CN1372743A

CN1372743A - 一种用于实施无线电接收机中dc偏移补偿的方法和设备

Info

Publication number: CN1372743A
Application number: CN00812387.XA
Authority: CN
Inventors: N·斯滕斯特伦; B·林多夫; N·库伦多夫
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1999-07-02
Filing date: 2000-06-21
Publication date: 2002-10-02
Also published as: JP2003503960A; DE60022198D1; WO2001003395A1; MY120478A; EP1197049B1; AU5817900A; EP1197049A1; US6370205B1; ATE303031T1

Abstract

为了增加无线电接收机内DC偏移补偿的精度和保证这样的补偿不损害接收机内解码器的动态过程,本发明分开地实施平均值估算和信道估算。此外,由于为了实施平均值估算使用的训练序列引起的偏差的DC偏移值可在信道估算器和均衡器中被校正。

Description

一种用于实施无线电接收机中DC偏移补偿的方法和设备

背景

本发明一般涉及一种用于在无线电接收机接收信号时补偿DC偏移的方法和设备。更具体而言，本发明提出一种按DC偏移估算和信道估算分离的方式补偿在无线电接收机中引入的DC偏移的方法和设备，用以在信道估算器和均衡器中补偿由所发送的符号引起的DC偏移估算中的偏差。

在数字通信系统中，由要发送的数字数据对载波信号的调制产生发送信号。该数字数据通常用脉冲串发送，每个脉冲串由许多数据位组成。当所发送的信号被接收到时，信号需要解调以便恢复该数据。

无线电接收机结构通常采用直接变换(也就是，零拍)接收机来实施对接收到信号的解调。该一个在载波频率上工作的本地振荡器用于将接收到的信号下混频，以产生同相(I)和正交(Q)的基带信号。直接变换接收机在成本和电流消耗方面是非常有效率的。直接变换接收机的机能是直接将输入载波下变换为基带，既有I分量又有Q分量，而不使用任何IF频率。然而，直接变换接收机也有缺点。例如，可将DC偏移引入到接收信号的DC电平上。DC偏移主要由三个来源引起的：(1)信号电路中晶体管的失配；(2)本地振荡器信号泄漏并通过混频器自下变换到DC；和(3)大的近信道干扰泄漏到本地振荡器中并自下变换到DC。结果，从发射机接收到的信号也被畸变，从而导致不准确的数据解码。此外，该DC偏移可大于信息信号几个分贝(dB)，需要对该DC偏移补偿，以便能够在解码器中恢复所发送的数据。

用于补偿DC偏移的最简单和直接的方法是估算接收脉冲串的平均值，从该接收信号中减去此估值，然后将该信号送到解码器。然而，由于用于估算DC偏移的数据的有限数量，此估值引入了偏差的DC偏移。该偏差的DC偏移可以是如此之大，以致当信号噪声比增加时，接收机的位差错率并不减小。结果，该偏差的DC偏移将确定在接收机内与数据组合的噪声最低限度数量(也就是，噪声底)。

而且，因为所发送的数据是未知的，在它被供给解码器以前补偿信号中偏差的DC偏移是不可能的，除非接收到大量的数据(其中偏差的DC偏移将被减至零)或者所发送的符号和信道都是已知的。克服这个问题的一种方法是在解码器中补偿该DC电平。然而，虽然这样做解决了偏差的DC偏移问题，但解码器中的动态过程将太大，因为DC偏移电平可能大于接收信号几个分贝(dB)。当同时估算无线电信道和DC偏移时，因为在信道参数和DC分量之间幅值的差别，也碰到数值上的问题。因此，需要将用于平均值估算和信道估算的任务分离，并且同时补偿由所发送的序列引入的偏差的DC偏移的一种方法和设备。

概述

为了解决在通常的DC偏移补偿技术中所遇到的问题，本发明提供了将平均值估算和信道估算分离的能力和补偿由所发送的序列引入的偏差的DC偏移的能力。

依据本发明的一种示范性实施方案，公开了可以补偿接收机中DC偏移的方法和设备，它们是：通过在接收机上接收所发送的信号脉冲串；将信号脉冲串下变换为一组基带分量值；在该组基带分量值中找出一个已知的训练序列；利用该已知的训练序列估算DC偏移值；从基带分量值组中减去DC偏移值以获得第二基带分量值组；利用第二基带分量值组实施信道估算和输出一个信道模型和一个偏差的DC偏移值，利用第二组基带信号、所估算的信道模型及偏差的DC偏移值实施对第二组基带分量值的均衡。

另外，依据本发明的另一种示范性实施方案，公开了可以补偿接收机中DC偏移的方法和设备，其中接收的DC电平不是恒定的，通过确定接收信号内的至少一个DC台阶值的位置并根据已知的训练序列及该至少一个DC台阶值的位置实施DC估算。

附图

通过结合附图阅读以下的详述，将更容易理解与本发明有关的各种特征，目的和优点，其中，同样的标号是指同样的部件，和其中：

图1是一种可应用在蜂窝通信系统内的零拍接收机的简图；

图2是依据本发明的一种示范性实施方案的一种DC偏移补偿设备的方框图；

图3是根据本发明的一种示范性实施方案的一种负责改变DC偏移的DC偏移补偿设备的方框图；

图4是依据本发明的一种示范性实施方案，一种偏移变化检测单元的方框图；和

图5A，5B和5C是依据本发明的一种示范性实施方案，在数据序列期间和一种典型的TDMA脉冲串的训练序列期间产生的典型的TDMA脉冲串和DC台阶的简图。

详述

现在将参考附图描述本发明，在其中示出本发明的各种示范性实施方案。然而，本发明可被用许多不同的形式实施，不应该被解释为限于所示的特定的实施方案。例如，虽然本发明是在利用零拍接收机的时分多址(TDMA)环境中进行描述的，也可以应用在其他的接入环境中和利用其他类型的接收机，在其中任何类型的信道估算器和均衡方法可被用于数字通信中。

图1示出一种通常的零拍接收机100，可被应用在移动通信系统内接收数据脉冲串。如图1中所示，天线105接收数据脉冲串并将接收到的脉冲串发送到第一滤波器110。第一滤波器110可以是一种带通滤波器，被设计成只通过所希望的频段(例如，GSM频段)。被滤波以后，信号被发送到第一放大器120。第一放大器可以是一个低噪声放大器。然后信号被通过各自的第一和第二混频器130和160下变换为基带的同相(I)和正交相位(Q)的信号。第一和第二混频器130和160每个由一个本地振荡器175控制。本地振荡器175的第一输出被连到第一混频器130的输出，本地振荡器175的第二输出，与第一输出具有相同的频率和90度相移，被连到第二混频器160。本地振荡器175被设置成所要信号的载波频率。

从第一和第二混频器130和160输出的信号被分别地发送到滤波器140和170。滤波器140和170可以是为了除去来自基带I和Q信号的瞬变信号而应用的低通滤波器。已滤波的同相和正交信号分别被A/D转换器150和180数字化。接着模数转换器150和180被发送到各自的滤波器155和165。滤波器155和165的输出被发送到信号处理器190供信号处理和恢复所发送的信息。

图2示出一种依据本发明的示范性实施方案的DC偏移补偿设备200的方框图。DC偏移补偿设备200位于图1的信号处理器190中，并用于补偿由接收机引入的DC偏移。

在时间i上，由一个脉冲串中B个数据组成的输入基带信号 y_i，可被写成如下：

y_i＝y_i+m，i＝1，2，...，B， (1)

其中y_i是所希望的信息序列，I_i+jO_i，和m是未知的DC偏移。在时间i上的信息序列可被写成如下：

y_i＝H^TU+e_i，i＝1，2，...，B， (2)其中H＝[h_o，h_l，…，H_L]^T是一种L+1个抽头的无线电信道模型，U＝[d_i，d_i-1，…，d_i-L]是一个所发送的符号的向量，e_i表示噪声。接收到的信号 y_i被存储在缓存器210中，其中同相和正交量可被分开存储。接收到的信号 y_i也被发送到同步单元220。通过将接收到的数据流与已知包括在脉冲串中的训练序列d_i：TS相关可以确定同步信息。在确定同步信息过程中，同步单元220找出在训练序列和接收到的信号之间的最佳匹配，并确定在表示训练序列的脉冲串中接收到的样本的位置。

除了确定以后由信道估算器使用的同步信息外，同步单元220发送接收到的值到DC估算单元260。在DC估算单元260，通过使用被确定为训练序列的接收数据实施对

的估算，训练序列位于由训练序列产生的接收数据中，也就是，依据下式产生估值

\hat{m} = \frac{1}{N} Σ_{j = 1}^{N} {\bar{y}}_{j : TS}, - - - - - - (3)

其中， y_j：TS是由前导符号(假定在每个脉冲串中有N+L个前导符号)产生的第j个接收信号。换句话说，通过使用来自脉冲串中训练序列的N个前导符号实施对DC偏移的估算。通过将

展开，该估值可被写成如下：

\hat{m} = \frac{1}{N} Σ_{j = 1}^{N} {\tilde{y}}_{j : TS}

= \frac{1}{N} Σ_{j = 1}^{N} y_{j : TS} + m - - - - - (4)

= m + \frac{1}{N} Σ_{j = 1}^{N} (H^{T} U_{j : TS} + e_{j : TS}),

其中U_j：TS＝[d_j：TS，...，d_j-L：TS]^T是只由前导符号d_j：TS(也就是已知数据)组成的长度为L+1的第j个向量。

如上所讨论过的那样，偏差的DC偏移值是由调制引入的，这个值加到

的估值中。偏差的DC偏移值被确定如下：

R_{DC} = \frac{1}{N} Σ_{j = 1}^{N} H^{T} U_{j : TS} = H^{T} {\bar{U}}_{TS} . - - - - - - (5)

偏差的DC偏移值，R_DC，还不可能被算出，因为信道H仍然是未知的。然而， U_TS是已知的，因为它是基于已知的训练序列。通过在相加器230上从存储在缓存器210中的接收到的输入序列减去在DC偏移估算单元260中所确定的所估计的平均值，得到以下的结果：

{\hat{y}}_{i} = {\bar{y}}_{i} - \hat{m} = y_{i} - H^{T} {\bar{U}}_{TS} - \frac{1}{N} Σ_{j = 1}^{N} e_{j_{TS}}, - - - - - (6)

＝H^TU_i+e_i-H^T U_TS- e_TS，i＝1，...，B.

信号

与在同步单元220中所确定的同步信息一道送到信道估算器240，其中

被用于估算信道，

可被写成如下：

{\hat{y}}_{j : TS} = H^{T} U_{j : TS} + e_{j} - H^{T} {\bar{U}}_{TS} - {\bar{e}}_{TS}

＝H^T(U_j：TS- U_TS)+e_j- e_TS，j＝1，...，N. (7)

正如从等式(7)可见，在信道估算器中使用以下的模型是可能的：

{\hat{\hat{y}}}_{j : TS} = H^{T} (U_{j : TS} - {\bar{U}}_{TS}) . - - - - - (8)

在依据本发明的一种示范性实施方案的信道估算器240中所使用的模型和经典的信道模型之间的差别在于使用输入序列U_j：TS- U_TS替代U_j：TS，从而补偿由调制引入的偏差的DC偏移。而且，注意到，这将是能够实施的最佳补偿，因为在无噪的情况下(也就是，Var(e_i)＝0)等式(7)和(8)是完全匹配的，因而当Var(e_i)→0时，指明因此，在无噪的情况下，可以获得完善的信道估算。

然后在信道估算器240中所得到的信道估算被送到均衡器250。均衡器可以是任何类型的，例如，一种MLSE均衡器。MLSE均衡器对所有可能发送的数据序列假设一个接收信号，在将这些信号中每一个与实际的接收信号比较以后，选择所假设的具有最大发送概率的数据序列。在均衡器中所使用的度量包括项

被最小化的度量为：

l = Σ_{k = 1}^{N} {({\hat{y}}_{k} + {\hat{R}}_{DC} - {\hat{H}}^{T} U_{k})}^{2} . - - - - - - - (9)

其中N是脉冲串中信息符号的数目。正如可从(7)和(9)看到的那样，通过包括如等式(9)中所示的附加项

对于不带DC分量的信号，在均衡器250中所使用的度量将与通常在经典的MLSE均衡器中所使用的度量相同。因此，通过使用以上展示的信道估算器240和均衡器250，DC偏移分量将不确定接收机中的最小噪声量(也就是，噪声的底值)。

依据本发明的另一种示范性实施方案，补偿可被实施以适应接收信号DC电平中的幅度变化(DC台阶)。当，例如，一个强的附近的干扰使其输出信号斜升时，在接收信号中可产生DC台阶。在图3中所示的DC偏移补偿设备300中，接收到的脉冲串的基带信号被存储在缓存器210中，也被发送到同步单元220。同步单元220将接收到的数据脉冲串内的训练序列定位并将这种同步信息供给信道估算器240。数据序列值被送到偏移变化检测单元310。该变化检测单元310确定在接收到的数据脉冲串内DC偏移中的变化已在何处发生。

如图4中所示，偏移变化检测单元310可以包括，例如，一个微分器410和一个阈值检测器420。微分器410和阈值检测器420串联工作以确定在接收到的数据脉冲串DC电平中的任何台阶变化。微分器410将接收到的信号微分(例如，令X_i＝ y_i- y_i-1)。接着，阈值检测器420确定是否｜X_i｜/Pow( y_i)＞α，其中Pow( y_i)是y_i所估计的功率，α是一个预先规定的阈值。在阈值检测器420中确定所估计的功率。预先规定的阈值是一个根据特定的应用选取的峰值电压值。如果，例如，对于一种应用，接收机需要高精度，则阈值将很小。如果｜X_i｜/Pow( y_i)＞α，则DC台阶被确定在位置i发生。另一种方案是，信号X_i可能是被低通滤波而不是由微分器微分。在预先确定的阈值被比较以前进行。

现在返回图3，接收到的序列y_i与位置信息(也就是，找到DC台阶的时刻)一道都送到DC偏移估算器260，估算(n+1)DC偏移，

(其中n是在脉冲串中检测到DC变化的数目)。所估算的DC偏移

其中k＝1，…，n+1，被送到一个控制单元320。控制单元320保证同步地从接收到的脉冲串 y_i减去DC偏移估值。

图5A示出一种包含被所发送的数据围绕的训练序列的典型数据脉冲串。如果在接收脉冲串期间或所发送的训练序列期间至少一个DC台阶不发生，按以上关于图2所描述的方式估算DC偏移。然而，如果DC台阶500发生在如图5B(与图5A比较时)中所示的脉冲串中的数据序列上，实施一种粗略的补偿。对于DC台阶500左边的信号，按以上关于图2所描述的方式实施补偿。然而，为了补偿图5B中DC台阶500右边的DC偏移，估算DC偏移如下：

{\hat{m}}_{2} = \frac{1}{B - i_{0} + 1} Σ_{k = i_{0}}^{B} {\tilde{y}}_{k} - - - - - - (10)

其中B是脉冲串中位的数目。然后DC偏移估值被从接收到的信号中减去，如下所示：

{\hat{y}}_{i} = {\tilde{y}}_{i} - {\hat{m}}_{2}, i = i_{0}, . . ., B . - - - - - - (11)

在估算时因为没有已知的信号(也就是，训练序列)可被使用，这种计算对于这部分接收到的信号将导致一种未被补偿的偏差的DC偏移。在图5C中所示的另一个例子中，如果DC台阶发生在训练序列内的某处，对DC台阶510左边的DC偏移被按以下等式估算：

{\hat{m}}_{1} = \frac{1}{N_{1} - 1} Σ_{k = 1}^{N_{1} - 1} y_{k : TS} - - - - - (12)

其中N₁是DC台阶发生处数据中的点。对DC台阶510右边的DC电平被按以下等式估算：

{\hat{m}}_{2} = \frac{1}{N - N_{1} + 1} Σ_{k = N_{1}}^{N} y_{k : TS} - - - - - - - (13)

其中N是脉冲串中训练序列的末端。因此，每半个脉冲串被独立地处理，按以上对于每半个脉冲串

所描述的相同方法确定校正值，并被减去，对于每个脉冲串的残余DC被在信道估算器240和均衡器250中补偿。

在这种情况下，信道估算器240中所用的模型如下所示：

{\hat{\hat{y}}}_{j : TS} = H^{T} (U_{j : TS} - {\bar{U}}_{j : TS}), j = 1, . . ., N - - - - - - - (14)

其中

是从时间1到N₁-1的训练序列的平均值向量， N是从时间N₁到N的训练序列的平均值向量。

虽然通过它的优选实施方案描述了本发明，本领域的技术人员将认识到本发明并不限于在此所描述和展示的特定的实施方案。在此所示和所描述的方案以外的不同的实施方案和改进以及许多变型，修改和等效的方案将是明显的，或者将合乎情理地通过前面的技术说明和附图而提出并不偏离本发明的范围的实质内容。

Claims

1.一种用于补偿接收机中DC偏移的方法包括以下步骤：

在所述的接收机上接收所发送的信号脉冲串；

将所述的信号脉冲串下变换为一组基带分量值；

在该组基带分量值中找出已知的训练序列；

利用所述的已知训练序列估算DC偏移值；

从所述的基带分量值组中减去所述的DC偏移值，获得第二组基带分量值；

利用所述的第二基带分量值组实施信息估算，输出一个信道模型和一个偏差的DC偏移值，和

利用所述的第二组基带信号，所述的被估算的信道模型和所述的偏差的DC偏移值实施对所述的第二组基带分量值的均衡。

2.如权利要求1的方法，其中所述的第一组基带分量值是数字化信号。

3.如权利要求1的方法，其中所述的基带分量值是所述的接收信号的同相和正交分量。

4.如权利要求1的方法，其中所述的已知训练序列包括L+N个前导(pilot)值，依据以下的等式实施所述的DC偏移值的估算：

\hat{m} = \frac{1}{N} Σ_{j = 1}^{N} {\tilde{y}}_{j : TS}

其中是L+1个前导符号中第j个向量。

5.如权利要求1的方法，其中所述的偏差的DC偏移值被按以下的等式确定：

R_{DC} = \frac{1}{N} Σ_{j = 1}^{N} H^{T} U_{j : TS} = H^{T} {\bar{U}}_{TS}

其中H是一个信道模型，U是一个参照的训练序列。

6.如权利要求1的方法，在所述的寻找步骤以后，还包括以下步骤：

确定所述的接收到的基带信号内至少一个DC台阶值的位置。

7.如权利要求6的方法，其中所述的确定步骤还包括：

将所述的基带分量值微分；和

确定是否所述微分的基带分量值超过预先确定的阈值值。

8.如权利要求6的方法，其中所述的减法步骤还包括：

控制从所述的接收信号减去所述的DC偏移估值，以保证在所估算的DC偏移值和所述的基带分量组之间的数据同步。

9.如权利要求6的方法，其中如果在所述的发送序列的训练序列内发生所述的DC台阶，在受所述的DC台阶影响的接收到的消息的一部分上和在不受所述的DC台阶影响的消息的部分上独立地实施估算步骤。

10.如权利要求6的方法，其中如果在所述的接收到的脉冲串的训练序列上不发生所述的DC台阶，在DC台阶上所述的DC偏移值的估算按以下等式实施：

{\hat{m}}_{2} = \frac{1}{B - i_{0} + 1} Σ_{k = i_{0}}^{B} {\tilde{y}}_{k}

其中B是数据的数量，i_o是所确定的DC台阶的时间，

11.一种用于补偿接收机中DC偏移的设备包括：

用于在所述的接收机上接收所发送的信号脉冲串的装置；

用于将所述的信号脉冲串下变换为一组基带分量值的装置；

用于将基带分量值组中已知的训练序列定位的装置；

用于利用所述的已知的训练序列估算DC偏移值的装置；

用于从所述的基带分量值组减去所述的DC偏移值，以获得第二组基带分量值的装置；

用于利用所述的第二基带分量值组实施信道估算并输出一个信道模型和一个偏差的DC偏移值的装置，和

用于利用所述的第二组基带信号，所述的所估算的信道模型和所述的偏差的DC偏移值实施对所述的第二组基带分量值的均衡。

12.如权利要求11的设备，其中所述的第一组基带信号分量是数字信号。

13.如权利要求11的设备，其中所述的基带分量值组是所述的接收信号的同相和正交分量。

14.如权利要求11的设备，其中所述的已知的训练序列包括L+N个前导值，DC偏移值估算被按以下的等式实施：

\hat{m} = \frac{1}{N} Σ_{j = 1}^{N} {\tilde{y}}_{j : TS},

其中，是L+1个前导符号的第j个向量。

15.如权利要求11的设备，其中所述的偏差的DC偏移值被按以下的等式确定：

R_{DC} = \frac{1}{N} Σ_{j = 1}^{N} H^{T} U_{j : TS} = H^{T} {\bar{U}}_{TS}

其中H是一个信道模型，U是一个参照的训练序列。

16.如权利要求11的设备，还包括：

用于确定在所述的接收到的基带信号内至少一个DC台阶值的位置。

17.如权利要求16的设备，其中所述的用于确定的装置还包括：

用于将所述的基带分量值微分的装置；和

用于确定是否所述的已微分的基带分量值超过预先确定的阈值值的装置。

18.如权利要求16的设备，还包括：

用于控制从所述的接收到的信号中减去所述的DC偏移估值以保证在所估计的DC偏移值和所述的基带分量组之间数据同步的装置。

19.如权利要求16的设备，其中如果所述的DC台阶发生在所述的所发送的序列的训练序列内，在受DC台阶影响的一部分接收到的消息上和不受DC台阶影响的消息部分上独立地实施估算步骤。

20.如权利要求16的设备，其中如果所述的DC台阶不发生在所述的接收到的脉冲串的训练序列上，所述的在DC台阶上DC偏移值估算被按以下等式实施：

{\hat{m}}_{2} = \frac{1}{B - i_{0} + 1} Σ_{k = i_{0}}^{B} {\tilde{y}}_{k}

其中B是数据数量，i_o是所确定的DC台阶的时间。