路、一补偿电容及一输出晶体管对,该可适性位准位移电路则由电流镜电路、晶体二极管、开关晶体管及电流源晶体管所构成,其由串入该晶体二极管以作为偏压来驱动开关晶体管,而提供一够低的线性区电阻作为反馈,故可降低回旋电感的Q值(品质因素)并有效地抑制峰值增益的发生,维持所需的边际增益。

Description

互补式金氧半导体AB类放大器

本发明是关于放大器电路的技术领域，尤其是指一种互补式金氧半导体AB类放大器。

公知的AB类放大器如图4所示，主要包括一由差动放大器41构成的输入极，以及一由AB类放大器42构成的输出级，以将输入信号经差动放大及驱动后输出。

前述AB类放大器42可以小信号分析如下：

以C_L为负载电容的该AB类放大器42由A点至O点的开路电压增益为： $A_{\mathrm{AO}}\left(s\right)=\frac{V_O\left(s\right)}{V_A\left(s\right)}=({\mathrm{gm}}_2+{\mathrm{gm}}_1{\mathrm{gm}}_6\frac{r_B}{s{C}_B{r}_B+1})\left(\frac{r_O}{s{C}_L{r}_O+1}\right),-----\left(1\right)$ 其中，r_B＝r_DS4//r_DS5为B点上的直流电阻(dcresistance)，r_O＝r_DS2//r_DS6为输出级的直流输出电阻(dcoutput resistance)，gm_j代表MOS晶体管(Mj，j＝1，2，3…)的移转电场(transfreconductance)，晶体M4、M5所构成的电流镜放大器的寄生电容(parasitic capacitance)。

当对前述AB类放大器42提供一补偿电容C_F以运用于运算放大器电路中时，其具有补偿电容C_F的输出阻抗为： $y_O\left(s\right)=1/z_O\left(s\right)=\frac{s{C}_F{r}_A+1}{r_A}+\frac{s{C}_F{r}_A}{s{C}_F{r}_A+1}({\mathrm{gm}}_2+{\mathrm{gm}}_1{\mathrm{gm}}_6\frac{r_B}{s{C}_B{r}_B+1})+\frac{1}{r_O}+s{C}_L,-----\left(2\right)$ 其中，r_A为A点的直流电阻，亦即为差动放大器的输出电阻，如果ω＞＞1/(r_AC_F)，且 ${\mathrm{gm}}_2>>\frac{1}{r_A}+\frac{1}{r_O}$ ，则可导出： $y_{\mathrm{OH}}\left(s\right)=1/z_{\mathrm{OH}}\left(s\right)={\mathrm{gm}}_2+{\mathrm{gm}}_1{\mathrm{gm}}_6{r}_B\frac{1}{s{C}_B{r}_B+1}+s{C}_L,-----\left(3\right)$

在此， ${\mathrm{gm}}_1{\mathrm{gm}}_6{r}_B\frac{1}{s{C}_B{r}_B+1}$ 代表一回旋输出的电感，其中，L_OEQ≈C_B/(gm₁gm₆)，                            (4)且其具有一等效的串联电阻：R_SEQ≈1/(gm₁gm₆r_B)，                           (5)因此可得： $z_{\mathrm{OH}}\left(s\right)=\frac{s{r}_B{C}_B+1}{s^2{r}_B{C}_L{C}_B+s{C}_L+{\mathrm{sgm}}_2{r}_B{C}_B+{\mathrm{gm}}_1{\mathrm{gm}}_6{r}_B+{\mathrm{gm}}_2},-----\left(6\right)$ 而由于gm₁gm₆r_B》gm₂，z_o(S)将共振于以下的条件： ${\mathrm{\ω}}_R=\sqrt{\frac{{\mathrm{gm}}_1{\mathrm{gm}}_6{r}_B+{\mathrm{gm}}_2}{r_B{C}_B{C}_L}}\≈\sqrt{\frac{1}{r_B{C}_B}}\sqrt{\frac{{\mathrm{gm}}_1{r}_B{\mathrm{gm}}_6}{C_L}}=\sqrt{\frac{{\mathrm{gm}}_1{\mathrm{gm}}_6}{C_B{C}_L}}=\frac{1}{\sqrt{L_{\mathrm{OEQ}}{C}_L}},---\left(7\right)$ $Q_R=\frac{r_B}{C_L+{\mathrm{gm}}_2{r}_B{C}_B}\sqrt{{\mathrm{gm}}_1{\mathrm{gm}}_6{C}_B{C}_L}=\frac{\sqrt{{\mathrm{gm}}_2{r}_B{C}_B{C}_L}}{C_L+{\mathrm{gm}}_2{r}_B{C}_B}\sqrt{\frac{{\mathrm{gm}}_1{r}_B{\mathrm{gm}}_6}{{\mathrm{gm}}_2}},-----\left(8\right)$ 并具有以下的共振阻抗： $\left|z_{\mathrm{OH}}\left({\mathrm{j\ω}}_R\right)\right|=\left(\frac{1}{C_L+{\mathrm{gm}}_2{r}_B{C}_B}\right)\sqrt{\frac{C_B{C}_L}{{\mathrm{gm}}_1{\mathrm{gm}}_6}}\sqrt{\frac{g{m}_1{\mathrm{gm}}_6{r_B}^2{C}_B}{C_L}+1},-----\left(9\right)$ 而如果 $\frac{{\mathrm{gm}}_1{\mathrm{gm}}_6{r_B}^2{C}_B}{C_L}>>1$ ，则： $\left|z_{\mathrm{OH}}\left(j{\mathrm{\ω}}_R\right)\right|\≈\frac{r_B{C}_B}{C_L+{\mathrm{gm}}_2{r}_B{C}_B},-----\left(10\right)$ 且如果gm₂r_BC_B＞＞C_L，则： $\left|z_{\mathrm{OH}}\left(j{\mathrm{\ω}}_R\right)\right|\≈\frac{1}{{\mathrm{gm}}_2}.-----\left(11\right)$

由以上分析可知，因为运算放大器的补偿电容C_F会引发回旋(gyration)作用，而将内部杂散电容C_B＝C_DB4+C_DB5+C_GD4+C_GD5+gm₆r_OC_GD6回旋成输出阻抗中的电感，导致该共振输出阻抗|z_OH(jω_R)|在数MHz至数十MHz的频率处将感应出一峰值增益，使得运算放大器的增益边际(gainmargin)不足甚至变成负的，进而引发振荡等严重的问题。一般的设计为避免此问题发生，必须将运算放大器的输入级的差动放大器的增益边际设计的很低，但如此却会造成增益频宽变得很低，且会引发直流偏移量(dcoffset)变大等问题。

在已知专利中文献中，日本专利公开号09-018253提出一种运算放大器电路，其虽然可以减少r_B的等效值来减轻前述问题，但却会造成输出驱动能力不足的问题，而使得改善的效果极其有限。因此，前述已知的运算放大器电路实有予以改进的必要。

本发明的目的在提供一种互补式金氧半导体AB类放大器，以在不必要牺牲增益频宽的情况下，达到省电及大驱动能力的性能。

依据本发明的特色之一，其所述的互补式金氧半导体AB类放大器，具有一可适性位准位移电路、一补偿电容及一输出晶体管对，以接收一差动放大电路的输出，而由该可适性位准位移电路提供放大所需的直流偏压及直流放大作用，并经补偿电容的相位补偿后，由该输出晶体管对驱动输出，其中，该可适性位准位移电路包括：一电流镜电路，包括闸极相连的第一NMOS电晶体及第二NMOS电晶体；一NMOS晶体二极管，其闸极与汲极相连；一NMOS开关晶体管，其源极连接至该电流镜电路的第二NMOS晶体管的汲极，其汲极连接该电流镜电路的第一NMOS晶体管的汲极与该NMOS晶体二极管的源极，其闸极则连接该NMOS晶体二极管的闸汲极相连处；一PMOS输入放大器晶体管，其汲极连接该NMOS晶体二极管的汲极；以及，一PMOS电流源晶体管，其汲极连接该NMOS开关晶体管的源极。

其中所述的该输出晶体管对由汲极相连的PMOS晶体管及NMOS晶体管所构成，该PMOS晶体管的闸极连接该PMOS输入放大器晶体管的闸极，其源极连接于电压源，该NMOS晶体管的闸极连接该NMOS开关晶体管的源极，其源极连接于系统低电位；

其中所述的该补偿电容连接于该PMOS晶体管的汲极与该PMOS输入放大器晶体管的闸极之间；

其中所述的该PMOS输入放大器晶体管的闸极连接一差动放大电路的输出端，其源极则连接电压源；

其中所述的该PMOS电流源晶体管的闸极连接一偏压端，其源极则连接电压源。

依据本发明的另一特色，其所述的互补式金氧半导体AB类放大器具有一可适性位准位移电路、一补偿电容及一输出晶体管对，以接收一差动放大器的输出，而由该可适性位准位移电路提供放大所需的直流偏压及直流放大作用，并经补偿电容的相位补偿后，由该输出晶体管对驱动输出，其中，该可适性位准位移电路包括：一电流镜电路，包括闸极相连的第一PMOS电晶体及第二PMOS电晶体；一PMOS晶体二极管，其闸极与汲极相连；一PMOS开关晶体管，其源极连接至该电流镜电路的第二PMOS晶体管的汲极，其汲极连接该电流镜电路的第一PMOS晶体管的汲极与该PMOS晶体二极管的源极，其闸极则连接该PMOS晶体二极管的闸汲极相连处；一NMOS输入放大器晶体管，其汲极连接该PMOS晶体二极管的汲极；以及，一NMOS电流源晶体管，其汲极连接该PMOS开关晶体管的源极。

其中所述的该输出晶体管对由汲极相连的NMOS晶体管及PMOS晶体管所构成，该NMOS晶体管的闸极连接该NMOS输入放大器晶体管的闸极，该PMOS晶体管的闸极连接该PMOS开关晶体管的源极；

其中所述的该补偿电容连接于该NMOS晶体管的汲极与该NMOS输入放大器晶体管的闸极之间；

其中所述的该NMOS输入放大器晶体管的闸极连接一差动放大电路的输出端，其源极则连接系统低电位；

其中所述的该NMOS电流源晶体管的闸极连接一偏压端，其源极则连接系统低电位。

下面以附图和实施例对本发明作详细说明，其中：

图1为本发明一较佳实施例的电路图，

图2显示在负载电容C_L为100pF时本发明的相位曲线与知放大器的相位曲线的比较图，

图3为本发明另一较佳实施例的电路图，

图4显示已知的AB类运算放大器电路图。

较佳实施例说明：

为求得本发明互补式金氧半导体AB类放大器，首先，经分析前述已知技术的问题，如令C_B趋于零以压抑共振现象，则可得一理想的输出阻抗：y_{OH_Ideal}＝1/z_{OH_Ideal}＝gm₂+gm₁gm₆r_B+sC_L                           (12)因此，可导出阻抗变异如下： $z_{\mathrm{OH}}\left(s\right)/z_{\mathrm{OH}\_\mathrm{Ideal}}\left(s\right)=\frac{(s{C}_L+{\mathrm{gm}}_2+{\mathrm{gm}}_1{\mathrm{gm}}_6{r}_B)({\mathrm{sr}}_B{C}_B+1)}{s^2{r}_B{C}_L{C}_B+s{C}_L+{\mathrm{sgm}}_2{r}_B{C}_B+{\mathrm{gm}}_1{\mathrm{gm}}_6{r}_B+{\mathrm{gm}}_2}$ $=1+\frac{{\mathrm{sgm}}_1{\mathrm{gm}}_6{r_B}^2{C}_B}{s^2{r}_B{C}_L{C}_B+s{C}_L+\mathrm{sg}{m}_2{r}_B{C}_B+{\mathrm{gm}}_1{\mathrm{gm}}_6{r}_B+{\mathrm{gm}}_2},\left(13\right)$ 则可导出： $\frac{z_{\mathrm{OH}}\left(j{\mathrm{\ω}}_R\right)}{z_{\mathrm{OH}\_\mathrm{Ideal}}\left(j{\mathrm{\ω}}_R\right)}=1+\frac{{\mathrm{gm}}_1{\mathrm{gm}}_6{r_B}^2{C}_B}{C_L+{\mathrm{gm}}_2{r}_B{C}_B},-----\left(14\right)$ 且如果gm₂r_BC_B＞＞C_L，则可得到边际增益的最大损失为： $\frac{z_{\mathrm{OH}}\left(j{\mathrm{\ω}}_R\right)}{z_{\mathrm{OH}\_\mathrm{Ideal}}\left(j{\mathrm{\ω}}_R\right)}=1+\frac{{\mathrm{gm}}_1{\mathrm{gm}}_6{r}_B}{{\mathrm{gm}}_2}\≈\frac{{\mathrm{gm}}_1{\mathrm{gm}}_6{r}_B}{{\mathrm{gm}}_2}.-----\left(15\right)$

参考公式(14)及(15)可知，压制共振增益的理想化方法乃将C_B的值减为零，但在实际情况下，C_B值不可能为零，因此，实际可行的最佳方法乃在减少r_B的值。为达到此目的，请参照图1所示本发明的互补式金氧半导体AB类放大器电路图，其由一可适性位准位移(Level shift)电路11、一补偿电容C_F及一输出晶体管对12所构成，接收来自一差动放大电路13的输出，以由该可适性位准位移电路11提供放大所需的直流偏压及与差动输入I/P同轴的直流放大作用，经补偿电容CF的相位补偿后，由该输出晶体管对12驱动输出。

如图1所示，该可适性位准位移电路11包括一作为输入放大器的PMOS晶体管M1及一作为电流源的PMOS晶体管M5、作为电流镜的两NMOS晶体管M3及M4、一作为切换开关的NMOS晶体管M8及一作为二极管的NMOS晶体管M7，其中，作为输入放大器的晶体管M1的闸极连接差动放大电路13的输出端(A点)，作为电流源的晶体管M5的闸极连接于一偏压端VB1，而两晶体管M1及M5的源极则连接电压源VDD，其汲极则分别连接晶体管M7的汲极及开关晶体管M8的源极。作为电流镜的晶体管M3及M4的闸极相连，并与M3的汲极相连，而此等晶体管M1、M3、M4及M5即用以提供一般所知的位准位移电路的直流偏压及直流放大作用。

该输出晶体管对12由汲极相连的PMOS晶体管M2及NMOS晶体管M6所构成，其中，晶体管M2的闸极连接晶体管M1的闸极，晶体管M6的闸极则连接晶体管M8的源极。该补偿电容CF连接于晶体管M2的汲极与晶体管M1的闸极之间。

本发明由将晶体管M7设置于晶体管M1的输出及电流镜的晶体管M3之间，以提供直流偏压来控制晶体管M8，如图所示，晶体管M7的闸极与汲极相连而形成一个二极管，晶体管M8的源极连接至晶体管M4的汲极(B点)，其汲极连接至晶体管M3的汲极与晶体管M7的源极(C点)，其闸极则连接晶体管M7的闸汲极相连处(D点)。

当本发明的AB类放大器工作于小信号时，晶体管M8的汲源极电压Vds相当小，亦即晶体管M8工作于线性区(linear region，或称为trioderegion)，故具有相当小的汲源极电阻r_DS7，因此可求得AB类放大器的输出阻抗为： $y_O\left(s\right)=1/z_O\left(s\right)=\frac{s{C}_F{r}_A+1}{r_A}+\frac{s{C}_F{r}_A}{s{C}_F{r}_A+1}({\mathrm{gm}}_2+\frac{1}{2}{\mathrm{gm}}_1{\mathrm{gm}}_6\frac{r_{\mathrm{DS}8}}{s{C}_B{r}_{\mathrm{DS}8}+1})+\frac{1}{r_O}+s{C}_L,---\left(16\right)$ 其中，C_B＝C_GD8+C_DB8+C_DB4+C_DB5+C_GD4+C_GD5+gm₆r_OC_GD6，其将回旋出一输出电感：L_OEQ≈2C_B/(gm₁gm₆)，                                           (17)此电感具有一等效串联电阻：R_SEQ＝2/(gm₁gm₆r_DS8)，                                         (18)而如果ω＞＞1/(r_AC_F)且 ${\mathrm{gm}}_2>>\frac{1}{r_A}+\frac{1}{r_O}$ 则可简化为： $z_O\left(s\right)=\frac{(s{C}_B{r}_{\mathrm{DS}8}+1)/{\mathrm{gm}}_2}{s^2{C}_L{C}_B{r}_{\mathrm{DS}8}/{\mathrm{gm}}_2+s{C}_L/{\mathrm{gm}}_2+s{C}_B{r}_{\mathrm{DS}8}+{\mathrm{gm}}_1{\mathrm{gm}}_6{r}_{\mathrm{DS}8}/2{\mathrm{gm}}_2+1},\left(19\right)$ 且如果gm₁gm₆r_DS8/2＞＞gm₂，则输出阻抗具有一共振频率： ${\mathrm{\ω}}_R=\sqrt{\frac{{\mathrm{gm}}_1{\mathrm{gm}}_6{r}_{\mathrm{DS}8}/2+{\mathrm{gm}}_2}{r_{\mathrm{DS}8}{C}_B{C}_L}}\≈\sqrt{\frac{1}{r_{\mathrm{DS}8}{C}_B}}\sqrt{\frac{{\mathrm{gm}}_1{r}_{\mathrm{DS}8}{\mathrm{gm}}_6/2}{C_L}}=\sqrt{\frac{{\mathrm{gm}}_1{\mathrm{gm}}_6}{2C_B{C}_L}}=\frac{1}{\sqrt{L_{\mathrm{OEQ}}{C}_L}},---\left(20\right)$ $Q_R=\frac{r_{\mathrm{DS}8}}{C_L+{\mathrm{gm}}_2{r}_{\mathrm{DS}8}{C}_B}\sqrt{\frac{{\mathrm{gm}}_1{\mathrm{gm}}_6{C}_B{C}_L}{2}},-----\left(21\right)$ 及一共振阻抗： $\left|z_{\mathrm{OH}}\left(j{\mathrm{\ω}}_R\right)\right|=\left(\frac{1}{C_L+{\mathrm{gm}}_2{r}_{\mathrm{DS}8}{C}_B}\right)\sqrt{\frac{2C_B{C}_L}{{\mathrm{gm}}_1{\mathrm{gm}}_6}}\sqrt{\frac{{\mathrm{gm}}_{1}g{m}_6{r_{\mathrm{DS}8}}^2{C}_B}{2C_L}+1}.-----\left(22\right)$ 相较于理想状况(C_B趋近于0以完全压抑共振现象)时的输出阻抗：y_{OH_Ideal}＝1/z_{OH_Ideal}＝gm₂+gm₁gm₆r_B+sC_L，                     (23)可导出如下的阻抗变异： $z_{\mathrm{OH}}\left(s\right)/z_{\mathrm{OH}\_\mathrm{Ideal}}\left(s\right)=1+\frac{{\mathrm{sgm}}_1{\mathrm{gm}}_6{r_{\mathrm{DS}8}}^2{C}_B/2}{s^2{r}_{\mathrm{DS}8}{C}_L{C}_B+s{C}_L+{\mathrm{sgm}}_2{r}_{\mathrm{DS}8}{C}_B+{\mathrm{gm}}_1{\mathrm{gm}}_6{r}_{\mathrm{DS}8}/2+{\mathrm{gm}}_2},\left(24\right)$ 因此， $\frac{z_{\mathrm{OH}}\left({\mathrm{j\ω}}_R\right)}{z_{\mathrm{OH}\_\mathrm{Ideal}}\left(j{\mathrm{\ω}}_R\right)}=1+\frac{1}{2}\frac{{\mathrm{gm}}_1{\mathrm{gm}}_6{r_{\mathrm{DS}8}}^2{C}_B}{2C_L+{\mathrm{gm}}_2{r}_{\mathrm{DS}8}{C}_B},-----\left(25\right)$ 而如果gm₂r_DS8C_B＞＞C_L，即可得到增益边际(gain margin)的最大损失： $\frac{z_{\mathrm{OH}}\left(j{\mathrm{\ω}}_R\right)}{z_{\mathrm{OH}\_\mathrm{Ideal}}\left(j{\mathrm{\ω}}_R\right)}=1+\frac{{\mathrm{gm}}_1{\mathrm{gm}}_6{r}_{\mathrm{DS}8}}{2{\mathrm{gm}}_2}\≈\frac{{\mathrm{gm}}_1{\mathrm{gm}}_6{r}_{\mathrm{DS}8}}{2{\mathrm{gm}}_2}-----\left(26\right)$

参考前述的公式(14)、(15)、(25)及(26)，可知本发明的AB类放大器的r_DS8为操作于线性区域的电阻，其阻抗值约110KΩ ，而已知技术中AB类放大器的电阻r_B为操作于饱和区，其阻值为1.2MΩ，由于r_DS远小于r_B，因此，于本发明的AB类放大器中的增益峰值将可有效地予以压制。

当本发明的AB类放大器工作于大信号下，且欲输出大的源出电流(source current)时，输入端的A点被拉低(pulled low)，所以晶体管M2会输出大的源出电流，而晶体管M1会导通比静态电流大的暂态电流通过晶体管M7及M3，且由于晶体管M4及M3是电流镜，所以晶体管M4也可以导通如此大的暂态电流，而晶体管M4可以导通的暂态电流会大于晶体管M5所提供的稳定偏压电流，所以B点会被拉低，晶体管M6会接近关闭(turned off)，此时放大器以B类模式输出大的源出电流，在此暂态中，晶体管M8与M7虽然也是电流镜式的联结，但因为它的增益远小于晶体管M4比M3的增益，所以晶体管M7仅会导通微量电流而不影响B点的下拉，因此不会限制AB类放大器的源出能力。

另当本发明工作在大信号下，而欲导通大的汲入电流(sink current)时，A点被拉高(pulled high)，所以晶体管M1及M2的导通电流变得很小，因此晶体管M7、M8、M3与M4的导通电流也变得很小，且小于晶体管M5所提供的稳定偏压电流，所以B点会被拉高至接近电压源VDD，晶体管M6可以导通大电流，因此，放大器将以B类模式自负载端导入大的汲入电流。

参考图2所示，其显示在负载电容C_L为100pF时本发明的相位曲线(A)与已知放大器的相位曲线(B)，可以显见本发明的AB类放大器对共振峰值的抑制非常有效。

图3为本发明的另一较佳实施例，其由一可适性位准位移电路31、一补偿电容C_L及一输出晶体管对32所构成，如图所示，该可适性位准位移电路31包括分别作为输入放大器与电流源的两NMOS晶体管M1及M5、作为电流镜的两PMOS晶体管M3及M4、一切换开关的PMOS晶体管M8及一作为二极管的PMOS晶体管M7，其中，作为输入放大电路33的输出端(A点)及一偏压端VB1，其源极则连接系统低电位VSS，其汲极则分别连接晶体管M7的汲极及晶体管M8的源极。作为电流镜的晶体管M3及M4的闸极相连，并与M3的汲极相连。

该输出晶体管对12由汲极相连的NMOS晶体管M2及PMOS晶体管M6所构成，其中，晶体管M2的闸极连接晶体管M1的闸极，晶体管M6的闸极则连接晶体管M8的源极。该补偿电容C_F连接于晶体管M2的汲极与晶体管M1的闸极之间。晶体管M7设置于晶体管M1的输出及电流镜的晶体管M3之间，以提供直流偏压来控制晶体管M8，如图所示，晶体管M8的源极连接至晶体管M4的汲极(B点)，其汲极连接至晶体管M3的汲极与晶体管M7的源极(C点)，其闸极则连接晶体管M7的闸汲极相连处(D点)。

前述实施例的电路其与前一实施例的不同仅在于将PMOS、NMOS晶体管分别以NMOS、PMOS晶体管予以取代，其电路的工作方式则与前一实施例完全相同，因此，不再重复详述此实施例的工作流程。

由以上说明可知，本发明由串入晶体管M7作为偏压以驱动晶体管M8，而得以提供一够低的线性区电阻r_DS8作为反馈，因此有效地降低回旋电感的Q值，并有效地抑制峰值增益的发生，而维持所需的边际增益，且此晶体管M7及M8的加入与连结方式在大信号时仍能使输出晶体管M6的驱动电压不受箝制，仍能使放大器以AB类模式工作，达到省电及大驱动能力的性能，且不必牺牲增益频宽。

应注意的是，上述诸多实施例仅为了便于说明本发明而举例而已，而非限制本发明。

Claims (10)

1、一种互补式金氧半导体AB类放大器，其特征在于，其具有一可适性位准位移电路、一补偿电容及一输出晶体管对，以接收一差动放大电路的输出，而由该可适性位准位移电路提供放大所需的直流偏压及直流放大作用，并经补偿电容的相位补偿后，由该输出晶体管对驱动输出，其中，该可适性位准位移电路包括：

一电流镜电路，包括闸极相连的第一NMOS电晶体及第二NMOS电晶体；

一NMOS晶体二极管，其闸极与汲极相连；

一NMOS开关晶体管，其源极连接至该电流镜电路的第二NMOS晶体管的汲极，其汲极连接该电流镜电路的第一NMOS晶体管的汲极与该NMOS晶体二极管的源极，其闸极则连接该NMOS晶体二极管的闸汲极相连处；

一PMOS输入放大器晶体管，其汲极连接该NMOS晶体二极管的汲极；以及

一PMOS电流源晶体管，其汲极连接该NMOS开关晶体管的源极。

2、如权利要求1所述的互补式金氧半导体AB类放大器，其特征在于，其中该输出晶体管对由汲极相连的PMOS晶体管及NMOS晶体管所构成，该PMOS晶体管的闸极连接该PMOS输入放大器晶体管的闸极，其源极连接于电压源，该NMOS晶体管的闸极连接该NMOS开关晶体管的源极，其源极连接于系统低电位。

3、如权利要求2所述的互补式金氧半导体AB类放大器，其特征在于，其中该补偿电容连接于该PMOS晶体管的汲极与该PMOS输入放大器晶体管的闸极之间。

4、如权利要求1所述的互补式金氧半导体AB类放大器，其特征在于，其中该PMOS输入放大器晶体管的闸极连接一差动放大电路的输出端，其源极则连接电压源。

5、如权利要求1所述的互补式金氧半导体AB类放大器，其特征在于，其中该PMOS电流源晶体管的闸极连接一偏压端，其源极则连接电压源。

6、一种互补式金氧半导体AB类放大器，其特征在于，其具有一可适性位准位移电路、一补偿电容及一输出晶体管对，以接收一差动放大器的输出，而由该可适性位准位移电路提供放大所需的直流偏压及直流放大作用，并经补偿电容的相位补偿后，由该输出晶体管对驱动输出，其中，该可适性位准位移电路包括：

一电流镜电路，包括闸极相连的第一PMOS电晶体及第二PMOS电晶体；

一PMOS晶体二极管，其闸极与汲极相连；

一PMOS开关晶体管，其源极连接至该电流镜电路的第二PMOS晶体管的汲极，其汲极连接该电流镜电路的第一PMOS晶体管的汲极与该PMOS晶体二极管的源极，其闸极则连接该PMOS晶体二极管的闸汲极相连处；

一NMOS输入放大器晶体管，其汲极连接该PMOS晶体二极管的汲极；以及

一NMOS电流源晶体管，其汲极连接该PMOS开关晶体管的源极。

7、如权利要求6所述的互补式金氧半导体AB类放大器，其特征在于，其中该输出晶体管对由汲极相连的NMOS晶体管及PMOS晶体管所构成，该NMOS晶体管的闸极连接该NMOS输入放大器晶体管的闸极，该PMOS晶体管的闸极连接该PMOS开关晶体管的源极。

8、如权利要求7所述的互补式金氧半导体AB类放大器，其特征在于，其中该补偿电容连接于该NMOS晶体管的汲极与该NMOS输入放大器晶体管的闸极之间。

9、如权利要求6所述的互补式金氧半导体AB类放大器，其特征在于，其中该NMOS输入放大器晶体管的闸极连接一差动放大电路的输出端，其源极则连接系统低电位。

10、如权利要求6所述的互补式金氧半导体AB类放大器，其特征在于，其中该NMOS电流源晶体管的闸极连接一偏压端，其源极则连接系统低电位。

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