CN1332208C - 数字模拟阻抗标准器 - Google Patents

Abstract

数字模拟阻抗标准器，CPU处理器用于从正弦函数表中抽取电压和电流波形分别存入两个双口RAM波形存储器中，两个乘法器型D/A芯片分别从双口RAM波形存储器中取出再造的正弦波形送至V-V比例器和V-I分流器中，V-I分流器输出端接至数字电桥的电流测试低端，以该电流测试低端作为虚地点；同时取数字电桥的电流测试高端信号经过前置放大器、频率跟踪与锁相倍频等送至地址发生器，用于产生数字波形的时钟驱动，使输出的两路电压和电流波形的相位差始终保持不变，且与输入信号频率相同。本发明提高了稳定性和准确度，实现了全自动化的数字电桥校准技术，替代了传统的实物标准器，便于携带，通信和远程控制，提高了计量校准的效率。

Description

数字模拟阻抗标准器

技术领域

本发明涉及一种数字电桥(或称LCR阻抗测量仪)计量校准所用的标准器，特别是一种数字模拟阻抗标准器，它能给被校准的数字电桥提供标准的被测量值，通过标准值与显示值的比较可以确定被校准数字电桥是否满足其指标要求，适用于交流电压与交流电流分开输入的五端口或四端对数字电桥。

背景技术

目前计量校准数字电桥(或称LCR阻抗测量仪)的方法是采用以材料特性和空间结构为特征的实物量具，如标准电容器(箱)、标准电阻器(箱)、标准电感器(箱)，所依据检定规程为《JJG441-86交流电桥计量检定规程》。而实物标准量具实现的量值范围较窄，为了实现大电容(100uF以上)也用到了基于变压器阻抗变换原理的模拟大电容器。为了实现大电感(1000H以上)也用到了基于电阻和电容组合的四端阻抗网络原理的模拟大电感器。在直流电阻测量仪的计量校准中，已经成熟应用了基于可控制电压输出或基于可控制电流输出的直流模拟电阻器，以电压与电流的比值为标准，计量校准直流电阻测量仪。这种以电压与电流比值为电阻值标准，通过仪器输出电压、电流的方法成为本发明的技术背景。但直流模拟电阻不能在交流数字电桥中使用，不管是实物标准量具还是模拟大电容器、模拟大电感器，都不能实现自动化控制，且体积大、重量大、频率范围窄。

发明内容

本发明的技术解决问题：克服现有的实物阻抗标准器不能自动化控制，且体积大、重量大、频率范围窄的缺点，提供一种数字模拟阻抗标准器，它能够在大范围(电容100pF～1F，电感100uH～1000H，电阻0.01Ω～1MΩ)，和宽频率(100Hz～1MHz)下产生与标准的实物阻抗量具相同的模拟量值，(如标准电阻、标准电容、标准电感)，也能够输出幅值和相位任意组合的阻抗量值，相对测量不确定度最佳点可小于1.5×10^-4，年稳定度最佳点可小于1.5×10^-4。

本发明解决技术方案：数字模拟阻抗标准器，其特点在于它包括：两路数字波形合成器、CPU处理器、V-V比例器、V-I分流器、前置放大器和信号整形电路、频率跟踪与倍频锁相和地址计数器，其中两路数字波形合成器由两个双口RAM波形存储器、用于产生数字量值与参考电压乘积的两个乘法器型D/A芯片、为乘法器型D/A芯片提供参考电压和电压幅值比的两个静态幅值D/A组成，CPU处理器分别与数字波形合器中的两个双口RAM波形存储器相接，用于从正弦函数表中抽取电压和电流波形分别存入两个双口RAM波形存储器中，两个乘法器型D/A芯片分别从双口RAM波形存储器中取出再造的正弦波形送至V-V比例器和V-I分流器中，V-V比例器用于电压幅值的比例调节，其输出接至数字电桥的电压测试端，V-I电流器用于将正弦波电压转变成电流，其输出端接至数字电桥的电流测试低端，以该电流测试低端作为虚地点；同时取数字电桥的电流测试高端信号经过前置放大器和信号整形电路、频率跟踪与锁相倍频送至地址计数器中，使输出的两路电压和电流波形的相位差始终保持不变，且与输入信号频率相同。

本发明的原理：阻抗的本质是比例关系，其相位也反映着比例关系，数字电桥所测量的也是比例关系，所以用数字比例实现模拟阻抗的方法称为数字模拟阻抗。本发明采用两路数字波形合成器输出两路正弦波形，一路通过电压量程比例变化后将交流电压信号送到数字电桥的电压测试端，另一路通过电压-电流变换后将交流电流信号送到数字电桥的电流测试低端，所输出的电压信号和电流信号在计算机控制下形成稳定的幅值比例关系和稳定的相位差关系。

数字波形合成是将存储器中的数字波形一个接一个字节地按时钟节拍送到数模转换器D/A上，输出模拟信号，这里称为“动态波形D/A”。这是现有技术，但是要使两路数字波形合成的正弦波形可任意设置幅值比例，而又不会失真，只有采用乘法型D/A芯片作为动态波形D/A，如MAXIM502，AD7543，LCT1597A，或类似的电阻网络分流原理的乘法器型数模转换器等。这类乘法型D/A的输出量是数字量值与参考电压的乘积，让动态波形D/A输出满度保真的数字正弦波形；另外再采用两个D/A芯片提供其参考电压，称为“静态幅值D/A”，两路静态幅值D/A的数字量形成所需要的数字幅值比，由于静态幅值D/A的参考电压取自同一个电压基准器，在比例公式中该参考电压约去，影响消失了，其数字量比值就成为复现阻抗幅值比例的本质因素。

数字模拟阻抗欲模拟特定阻抗之前先进行幅值比例和相位差计算，然后通过数字波形合成器输出，为了达到更准确的标称值输出，还要修正系统误差，希望相位差的调节细度越小越好。但是量化误差总是存在的，相位量化误差的存在是因为数字波形存在幅值量化造成的。动态幅值D/A位数与相位分辨力成正比，D/A的量化误差也决定了相位的量化误差，本发明给出的关系如下：

$\mathrm{\Δ\θ}=\frac{\mathrm{\Δy}}{A\cos \mathrm{\θ}}-\frac{\mathrm{\ΔA}}{A}\tan \mathrm{\θ}$

式中：A----正弦信号幅值，对于数字波形A＝2^N-1-1，N是D/A的位数。

Δy----正弦波的最小量化台阶，对于D/A来说等于1。

Δθ----正弦波相角最小量化值，单位为弧度。

从公式来看，A＝2^N-1-1是常量，第二项为零，当θ＝0时 $\mathrm{\Δ\θ}=\frac{1}{2^{N-1}-1},$ 所以N位D/A所产生的波形最小相位差为 $\mathrm{\Δ\θ}=\frac{1}{2^{N-1}-1}$ 弧度，最小相位差仅与幅值量化分辨力有关。选用10位以上D/A可满足相位分辨力0.011°要求。以每周期数字波形有M个内插点为例，两个波形存储器存入不同相位的波形，这种方法称为“正弦波形再造法”，同一个地址中，两套数字波形存储器的两数值，相位取值都不一样。以电压波形存储器相位为零，电流波形存储器相位为θ，动态幅值D/A位数N，则计算如下：

电压波形： $y_i=\left[2^{N-1}\sin \left(\frac{2\mathrm{\πi}}{M}\right)\right],(i=\mathrm{0,1},....,M-1)$

电流波形： $y_i=\left[2^{N-1}\sin (\frac{2\mathrm{\πi}}{M}+\frac{\mathrm{\θ\π}}{180})\right],(i=\mathrm{0,1},....,M-1)$

[.]号表示取整数。

M个波形点可以用计算机计算其幅值，也可以事先构造好正弦函数表， $y_i=\left[2^{N-1}\sin \left(\frac{2\mathrm{\πi}}{2^{N+2}}\right)\right],(i=\mathrm{0,1},....,2^{(N+2)}-1).$ 存在ROM中，从计算好的起始相位点，等间隔地抽取表中数值，若初始相位θ(-90°，270°)，则初始地址偏移 $p=[\frac{\mathrm{\θ}}{360}\×2^{N+2}];$ 每周期内插M点，从正弦表中抽取这些点的值，抽取间隔为 $d=\frac{2^{N+2}}{M};$ 第0个点的位置在a₀＝p，第1个点在a₁＝p+d，第i点在a_i＝p+id，........，a_M-1＝p+(M-1)d，a_M＝a₀。可以仅在ROM中存入半个周期正弦函数，利用镜像法获得函数值，以节省ROM存储空间。所以，本发明两路动态幅值D/A从各自的波形存储器中取出再造的正弦波形，每周期M点(M＝8，32，64，128)，共用一个地址发生器，一个时钟驱动，所以两路波形的相位差将始终保持不变。

电压输出较小时，(小于0.1Vp-p情况)乘法型D/A出现非线性，而且信噪比降低，所以输出小信号交流电压要采用电压比例器V-V比例器，起到量程变换的作用，比例为1∶1，10∶1，100∶1，1000∶1，10000∶1，为了适用较宽频率范围，采用电阻分压技术方案，即使用金属膜电阻制作，电压比例器的幅频特性和相频特性也不理想，为了追求稳定性技术指标，把各频点上的比例误差和相位误差作为可修正的固定误差项，因此每个比例器需要在每个频率点(100Hz，1kHz，10kHz，100kHz，1MHz)上有一个幅值比例修正系数和一个相位差修正值。

电流输出是用电压-电流变换器V-I分流器获得的，因为电流输出到数字电桥的虚地点，这个虚地点也是数字模拟阻抗标准器的零电位参考点，所以电压-电流变换器设计成简单的基于欧姆定律的电阻分流器，即单只电阻。在较宽频率范围下，电阻器的幅频特性和相频特性也不理想，为了追求稳定性技术指标，把各频点上的比例误差和相位误差作为可修正的固定误差项，因此每个分流器需要在每个频率点(100Hz，1kHz，10kHz，100kHz，1MHz)上有一个幅值修正系数和一个相位修正值。挑选出比例器和分流器的温度系数符号一致，温度系数之差在2.5×10^-5/℃时，可以补偿温度对整体稳定性的影响，因此可放宽对电阻温度系数的要求。利用修正系数来消除固有偏差，对阻值精度不做严格要求。

数字电桥以电流测量输入端为虚地点，本发明利用该点作为系统参考电位，电压-电流变换器V-I分流器也因此方案得以简化，所以本系统设计上是整体浮地的。仅当数字模拟阻抗与电桥测试端连接后，本系统才获得了与数字电桥虚地点等电位的参考地电平。可选用电池供电的方法或隔离变压器供电的方法实现浮地设计。浮地的另一个好处是适应了“四端对”数字电桥的接口要求。采用高输入阻抗的电压跟随器获得虚地点的电位，不影响电流测试，电压跟随器的输出给数字电桥电压低端PL提供参考电位，接上数字电桥后本系统因此获得了固定的参考电位。

数字模拟阻抗标准器输出的交流电压和交流电流信号要与数字电桥信号源的频率相同，该频率再经过M倍的倍频提供给地址发生器作为时钟驱动，选用锁相倍频技术方案。为了适应从100Hz到1MHz的信号源频率，锁相环中压控振荡器VCO中心频率固定在16MHz，频率控制范围9MHz～25MHz，鉴相器采用数字沿触发鉴相器，分频器设计成17级2分频T触发器，根据输入信号频率和输出倍数选择分频器的级数和倍数抽头。分频器电路和控制寄存器设计在可编程门阵列中，控制寄存器连接单片机总线，有外设地址。

为了获取数字电桥信号源的频率信息，设计了前置放大器和信号整形电路，为了不让数字电桥的电流输出端的电位通过内部电阻干扰电压测量功能，前置放大器把数字电桥的电流测试高端虚地连接。

本发明与现有技术相比的有益效果是：本发明采用两路正弦波形乘法器型D/A，和两路静态D/A，消除参考电压影响，在波形存储器中采用数字正弦波再造法，实现了最小数字量化相位差。硬件以电压比例器和电压-电流分流器为输出，以电流测量输出端为虚地点，作为系统参考电位，获得了与数字电桥虚地点等电位的参考地电平，系统浮地。跟踪数字电桥信号源频率，锁相倍频，提供数字波形驱动时钟。采用修正系数克服了硬件系统偏差，提高了稳定性和准确度，而且实现了全自动化的数字电桥校准技术，替代了传统的实物标准器，便于携带，通信和远程控制，提高了计量校准的效率。

附图说明

图1是本发明的电路原理框图；

图2为本发明中的双路数字波形合成电路图；

图3为本发明在ROM存储器中的正弦表函数图；

图4为本发明中的V-V比例器电路图；

图5为本发明中的V-I分流器电路图；

图6为本发明的输出电压跟随器对五端数字电桥的连接电路图；

图7为本发明的输出电压跟随器对四端对数字电桥的连接电路图；

图8为本发明的前置放大器与信号整形电路图；

图9为本发明的频率跟踪与锁相倍频电路图；

图10为本发明的替代法校准线路；

图11为本发明的数字模拟阻抗标准器软件结构框图；

图12为本发明的数字模拟阻抗执行软件流程框图；

图13为本发明的数字模拟阻抗操作软件流程框图。

具体实施方式

如图1、2所示，本发明由单片机作为CPU处理器控制整个系统，单片机通过RS232接口与上位计算机连接，在上位计算机上利用LABVIEW平台编制操作程序，根据欲模拟的阻抗值，计算的输出相关的参数，如电压数字幅值和V-V比例值，电流数字幅值和V-I分流值，电压波形的启始相位点和抽取间隔，电流波形的启始相位点和抽取间隔，每周期插入的点数，测量频率等，其中幅值比例和相位差数据都经过修正计算。这些数据通过自定义的简单协议传送到单片机处理器上，单片机根据数据设置频率跟踪单元的分频数，每周期点数，V-V比例器的开关，V-I分流器的开关，接地点开关，电压静态幅值D/A数值，电流静态幅值D/A幅值。单片机还要从正弦函数表中抽取波形点分别存入电压和电流两个双口RAM波形存储器。

模拟阻抗Z＝U/I，动态波形D/A输出电压幅值为U_V＝DV_ref1，U_I＝DV_ref2，数字正弦波形按满度幅值输出，D代表数字正弦波形数值序列。静态幅值D/A输出电压V_ref1＝D_VV_r，V_ref2＝D_IV_r。V-V比例器使输出波形按10倍量程的比例K进行变换，U＝KU_V；V-I分流器利用电阻分流器G，使输出电压变成电流，I＝GU_I。所以

$Z=\frac{U}{I}=\frac{{\mathrm{KU}}_V}{{\mathrm{GU}}_I}=\frac{{\mathrm{KDV}}_{\mathrm{ref}1}}{{\mathrm{GDV}}_{\mathrm{ref}2}}=\frac{{\mathrm{KDD}}_V{V}_r}{{\mathrm{GDD}}_I{V}_r}=\frac{{\mathrm{KD}}_V}{{\mathrm{GD}}_I}$

模拟阻抗是由固定的分压比例K、分流比例G、以及数字比例D_V/D_I决定的。数字模拟阻抗的意义在于数字比例D_V/D_I可以微调修正K、G的系统误差，而且D_V/D_I的数值在理论上绝对稳定。D_V和D_I是静态数字量，对于16位D/A而言其动态范围是1/65536～1。在两个动态波形存储器中的正弦波形都是数字波形，幅值相同，相位差可根据计算来确定，而且相位差理论上绝对稳定。V-V比例器的K，和I-V分流器的G，是电阻网络组成的，虽然系统误差可以用数字量D_V和D_I以及波形相移来修正，但是电阻网络的变化成为影响数字模拟阻抗稳定性的主要原因。

如图2所示为本发明的两路数字波形合成电路图。双口RAM存储器为8k×16存储器，用于保存以M点(M为2的整数次幂，如128，64，16，8)为周期的正弦波数字序列，在地址计数器时钟驱动下(地址计数器是12位二进制同步计数器，靠自然溢出回零)依次将电压和电流数字流形序列送到两个乘法器型D/A，由两个乘法器型D/A输出正弦波形，两个静态D/A给两个乘法器型D/A提供静态的幅值电压，在静态D/A中实现幅值比例关系。图2中静态D/A构造幅值比例，K＝D_V/D_I，D_V是电压波形峰峰值，存储在电压幅值锁存器中，D_I是电流波形峰峰值，存储在电流幅值锁存器中。因为他们共同使用一个参考电压基准10V，在运算比例时，基准的变化影响被消除了。乘法器型D/A用于构造正弦波形，两个双口RAM波形存储器中的数字序列，周期和幅值一样但是相位不同，乘法器型D/A产生的是电压波形，为了减小线性误差和保证足够的分辨力，限制输出电压峰值在0.7V～10V之间，所以还需要经过V-V比例器和V-I分流器输出到数字电桥。在输出电路之前的正弦波幅值比例为： $K_U=\frac{D_V{V}_{\mathrm{ref}}}{D_I{V}_{\mathrm{ref}}}=\frac{D_V}{D_I}.$ 双口RAM波形存储器中的波形以M个点为周期，首尾连接全部填充，M为每周期内插点数。每个双口RAM波形存储器和用于存放电压和电流幅值的锁存器都连接单片机总线，有独立的外设地址。

图3是事先存储在单片机中ROM存储器里的正弦表函数图。一个完整的正弦函数表一个周期有2^N+2个内插点， $y_1=\left[2^{n-1}\sin \left(\frac{2\mathrm{\πi}}{2^{N+2}}\right)\right]$ (i＝0，1，....，2^(N+2)-1)，式中[ ]表示四舍五入取整。从正弦函数表中等间隔地抽取M个点，构造每周期M点的正弦波形，抽取地址间隔为： $d=\frac{2^{N+2}}{M}.$ 由于ROM存储器容量有限，实际只存半周期(-90°，90°)点数，查表方法如下：

1)根据初始相位，(-90°，270°)决定查表的初始地址偏移p：

$p=[\frac{\mathrm{\θ}}{360}\×2^{N+2}]+2^N;$

2)每周期内插M点，从正弦表中抽取这些点的值，抽取间隔为 $d=\frac{2^{N+2}}{M};$ 第0个点的位置在a₀＝p，第1个点在a₁＝p+d，第i点在a_i＝p+id，....a_M-1＝p+(M-1)d，a_M＝a₀，

3)若查表地址a_i超过2^N+1，则应镜像计算地址，保证不超过函数表边界。有以下几种情况：

{IF  0＜＝a_i＜2^N+1，THEN直接抽取偏移地址a_i单元的数值，返回；

ELSE IF 2^N+1＜＝a_i＜2^N+2，THEN镜像计算偏移地址b_i＝2^N+2-a_i，抽取b_i单元的数值，返回；

ELSE IF 2^N+2＜＝a_i，THEN 做整周期偏移a_i＝a_i-2^N+2，重新第一步IF；}

如图4所示，为本发明的V-V比例器电路图。从乘法器型D/A输出的电压有效值为0.7V～7.07V，实际模拟阻抗往往要输出毫伏级电压，V-V电路就是为了完成电压输出整数比例变换的电路，需要的比例为1∶1，10∶1，100∶1，1000∶1，10000∶1五种。转换开关为继电器，其驱动电路采用MC1413，锁存器连接单片机总线，有独立外设地址。

电压输出较小(小于0.1Vp-p情况)时，乘法型D/A出现非线性，而且信噪比降低，所以输出小信号交流电压要采用电压比例器V-V比例器，起到量程变换的作用，比例为1∶1，10∶1，100∶1，1000∶1，10000∶1，为了适用较宽频率范围，采用电阻分压技术方案，即使用金属膜电阻制作，电压比例器的幅频特性和相频特性也不理想，为了追求稳定性技术指标，把各频点上的比例误差和相位误差作为可修正的固定误差项，因此每个比例器需要在每个频率点100Hz，1kHz，10kHz，100kHz，1MHz上有一个幅值比例修正系数和一个相位差修正值，关于于修正系统详见后面的介绍。

图5是V-I分流器电路图。电流输出是用电压-电流变换器V-I分流器获得的，因为电流输出到数字电桥的虚地点，这个虚地点也是数字模拟阻抗标准器的零电位参考点，所以电压-电流变换器设计成简单的基于欧姆定律的电阻分流器，即单只电阻。在较宽频率范围下，电阻器的幅频特性和相频特性也不理想，为了追求稳定性技术指标，把各频点上的比例误差和相位误差作为可修正的固定误差项，因此每个分流器需要在每个频率点100Hz，1kHz，10kHz，100kHz，1MHz上有一个幅值修正系数和一个相位差修正值。转换开关为继电器，其驱动电路MC1413，锁存器接单片机总线，有独立外设地址。

图4和图5中用到的电阻值为10Ω，100Ω，900Ω，9.9kΩ，99.9kΩ，1kΩ，10kΩ，100kΩ，1MΩ，10MΩ，V-V分压器下面的电阻10Ω，100Ω，选用精密金属薄膜电阻，其温度系数为5×10^-6/℃。该电阻的温度变化在±2℃以内可以忽略影响。V-V分压器上面的电阻，与V-I分流器电阻温度系数相等时可以补偿温度变化带来的影响。要求通过测量一批100Ω，900Ω，9.9kΩ，99.9kΩ，1kΩ，10kΩ，100kΩ，1MΩ，10MΩ，9种阻值的金属膜电阻器的温度系数，挑选出温度系数一样的电阻100Ω(2只)，900Ω(1只)，9.9kΩ(2只)，99.9kΩ(1只)，1kΩ(1只)，10kΩ(1只)，100kΩ(1只)，1MΩ(1只)，10MΩ(1只)，一套共11只，所谓“一样”是指，任意两只电阻温度系数之差小于2.5×10^-5/℃。测试条件为(20±5)℃，直流电阻测试。测试温度系数前先进行70℃下8小时老化。

图6是输出电压跟随器对五端数字电桥的连接电路图。五端数字电桥的特点是以电流测量低端IL为虚地点。接地开关选择S点，接地电压跟随器A2与比例器电压跟随器A1，输出差分电压至数字电桥的PH、PL端。数字模拟阻抗是电池供电，浮地输出。

图7是输出电压跟随器对四端对数字电桥的连接电路图。四端对数字电桥的特点是以电压低端PL为虚地点。接地开关选择P点，接地电压跟随器A2为数字电桥的PL端提供接地电位。数字模拟阻抗是电池供电，浮地输出，只有当A2的输出端数字电桥电压低端PL时，这套接地系统才与数字电桥的虚地点等电位。

图8是前置放大器与信号整形电路。将数字电桥的电流测试高端IH信号用于数字模拟阻抗的频率驱动和同步，需要将信号放大整形，以TTL电平输出到鉴相器，上升沿和下降沿不能出现毛刺和抖动，为了适应IH信号的宽范围和宽频率的特点，设计了自动负载匹配电路和电压比较器选择电路，以对数放大器为基本原理的自动负载匹配电路是本发明的特点之一。

图9是频率跟踪与锁相倍频电路(1kHz输入，128倍频举例)。按常规方法设计锁相倍频电路，需要鉴相器、积分器、压控振荡器VCO、分频器等，但是能够在100Hz～1MHz频率范围进行连续可调的VCO很难找到，由于该项技术条件限制，本发明只要求在100Hz、1kHz、10kHz、100kHz、1MHz五个频点上进行模拟阻抗，把VCO和鉴相器的频率跟踪范围调到10MHz～20MHz，设计17级T触发器，组成级连的二分频同步分频器，根据输入频率选择串联级数(对应为17级、15级、10级、7级、4级)。分频器设计成多抽头输出，根据倍频数M选择倍频输出抽头(8倍、16倍、128倍)，将上述五种频率的分频电路集成在一片可编程门阵列中。在外共用一套鉴相器、积分器、和VCO，使其跟踪频率在10MHz～20MHz之间，这样有5个选择频点的控制字，有三个选择倍频数的控制字，级数和抽头点由锁存器控制，锁存器连接单片机总线，有独立外设地址。

鉴相器选用74HC4046数字锁相器中的沿触发数字鉴相部分PC2，具有抖动小跟踪速度快，动态范围大的特点。积分器选用阻容平均值滤波器100k，1uF，为了减小抖动，防止在谐波状态下锁定，应在电容上串联电阻5k增加阻尼系数。压控振荡器VCO选用常用的74S124芯片，配备阻容振荡器。调节范围6MHz～25MHz，中心点在16MHz@2.5V。

图10是替代法校准线路图。替代法校准用于产生前述的修正系数。校准数字模拟阻抗标准器是为了准确测量数字模拟阻抗在未修正前的量值Z_X，和修正后的实际值Z_OX，一方面将修正系数的测量不确定度控制在指标的1/3范围内，另一方面获得实际值Z_0X，在自动检定数字电桥时作为的标准量值使用。这也是数字模拟阻抗的溯源过程，为了减少工作量校准只对所模拟的标准点进行。校准原理是利用替代法，以数字电桥为替代装置，以实物标准电容器、标准电感器和标准交流电阻器为传递标准。替代法测量公式：

Z_x＝Z₀₀+(Z₂-Z₁)

式中：Z₀₀----实物标准器的实际值，对电感来说是证书给出，对电阻来说是直流阻值可将直流电阻接到高准确数字表(如FLUKE1281A)上测量获得，对电容来说是标准电容器在高准确电容电桥(如AH2500A)上的测量值。

Z₁----数字电桥测量实物标准器的读数。

Z₂----数字电桥测量模拟阻抗的读数。

替代法要求标准与被测有相同的功率，即测量电压和电流一致，所以数字模拟阻抗设定输出电压和电流也要尽量与实物标准阻抗的被测条件一致。数字模拟阻抗有灵活的电压电流和相位设定功能，完全能够做到等功率模拟。具体做法是将实物标准阻抗接到数字电桥上，测量电桥电压，以此电压测量值设定数字模拟阻抗的输出电压，计算电流，注意区分有效值和峰值。

修正前先将修正系数变为1，相位修正数为零，再进行替代法测量。修正系数的计算过程如下：

修正系数分为三种：电压修正系数K_U、电流修正系数K_I，相位修正系数P_X。

理论计算的数字模拟阻抗按下式给出：

$\left\{\begin{array}{c}Z=\frac{K_V{D}_V}{G_I{D}_I}\\ P=\{\mathrm{0,90},-90\}\end{array}\right.$

经过修正实际输出的数字模拟阻抗按下式给出：

式中：Z----模拟阻抗的幅值，单位欧姆；

D_V----模拟阻抗电压输出幅值，数字量0～1/65535；

D_I----模拟阻抗电流输出幅值，数字量0～1/65535；

K_V----模拟阻抗电压输出V-V电压变换比例，数字量1，0.1，0.01，  0.001，  0.0001；

G_I----模拟阻抗电流输出V-I变换分流器阻值倒数，单位西门子：10mS，  1mS，  100uS，  10uS，  1uS，  0.1uS；

P----模拟阻抗电压与电流的相位差，角度-90，0，90；

P_X----模拟阻抗相位修正值，角度-90～90；

K_U---模拟阻抗电压幅值的比例修正值，数字量；K_I、K_U两者只用其一。

K_I----模拟阻抗电流幅值的比例修正值，数字量；K_I、K_U两者只用其一。

因为限定数字量D_V与D_I在0.1～1之间，使用电压修正K_UD_V还是用电流修正K_ID_I，要看两个乘积谁最大，使用较大的数字量输出到静态D/A上可以保证设计准确度，实际上K_U＝1/K_I。

正是因为有了修正系数，那些固定的系统偏差都可以一并消除，如电阻分压器的比例系数可以不求其准但求其稳，电流分流器的阻值也是如此，还有静态D/A输出运放的失调电压等等。但是这个修正系数不是普遍适用的，电阻分压器和电流分流器都有频率误差，即不同频率下有不同的值，这是交流电阻与直流电阻的差值，而静态D/A输出运放的失调电压则表现为固有偏移误差，这是通过斜率修正难以消除的。所以为了提高本发明的准确度，充分利用修正系数特点，采取了简化的修正方法，只进行单点的修正，确保固定点上有修正值。这是克服上述缺点的有效方法，虽然放弃了任意阻抗点的准确度，却能保证数字模拟阻抗在标准选点上有较高的准确度。

修正系数的计算方法如下：

$\left\{\begin{array}{c}{K}_U=\frac{Z_X}{Z_0}\\ K_I=\frac{Z_0}{Z_X}\\ P_X=\{\mathrm{0,90},-90\}-P\end{array}\right.$

式中：Z_X----数字模拟阻抗在未修正前的实际测量值，通过替代法公式计算得到；

Z₀----模拟阻抗标称值，修正后的预期结果；

K_U----模拟阻抗电压幅值的比例修正值，数字量；

K_I----模拟阻抗电流幅值的比例修正值，数字量；

P----模拟阻抗电压与电流的相位差，在电桥上读出的实际相位差；

P_X----模拟阻抗相位修正值，角度-90～90；

对于每一个不同频率，不同量值的标准点，都有一组修正系数，组成一张对应表格，查表使用。

例如电阻修正如下：

$\left\{\begin{array}{c}{K}_{\mathrm{UR}}=\frac{R_X}{R_0}\\ K_{\mathrm{IR}}=\frac{1}{K_{\mathrm{UR}}}\\ P_{\mathrm{XR}}=0-P\end{array}\right.$

式中：R_X----数字模拟阻抗在未修正前的实际测量值，通过替代法测量计算得到，单位为Ω；

R₀----数字模拟阻抗标称值，以99999形式定义标称值，单位为Ω；

K_UR----数字模拟阻抗电压幅值的比例修正值，数字量；

K_IR----数字模拟阻抗电流幅值的比例修正值，数字量；

P----数字模拟阻抗电压与电流的相位差，在电桥上读出的实际相位差。

图11是数字模拟阻抗软件结构框图。设计分为：数字模拟阻抗操作软件、数字模拟阻抗执行软件，前者在微机上运行，有操作界面，基于Windows平台，可用Labview软件平台开发，后者为数字模拟阻抗的单片机程序，可用C51工具开发，两者通过串行接口交互通讯。

图12是数字模拟阻抗执行软件流程框图。基于单片机指令开发硬件设定功能，有如下功能模块：

a.串口初始化模块：实现对串口波特率、数据位、奇偶校验位等设置的功能；

b.串口中断处理模块：实现接受来自上位机发送的命令和数据的功能；

c.RAM初始化模块：实现对双口RAM和数据RAM进行数据初始化的功能；

d.D/A初始化模块：实现对D/A芯片起始输出电压的设置功能；

e.标志位设定模块：实现对各个状态标志位的状态设定功能；

f.数据处理模块：实现对接收来自上位机的数据进行计算处理的功能；

g.波形抽取计算模块：实现对存储在ROM中的正弦数据表格进行计算抽取的功能；

h.延时模块：实现定时延时的功能；

i.串行EEPROM写入模块：实现对串行EEPROM芯片写入仪器编号等信息的功能；串行EEPROM是保存仪器基本信息的存储器，掉电保护。

j.串行EEPRO M读取模块：实现从串行EEPROM中读取信息的功能；

k.波形输出模块：实现启动计数器工作，从双口RAM中输出设定的正弦波形的功能。

该软件的技术要点是：

a.EEPROM 28256中存储8k×16的半周期正弦表格数据，28256中的正弦表格数据是相位从-90°～+90°，幅值从0～65535的半周期正弦波形，定义为unsigned int型变量。为使正弦波形更好的衔接，在正弦表格中存储8193个点，具体的数据表格sintab[8193]定义在头文件中。

b.串口接收到来自上位机的握手信号后，进入串口中断处理程序，接收来自上位机的命令和数据，并把下位机的信息返回给上位机。在串口中断程序中，只负责将数据存放在接收缓冲区内。在数据处理模块中再进行命令分析和数据处理。

c.RAM初始化模块是向双口RAM CY7C025中存储4K×16的正弦波形，在双口RAM中存储的波形是以X0为起始地址，以N1为抽取间隔，以A为峰峰值并从sintab[8193]中抽取的点构成一个周期的波形。

d.为了表示当前的工作状态，在C51程序中设定了多个状态标志位，包括接收准备标志，数据处理标志和启动标志等。进入到每个模块时，都要根据每个标志位的状态，来执行相应的操作。主程序循环调用各个模块，在进入模块后首先查询相关状态标志位，若没有本模块需要做的工作则直接返回，若有工作要做则清除标志状态，完成工作后返回。

e.数据处理模块是负责将串口接收缓冲区的数据按照自定义的格式进行参数分类，进行计算后存储在不同的变量中。波形抽取模块则根据这些变量的大小，进行波形的抽取和计算，生成电压和电流的正弦波形。

f.波形抽取模块中定义的变量如下：

生成正弦波形的一个周期内的点数＝M(LabVIEW发送过来的参数)抽取间隔 $=N1=\frac{16384}{M}$ (N1必须为2ⁿ整数)分频数 $=N2=\frac{N}{2}$ (2*N2为总分频数)双口RAM中存储的波形数 $=Q=\frac{4096}{N}$ 所抽取的点与正弦表格数据的对应换算关系如下：

y＝sintab[x]         (0≤x≤8191)

y＝sintab[16384-x]    (8192≤x≤16383)

y＝sintab[x-16384]    (16384≤x≤24575)

y＝sintab[32768-x]    (24576≤x≤32768)

其中x为正弦表格的地址，x＝x0+N1×i。(i表示正弦波序列的序号)g.串行EEPROM的写入模拟阻抗的仪器编号等信息，由上位机再从中读取此信息。

图13是数字模拟阻抗操作软件流程框图。基于Labview开发平台，完成人机对话功能，和修正系数生成和标准阻抗的计算功能。模块介绍：

a.测量点输入模块：实现选择不同测量点(包括标准模拟阻抗和任意模拟阻抗)的功能；

b.阻抗编号显示模块：实现显示数字模拟阻抗仪器编号的功能；

c.模拟阻抗设定模块：实现设定数字模拟阻抗参数类型、量值大小的功能；

d.测量频率设定模块：实现设定模拟阻抗测量频率的功能；

e.标准阻抗计算模块：实现计算标准模拟阻抗对应的幅值、起始相位等功能；

f.任意阻抗计算模块：实现计算任意模拟阻抗对应的幅值、相位、匹配阻抗等功能；

g.串口初始化模块：实现对RS-232串口波特率、数据位、奇偶校验位等设置的功能；

h.串口发送数据模块：实现通过串口向单片机发送命令数据的功能；

i.串口接受数据模块：实现接受来自下位机数据的功能；

j.修正文件操作模块：实现从指定路径的修正文件读取修正值的功能；

k.修正值计算模块：实现对标准模拟阻抗进行计算修正的功能。

技术要点如下：

a.模拟阻抗的设定根据数字电桥的测量频率设定、电压和电流波形周期内插入的点数；根据数字电桥的测量电压设定电压和电流波形的幅值；对于标准模拟阻抗功能设定时，要根据实物标准器在数字电桥上的电压幅值来设定模拟阻抗的电压，以保证等功率替代；根据所选择的参数类型设定电压和电流波形的起始相位。

b.标准模拟阻抗的计算是将所选择的标准阻抗值换算成阻值后，判断是采用5V恒压方式，还是1V恒压方式，或是10mA的恒流方式，控制下位机输出电压和电流波形幅值。因为标准阻抗值大小是不变的，所以对于每一点的电压和电流波形的幅值、相位等参数均是固定的，也便于对标准阻抗进行修正。

c.任意模拟阻抗允许用户在数字模拟阻抗的一定范围内输出任意大小、任意类型的阻抗。由于其值是不固定的，因此不能对每一点进行修正，只能针对某一量程的阻抗进行修正。

d.串口的初始化需要与下位机设置一致，采用9600波特率，8位数据位，1位停止位，无奇偶校验位。

e.串口发送和接收数据的格式是按照事先自定义的串口通讯协议，每一个数据参量以冒号为开始标志，以回车符号为结束标志。在串口通讯的过程中，为防止接收错误，首先采用了握手协议，通讯成功后，再开始发送和接收命令和数据。整个串口通讯过程中，要注意下位机与上位机的同步问题，加入适当的延时可保证通讯成功。

f.自定义的串口通讯协议采用自定义的通讯格式，每个数据参量均以冒号为开始，回车符号为结束，发送的数据均采用整形变量。每次都将完整的整串数据发送过去。例如：

:N128 :F2 :Au5.0 :Pu-90 :Ai1.0 :Pi0 :R1 :U2 :I1

表示插入点数N128为128个点；频率F2为1kHz，(1，2，3，4，5对应100Hz，1kHz，10kHz，100kHz，1MHz)；Au5.0，电压波形幅值Au为5V；Pu-90，电压波形起始相位为-90度；Ai1.0电流波形幅值为1V；PiO电流波形起始相位为0度；R1，保留；U2，分压比为10∶1，(1，2，3，4，5对应，1∶1，10∶1，100∶1，1000∶1，10000∶1)；I1，分流比为1毫西门子mS(1，2，3，4，5，6对应，10mS，1mS，0.1mS，0.01mS，1uS，0.1uS)。

Claims (8)

1、数字模拟阻抗标准器，其特征在于它包括：两路数字波形合成器、CPU处理器、V-V比例器、V-I分流器、前置放大器和信号整形电路、频率跟踪与倍频锁相和地址计数器，其中两路数字波形合成器由两个双口RAM波形存储器、用于产生数字量值与参考电压乘积的两个乘法器型D/A芯片、为乘法器型D/A芯片提供参考电压和电压幅值比的两个静态幅值D/A组成，CPU处理器分别与数字波形合器中的两个双口RAM波形存储器相接，用于从正弦函数表中抽取电压和电流波形分别存入两个双口RAM波形存储器中，两个乘法器型D/A芯片分别从双口RAM波形存储器中取出再造的正弦波形送至V-V比例器和V-I分流器中，V-V比例器用于电压幅值的比例调节，其输出接至数字电桥的电压测试端，V-I分流器用于将正弦波电压转变成电流，其输出端接至数字电桥的电流测试低端，以该电流测试低端作为虚地点；同时取数字电桥的电流测试高端信号经过前置放大器和信号整形电路、频率跟踪与锁相倍频送至地址计数器中，用于产生数字波形的时钟驱动，使输出的两路电压和电流波形的相位差始终保持不变，且与输入信号频率相同。

2、根据权利要求1所述的数字模拟阻抗标准器，其特征在于：所述的两个静态幅值D/A的参考电压取自同一个电压基准器。

3、根据权利要求1所述的数字模拟阻抗标准器，其特征在于：所述的乘法器型D/A芯片为MAXIM502，或AD7543，或LCT1597A，或电阻网络分流原理的乘法器型数模转换器。

4、根据权利要求1所述的数字模拟阻抗标准器，其特征在于：所述的虚地点也为系统的零电位参考点，与数字电桥电流测试端连接后，即获得与数字电桥虚地点等电位的参考电平。

5、根据权利要求4所述的数字模拟阻抗标准器，其特征在于：采用高输入阻抗的电压跟随器获得虚地点的电位，高阻抗电压跟随器接在参考地线与电桥电流测试低端之间。

6、根据权利要求1所述的数字模拟阻抗标准器，其特征在于：所述的两个波形存储器共用一个地址发生器和一个时钟驱动，利用两个波形存储器所存储的数字波形相位不同形成相位差，两路波形的相位差始终保持不变。

7、根据权利要求1所述的数字模拟阻抗标准器，其特征在于：所述的正弦函数表已事先存入CPU处理器的ROM中，正弦函数表中以2^N+2个离散点为一个周期，N为乘法器型D/A的位数。

8、根据权利要求1所述的数字模拟阻抗标准器，其特征在于：所述的V-V比例器和V-I分流器上每个频率点上有一个幅值比例修正系数和一个相位差修正值。

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