CN103513211B - 交流阻抗测试仪检测装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种交流阻抗测试仪检测装置，包括显示控制器、程控电源以及标准表，所述的显示控制器，与所述的程控电源相连接；所述的程控电源，分别与所述的标准表、被测的交流阻抗测试仪相连接；所述的标准表，与所述的显示控制器相连接；所述的显示控制器，还用于接收所述交流阻抗测试仪根据所述的第一电压信号、第一电流信号返回的第二电压信号、第二电流信号，根据所述的第二电压信号、第二电流信号以及所述的测量结果输出所述交流阻抗测试仪的检测结果。实现了对交流阻抗测试仪的交流阻抗、功率、频率等测量功能进行高准确度的同步检测，为交流阻抗测试仪的高准确度检测工作提供了条件和保障。

Description

交流阻抗测试仪检测装置

技术领域

本发明关于电力电子设备的检测技术领域，特别是关于电力电子设备中的交流阻抗测试仪的检测技术，具体的讲是一种交流阻抗测试仪检测装置。

背景技术

随着电力工业的飞速发展和用电量的急剧上升，对发电机提出了更多的考验。发电机的转子在运行中由于受机械力、温度、油污等因素的影响，再加上制造工艺、绝缘材料存在的问题，很容易发生转子匝间短路故障。转子绕组出现的问题主要有接地、开路和匝间短路等故障，其中转子绕组的匝间短路故障占有非常大比例。转子匝间短路故障如果发展成严重的匝间短路后，会使励磁电流增大，线棒过热而导致变形，限制发电机无功功率，电压波形畸变，有时还会增加机组的振动幅值，甚至被迫停机；故障的进一步发展会造成短路点局部过热，就会使绝缘烧坏接地、护环烧坏、大轴磁化，甚至造成转子烧损事故。电力系统中发电机转子绕组发生匝间短路所占的比重较大，匝间短路严重时，转子电流增大，影响机组出力，短路点处会产生局部高温，转子电流增大，绕组温度增高，限制发电机的无功出力，极大影响了电能质量，烧坏绝缘和导体，甚至发展为接地故障或因磁场拉力不均而强烈震荡，影响发电机正常运行，因此对发电机转子绕组进行检测就十分重要。

发电机转子绕组是否存在匝间短路的检测方法通常是对发电机转子绕组的交流阻抗和功率损耗常进行测量。由于当发电机转子绕组中发生匝间短路时，交流阻抗大大下降，功率损耗却明显增加，因此对发电机转子绕组交流阻抗和功率损耗的测量是判断转子绕组是否存在匝间短路的比较简便、灵敏的方法。测量发电机转子绕组的交流阻抗和功率损耗已列入电力行业《电力设备预防性试验规程》。

交流阻抗测试仪，是用于测量和分析发电机及调相机转子绕组交流阻抗的综合测量仪器，通过专门设计的测量电路可实现对有转子绕组的交流阻抗、功率、频率等参数的自动测量。在交流阻抗测试仪器的校准、检定与检测工作中，对过渡过程（包括过渡电阻和过渡时间）测量功能的检测是最重要的检测项目。近年来随着科学技术的发展，市场上出现的一体化的发电机转子交流阻抗测试仪，给广大电气试验人员提供了一种轻便、快捷、简单的测试仪器，并已得到广泛应用。但是对于这些一体化发电机转子交流阻抗测试仪，市场上还没有专门针对它们的校验检测装置，在它们的使用过程中它们自身的准确度得不到有效保证。因此在大规模开展交流阻抗测量的同时，交流阻抗测试仪器的校验及规范使用也显得日益重要。

目前，国内外少数交流阻抗测验仪生产厂家针对自身产品特点，使用较简单的方法进行出厂校验。采取校准的方法为标准源法，该方法有诸多不足，主要在于无法有效地对测试仪器整个量程范围内的工作状况进行完善的检测与校准工作。此外，由于测试使用的测试仪校准系统与真实电机转子绕组工作状况有差异，无法真实的模拟电机转子绕组实际工作状况。再者重新接线等操作增加了人为误操作的几率，不利于准确高效的完成校验、检测工作。

综上所述，目前传统的标准装置在校准方式上存在不足，准确度也不能满足要求。交流阻抗测试仪作为工作计量器具，由于针对性较强，应用场合特殊，目前尚无普遍性计量校准仪器对其计量性能进行准确有效的评估，且不同厂家的相关测试仪器质量参差不齐，缺少专用的标准装置，开展对该类测试仪校准、检定与检测工作。因此，如何规范及校验检测交流阻抗测量仪器成为本领域亟待解决的技术难题。

发明内容

本发明针对现有技术中存在的上述技术问题，提出了一种交流阻抗测试仪检测装置，能够快速准确的对交流阻抗测试仪进行校准检测，满足校准检测的需要，可以对交流阻抗测试仪的交流阻抗、功率、频率等测量功能进行高准确度的同步检测，为交流阻抗测试仪的高准确度检测工作提供了条件和保障。

本发明的目的是，提供了一种交流阻抗测试仪检测装置，所述交流阻抗测试仪检测装置与被测的交流阻抗测试仪相连接，具体包括显示控制器、程控电源以及标准表，所述的显示控制器，与所述的程控电源相连接，用于向所述的程控电源发送输出指令；所述的程控电源，分别与所述的标准表、被测的交流阻抗测试仪相连接，用于根据所述的输出指令生成第一电压信号、第一电流信号，并将所述的第一电压信号、第一电流信号发送至所述的标准表以及被测的交流阻抗测试仪；所述的标准表，与所述的显示控制器相连接，用于对所述的第一电压信号、第一电流信号进行测量，并将测量结果发送至所述的显示控制器；所述的显示控制器，还用于接收所述交流阻抗测试仪根据所述的第一电压信号、第一电流信号返回的第二电压信号、第二电流信号，根据所述的第二电压信号、第二电流信号以及所述的测量结果输出所述交流阻抗测试仪的检测结果。

优选的，所述的标准表具体包括：电压采样模块，用于对所述的第一电压信号进行采样，得到电压采样信号；电流采样模块，用于对所述的第一电流信号进行采样，得到电流采样信号；模数转换器，与所述的电压采样模块、电流采样模块相连接，用于对所述的电压采样信号、电流采样信号进行模数转换；信号取样调理器，与所述的模数转换器相连接，用于对模数转换后的电压采样信号、电流采样信号进行快速傅立叶FFT变换，得到所述第一电压信号、第一电流信号对应的测量结果。

优选的，所述的程控电源具体包括：波形生成模块，用于根据所述的输出指令生成第一电压信号、第一电流信号；幅度调节模块，与所述的波形生成模块相连接，用于对所述的第一电压信号、第一电流信号进行幅度调节；频率调节模块，与所述的幅度调节模块相连接，用于将幅度调节后的第一电压信号、第一电流信号进行频率调节；相位调节模块，与所述的频率调节模块相连接，用于将频率调节后的第一电压信号、第一电流信号进行相位调节；功率放大模块，与所述的相位调节模块相连接，用于将相位调节后的第一电压信号、第一电流信号进行功率放大；输出变换器，与所述的功率放大模块相连接，用于将功率放大后的第一电压信号、第一电流信号发送至所述的标准表以及被测的交流阻抗测试仪。

优选的，所述的波形生成模块包括：波形分解与量化单元，用于将预设定的波形进行分解与量化，得到幅度数据以及数字信息；波形计数器，与读写控制器相连接，用于根据脉冲信号进行计数；所述的读写控制器，分别与所述的波形分解与量化单元、数模转换器相连接，用于在所述波形计数器的作用下从所述的波形数据存储器中依次提取所述的幅度数据，并将提取的幅度数据依次发送至所述的数模转换器；所述的数模转换器，与所述的滤波放大器相连接，用于将所述的幅度数据进行数模转换，得到第一电流信号；滤波放大器，与所述的数模转换器相连接，用于将所述的第一电流信号进行滤波放大；电流电压变换器，与所述的滤波放大器相连接，用于将滤波放大处理后的第一电流信号变换为第一电压信号。

优选的，所述的显示控制器具体包括：采集模块，与ARM芯片相连接，用于采集用户输入的参数；所述的ARM芯片，用于根据所述的参数向所述的程控电源发送输出指令，接收所述交流阻抗测试仪根据所述的第一电压信号、第一电流信号返回的第二电压信号、第二电流信号，接收所述标准表发送的测量结果；存储器，与所述的ARM芯片相连接，用于存储所述的参数、输出指令、第二电压信号、第二电流信号以及测量结果；所述的ARM芯片，还用于根据所述的第二电压信号、第二电流信号以及所述的测量结果输出所述交流阻抗测试仪的检测结果。

优选的，所述的采集模块为键盘或触摸屏。

优选的，所述的显示控制器还包括与所述的ARM芯片相连接的显示器，用于显示所述交流阻抗测试仪的检测结果。

优选的，所述的显示控制器还包括与所述的ARM芯片相连接的打印机，用于打印所述的检测结果。

本发明的有益效果在于，提出的一种交流阻抗测试仪检测装置，解决了现有技术中对交流阻抗测试仪检测时，缺乏专用校准器具对其进行校验的问题，可以对交流阻抗测试仪的交流阻抗、功率、频率等测量功能进行高准确度的同步检测，为交流阻抗测试仪的高准确度检测工作提供了条件和保障，为现场测试试验数据的准确性提供了可靠依据。

为让本发明的上述和其他目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举较佳实施例，并配合所附图式，作详细说明如下。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明实施例提供的一种交流阻抗测试仪检测装置与交流阻抗测试仪的连接示意图；

图2为本发明实施例提供的一种交流阻抗测试仪检测装置的结构示意图；

图3为本发明实施例提供的一种交流阻抗测试仪检测装置中标准表300的结构示意图；

图4为本发明实施例的标准表300中电压采样模块301的结构示意图；

图5为本发明实施例的标准表300中电流采样模块302的结构示意图；

图6为本发明实施例的标准表300中模数转换器303的芯片示意图；

图7为本发明实施例的标准表300中信号取样调理器304的芯片示意图；

图8为本发明实施例提供的一种交流阻抗测试仪检测装置中程控电源的结构示意图；

图9为本发明实施例的程控电源200中波形生成模块201的结构示意图；

图10为本发明实施例中预设定的正弦波的波形示意图；

图11为本发明实施例的波形生成模块201中数模转换器2014的结构示意图；

图12为本发明实施例的程控电源200中幅度调节模块的结构示意图；

图13为本发明实施例的程控电源200中频率调节模块的原理图；

图14为本发明实施例提供的一种交流阻抗测试仪检测装置中显示控制器的实施方式一的结构示意图；

图15为本发明实施例提供的一种交流阻抗测试仪检测装置中显示控制器的实施方式二的结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明为解决现有技术中对交流阻抗测试仪检测时，缺乏专用校准器具对其进行校验的问题，从交流阻抗测试仪的原理出发，研制了基于高精度的交流阻抗测试仪检测装置，且该装置应完全满足校准检测的需要，能对目前国内大部分交流阻抗测试仪进行检验。

图1为本发明实施例提供的一种交流阻抗测试仪检测装置与交流阻抗测试仪的连接示意图，由图1可知交流阻抗测试仪校验装置的基本检测接线原理。交流阻抗测试仪检测装置的电流输出端接至被检仪器交流阻抗测试仪的电流输出端，交流阻抗测试仪检测装置的电压输出端接至被检仪器交流阻抗测试仪的电压输入端，被检仪器交流阻抗测试仪的调压器输入端之间采用大电流线进行短接。

本发明的交流阻抗测试仪检测装置对被检仪器的检定采用比较法，又叫标准表法，交流阻抗测试仪检测装置内置标准测量表，用来测量输出电压、电流、功率等参数与被检仪器测量的参数进行比较，检测时调节检测装置的电压、电流、相位等参数并将被检仪器相应测量参数通过面板上的数组键盘输入到校验装置内，以计算相对误差，校验装置最后生成校验报告。本校验装置采用的是虚拟负载法，校验装置的试验电压、试验电流分别独立输出，它们之间的相位差可调，以模拟各种负载状况。交流阻抗测试仪检测装置采用的是虚拟负载法，校验装置的试验电压、试验电流分别独立输出，它们之间的相位差可调，以模拟各种负载状况。

图2为本发明实施例提供的一种交流阻抗测试仪检测装置的结构示意图，由图2可知，所述交流阻抗测试仪检测装置具体包括：显示控制器100、程控电源200以及标准表300，内部各模块间采用串口方式通信，由显示控制器100统一控制各模块的工作，这样既加强了整体可靠性，又提高了装置的可扩充性。

所述的显示控制器100，与所述的程控电源200相连接，用于向所述的程控电源发送输出指令，输出指令用于指示程控电源产生试验电压、电流信号，该信号波形失真小，幅值、频率、相位可调，并具有一定的输出功率，稳定好，保护完善。测试前，可先根据预测试的交流阻抗测试仪设定相应的电压、电流参数，电压、电流参数可由人工通过显示控制器的采集模块输入，然后显示控制器据此生成输出指令。

所述的程控电源200，分别与所述的标准表300、被测的交流阻抗测试仪相连接，用于根据所述的输出指令生成第一电压信号、第一电流信号，并将所述的第一电压信号、第一电流信号发送至所述的标准表以及被测的交流阻抗测试仪。

所述的标准表300，与所述的显示控制器100相连接，用于对所述的第一电压信号、第一电流信号进行测量，并将测量结果发送至所述的显示控制器。即对各电参量进行准确测量，并满足相应的准确度要求。

所述的显示控制器100，还用于接收所述交流阻抗测试仪根据所述的第一电压信号、第一电流信号返回的第二电压信号、第二电流信号，根据所述的第二电压信号、第二电流信号以及所述的测量结果输出所述交流阻抗测试仪的检测结果。

也即程控电源输出被检仪器和标准表所需的电压和电流信号，然后显示控制器读取标准表的测试数据及记录被检仪器输出的数据后计算出误差，并显示检测结果。

交流阻抗测试仪检测装置工作原理是：在计算机或者键盘的控制下，程控电源输出被检仪器和标准表所需的电压和电流信号，然后显示控制器读取标准表数据及记录被检仪器数据后计算出误差，在本机显示或送至计算机显示并处理。

图3为本发明实施例提供的一种交流阻抗测试仪检测装置中标准表的结构示意图，标准表300的准确度直接影响检测装置的准确度，因此本发明采用了24位A/D转换器和带有32位浮点运算单元的信号取样调理器。同时采用浮地措施，使整个测量电路处于浮地状态，这样使得整个电路工作稳定、准确度高。由图3可知，具体包括：

电压采样模块301，用于对所述的第一电压信号进行采样，得到电压采样信号。在具体的实施方式中，电压采样模块可采用图4所示的结构实现。具体的，如图4所示，采用反相比例运算放大电路进行处理。电压源输出电压U_ai通过R4、R25、R7、R10、R18、OP97进行比例衰减，换挡功能是通过控制SW11对R7、R10、R18三个电阻进行选择，R7、R10、R18这三个电阻决定了这个反馈网络的反馈系数，从而改变反相比例运算放大电路的输入输出关系。OP97是低功耗的工业级精密放大器，它非常适合用在精密积分器和采样保持电路中，把OP97的输出电压记为U_ao’，则有

${\mathrm{Uao}}^{,}=-\frac{R_x}{R_4}\mathrm{Uai}$

后面一级的R11、R12、AD706是对信号进行缓冲调理，这是一同相运算放大电路。AD706是一种更低功耗更低噪声的双通道双极性运算放大器，该期间实行内部补偿，提供单位增益。R11和R12阻值相同，其运算关系为：

$\mathrm{Uao}=(1+\frac{R_{11}}{R_{12}}){\mathrm{Uao}}^{,}$

其输出信号U_ao送入A/D转换器，以充分满足A/D采样的输入电平要求。

电压通道采用电阻分压取样电路，采用可变增益放大器实现内部电压档位变换，以充分满足A/D采样的输入电平要求。

电流通道采用带自动补偿的精密电流互感器取样，然后采用与电压调理电路类似的变换电路。

为解决输入高电压信号与仪表内部电路的绝缘问题，采用前级隔离浮地设计。采用此措施后，提高了A/D采样信号对前级输入杂波干扰抑制能力，有效地提高了测量稳定度。

电流采样模块302，用于对所述的第一电流信号进行采样，得到电流采样信号。在具体的实施方式中，电流采样模块可采用图5所示的结构实现。具体的，如图5所示，采用反相比例运算放大电路进行处理。大电流信号通过100A、50mA的电流互感器进行采样，然后经R3、R5进行分压，电流信号变成电压信号后送入OP97反相比例放大。这个电路中有两处换挡设置，分别为SW3和SW4，经不同的搭配可以有4种档位选择。

模数转换器303，与所述的电压采样模块、电流采样模块相连接，用于对所述的电压采样信号、电流采样信号进行模数转换。图6为标准表300中模数转换器303的芯片示意图，由图6可知，模数转换器在具体的实施方式中看选用美国德州仪器TI针对计量与智能电网应用推出的MSP430AFE2xx系列计量模拟前端(AFE)超低功耗16位微控制器。MSP430AFE系列是TI领先的嵌入式处理产品系列的一部分，可提多种通信接口支持的可编程单相位计量器件。该系列微控制器支持电表、家庭自动化、辅助计量以及节能系统等计量应用的系统分区，可实现独立的高度灵活、高质量测量。MSP430AFE系列建立在16位RISC架构基础之上，支持12MHz系统频率，系统速度是同类竞争器件的3倍，从而可提高其性能。3个支持防篡改功能的独立24位Σ-Δ转换器可帮助该系列微控制器在2400：1的宽泛动态下实现不足0.1%的能源精度误差。

信号取样调理器304，与所述的模数转换器相连接，用于对模数转换后的电压采样信号、电流采样信号进行快速傅立叶FFT变换，得到所述第一电压信号、第一电流信号对应的测量结果。图7为本发明实施例的标准表300中信号取样调理器304的芯片示意图，由图7可知，在具体的实施方式中，信号取样调理器CPU选用的是意法半导体ST生产的Cortex-M4带浮点运算单元的STM32F4XXCPU。ST（意法半导体）推出了以基于Cortex^TM-M4为内核的STM32F4系列高性能微控制器，其采用了90纳米的NVM工艺和ART（自适应实时存储器加速器，AdaptiveReal-TimeMemoryAccelerator^TM）。ART技术使得程序零等待执行，提升了程序执行的效率，将Cortext-M4的性能发挥到了极致，使得STM32F4系列可达到210DMIPS168MHz。自适应实时加速器能够完全释放Cortex-M4内核的性能；当CPU工作于所有允许的频率(≤168MHz)时，在闪存中运行的程序，可以达到相当于零等待周期的性能。STM32F4系列微控制器集成了单周期DSP指令和FPU（floatingpointunit，浮点单元），提升了计算能力，可以进行复杂的计算和控制。STM32F4系列引脚和软件兼容于当前的STM32F2系列产品。

经过模数转换器得到数字信号后，就可以进行FFT变换了。如果对被测量信号采样了N个点数据，经过FFT之后，就可以得到N个点的FFT结果。为了方便进行FFT运算，通常N取2的整数次方。

假设采样频率为f_s，信号频率f，采样点数为N。那么经过FFT之后，时域信号就变换成频域信号，可得到基于基波的0～N倍频的复数信号。每一个复数信号就对应着一个频率点，这个点的模值，就是该频率值下的幅值。而每个点的相位呢，就是在该频率下的信号的相位。例如某点n所表示的频率为：由上面的公式可以看出，f_n所能分辨到频率为如果采样频率f_s为1024Hz，采样点数为1024点，则可以分辨到1Hz。

1024Hz的采样率采样1024点，刚好是1秒，也就是说，采样1秒时间的信号并做FFT，则结果可以分析到1Hz，如果采样2秒时间的信号并做FFT，则结果可以分析到0.5Hz。如果要提高频率分辨力，则必须增加采样点数，也即采样时间。频率分辨率和采样时间是倒数关系。

假设FFT之后某点n用复数a+jb表示，那么这个复数的模就是

$A_n=\sqrt{a^2+b^2}$

相位是

${\mathrm{PH}}_n=a\tan \left(\frac{b}{a}\right)$

模数转换器是在CPU控制下进行的，采样时钟信号由CPU提供。电压、电流信号由模拟通道取样、程控放大、滤波后同时进入A/D转换器，A/D转换器将模拟信号转换为数字信号，转换完成后自动将转换结果通过SPI总线发送给CPU计算处理电路，CPU将数据进行快速傅里叶变换FFT后算出电压、电流、功率等参数，然后提供给显示控制器读取显示。

图8为本发明实施例提供的一种交流阻抗测试仪检测装置中程控电源的结构示意图，由图8可知，程控电源200具体包括：

波形生成模块201，用于根据所述的输出指令生成第一电压信号、第一电流信号。

产生正弦波的方法，按其所用电路可分为模拟信号产生电路和数字信号产生电路。模拟信号产生电路是以模拟电路(例如运算放大器)为基础而构成的信号产生电路。模拟信号产生电路多用文氏桥电路。模拟信号产生电路的特点是：输出频率和相位是用电位器调节，所以可以连续调整；由于采用了稳幅电路，输出幅度有很高的稳定性，但相位及频率的长时间稳定性较差；调节相位时对幅度有影响；相位及频率无法直接显示；电路调试困难，工艺结构复杂，难以实现程控。

数字信号产生电路是以数字电路(例如计数器、存储器或者FPGA、CPLD)为基础而构成的信号源，其特点是输出频率和相位的调节是用计数的方法实现的，所以不能连续调节，但输出幅度、频率、相位的长时间稳定性好；相位调节时不影响输出幅度；与计算机接口方便；数字电路容易调试，工艺结构简单。所以，本发明采用数字信号电路产生正弦波。

数字波形产生的基本思想是，首先把要得到的正弦信号波形进行分解和量化，然后按顺序将波形的幅值以数字信息存贮在存贮器里。工作时，再以相同的顺序取出幅值信息，经D/A电路变换成模拟量，输出欲得到的波形。

图9为波形生成模块201的结构示意图，由图9可知，波形生成模块具体包括：

波形分解与量化单元2011，用于将预设定的波形进行分解与量化，得到幅度数据以及数字信息。此处提及的预设定的波形即为测试交流阻抗测试仪时需要的试验电压、电流信号，也即为显示控制器的输出指令中指示要生成的电压、电流信号。在测试前即可根据要测试的交流阻抗测试仪确定出。

假设预设定的正弦波的波形示意图如图10所示，在一个周期内等分成16段，即一个完整的正弦波是由16个点组成，每两点间相隔以360°/16=22.5°，在幅值峰-峰值之间共分成±100个等级，16个点的量化等级标于图中。显然，要使波形逼真，一个周期内分解的点数和幅度的量化级数越多越好。但是分解的点数越多，产生一个完整的正弦波所需的数据量就越大。一般是根据相位的调节细度来选择分解的点数。当相位调节细度为1°时，可取360点，当调节细度为0.1°时，可取3600点。相位调节细度越高，应分解的点数就越多，所需数据量就越大。根据我们的设计要求，相位调节细度为0.01°，所以一个周期取36000点。

幅度量化的级数越多，将来所需的D/A位数就越多。例如，量化为256级时，则需8位D/A(2⁸=256)，量化为2048级时，则需12位D/A。D/A位数少时成本低，但输出波形不平滑，含有高次谐波，需要用低通滤波器加以滤除，而低通滤波器会产生附加相移。因此，可取65536级，所以波形合成时需用16位D/A，并且采用偏移二进制双极性码来表示正弦波的正负极性。即将模拟量的零值移到与数字量的8000H对应，当Sin0°=0，量化值为8000H。正弦波的正半周用8000H～FFFFH来表示，Sin90°=1时，量化值为FFFFH；正弦波的负半周用0000H～8000H来表示，sin270°=-1时，量化值为0000H。要存贮这样的正弦波信息，所需的存贮器容量为36000×16×2位，即需要有144000个字节单元。

波形计数器2012，与读写控制器相连接，用于根据脉冲信号进行计数；

所述的读写控制器2013，分别与所述的波形分解与量化单元、数模转换器相连接，用于在所述波形计数器的作用下从所述的波形数据存储器中依次提取所述的幅度数据，并将提取的幅度数据依次发送至所述的数模转换器；

所述的数模转换器2014，与所述的滤波放大器相连接，用于将所述的幅度数据进行数模转换，得到第一电流信号。数模转换器的部分电路如图11所示。DA选用的是美国模拟半导体ANALOG公司生产的AD5547。电路采用电流输出DACAD5547、精密基准电压源ADR01和运算放大器AD8512实现精密、双极性数据转换。它具有精密、低噪声、高速输出电压能力，非常适合过程控制、自动测试设备和数字校准等应用。

电流输出型DAC是双通道、精密、16位、乘法、低功耗、电流输出、并行输入数模转换器，采用2.7V至5.5V单电源供电，四象限输出的乘法基准电压为±15V。内置的四象限电阻有利于电阻匹配和温度跟踪，使多象限应用所需的元件数量降至最少。

滤波放大器2015，与所述的数模转换器相连接，用于将所述的第一电流信号进行滤波放大；

电流电压变换器2016，与所述的滤波放大器相连接，用于将滤波放大处理后的第一电流信号变换为第一电压信号。本发明的电流电压变换器(I-V)级中使用了运算放大器。运算放大器的偏置电流和失调电压均为选择精密电流输出DAC的重要标准，因此该电路采用具有超低失调电压（B级器件典型值为80μV）和偏置电流（典型值为25pA）的AD8512运算放大器。C9为补偿电容。本应用的C9电容值为2.2pF，经过优化可以补偿DAC的外部输出电容。

运算放大器的输入失调电压要乘以电路的可变噪声增益（由于存在DAC的代码相关输出阻抗）。由于放大器的输入电压失调，两个相邻数字码之间的噪声增益变化会使输出电压产生步进变化。此输出电压变化与两个代码间所需的输出变化相叠加，引起差分线性误差；如果该误差足够大，可能会导致DAC非单调。一般而言，为了确保沿各代码步进时保持单调性，输入失调电压必须只相当于为LSB的小部分。对于ADR01和AD5547，LSB大小为：

$\frac{10V}{2^{16}}=153\mathrm{\μV}$

运算放大器的输入偏置电流也会在电压输出上产生失调，其原因是偏置电流会流经反馈电阻RFB。就AD8512而言，其输入偏置电流典型值仅为25pA，流经RFB电阻（通常为10kΩ）时仅产生0.25μV的误差。

AD5547DAC架构采用电流导引R-2R梯形电阻设计，要求使用外部基准电压源和运放，以便转换为输出电压。AD5547的输出电压V_OUT可通过以下公式计算：

$\mathrm{VOUT}=\left[\frac{\mathrm{VREF}\×D}{2^{16-1}}\right]-\mathrm{VREF}$

其中D为输入码的十进制等效值；对于16位DAC，D=0至65535。

也即，波形生成模块201中，在波形分解与量化单元里已存贮好了幅度数据以及数字信息。在脉冲信号f_i作用下，波形计数器依次从0-35999计数并将幅度数据依次从波形分解与量化单元相应地址取出送入D/A。在D/A中把幅值的数字信息变为相应的模拟量(电流信号)，再经电流电压变换器把电流信号变为双极性的电压信号。由于波形点数有达36000点，已经很平滑无需再附加低通滤波器。本电路使用高精度、高稳定性、10V精密基准电压源ADR01。基准电压源的温度系数和长期漂移性能均为要求高精度转换应用的主要考虑因素。

由图8可知，程控电源200还包括：

幅度调节模块202，与所述的波形生成模块相连接，用于对所述的第一电压信号、第一电流信号进行幅度调节。正弦波幅度、频率、相位的调节采用数字的方法。幅度、相位具有自动跟踪反馈稳定功能，保证输出电压、电流、功率的稳定度。

由图12所示，首先对输出电压、电流进行取样调理（电压通道通过电阻分压取样，电流通道通过电流互感器取样），反馈回来的交流信号分两路，一路通过AC-DC交直流转换电路得到输出信号的幅值，与设定的直流电平同时输入到一个积分比较器，当两直流信号相等时，积分电路处于平衡状态；反馈回来的另一路交流信号与标准正弦波进行相位差检测，其过程首先将要输入鉴相电路的两信号进行整形，然后由FPGA完成数字鉴相并输出相位差脉冲，再通过低通滤波将相位差脉冲转换为直流信号输入到另一个相位比较积分器，其输出控制有源电子移相器，通过调整JFET管的驱动电压改变其阻抗完成移相，此移相电路保持信号幅度不变；移相得到的交流信号与幅度反馈调节后的直流信号用乘法器合成后输入到功率放大器再次放大驱动互感器升压或者升流，从而获得大功率电流、电压信号。

频率调节模块203，与所述的幅度调节模块相连接，用于将幅度调节后的第一电压信号、第一电流信号进行频率调节。假设要形成频率为f_s的正弦波，在一个周期内又分为36000个点，则送给波形计数器的脉冲频率f_i应为

f_i=36000×f_s

因此，当要求输出的频率能在40Hz～70Hz范围内连续变化时，则送给波形计数器的脉冲频率应为

f_i=36000×（40～70）Hz=（1.44～2.52）MHz

也就是说。只要送给波形计数器的脉冲频率为1.44MHz～2.52MHz，则输出的正弦波频率就为40Hz～70Hz。要使脉冲频率能在这样宽的范围内1.44MHz～2.52MHz连续可调，并且有很高的稳定度，就要使用频率合成技术。所谓频率合成技术，就是将一个基准频率f_o(通常由温度自补偿晶体振荡器提供高稳定度的频率)变换成一系列的新频率为

$f_i=\frac{N\×f_o}{M}$

并且这些新频率的稳定度与基准频率相当。例如f_o的稳定度为1PPM，则新频率的稳定度也能达1PPM。

频率合成时常常要用到锁相环电路，如图13所示。所谓锁相，就是自动实现相位频率同步。能完成两个电信号相位(即频率)同步的闭环系统叫做锁相环。锁相环有两个输入端和一个输出端，其中一个输入端加基准频率信号，另一个输入端加反馈信号。其基本原理是：当两个输入端信号的频率相等时，称为锁定。锁定后，锁相环还有“捕捉”能力。就是说，如果输出信号频率再次发生变化，偏离f_o值(在锁相环捕捉范围内)，锁相环就能捕捉到f_i，强迫它锁定在f_o，锁相环属于负反馈系统，故有捕捉能力。

在锁相反馈环路内加入不同的运算网络时，f_i与f_o就有不同的运算关系。频率合成时，在反馈环内，加入分频器，使f_i与f_o有倍频关系，如图3-6所示。f_i经N分频后与基准频率f_o相比较，锁定时f_i/N=f_o，即f_i=Nf_o。如果分频系数N是可变的，这时即可得到不同的f_i，从而实现了频率的合成。分频系数N可通过FPGA来设定为不同的值，以便得到不同的频率输出，这就是程控调节频率。

在标准源中，为了取得频率调节细度为0.001Hz，当基准频率11.0592MHz经过307200次分频后为36Hz时，欲能使输出频率为1440000Hz～2520000Hz，则分频系数应取为

N=(1440000Hz～2520000Hz)/36Hz=40000～70000

通过预置不同的分频系数N，从而达到改变波形计数器的脉冲频率f_i的目的。

相位调节模块204，与所述的频率调节模块相连接，用于将频率调节后的第一电压信号、第一电流信号进行相位调节。要实现信号移相，通常有两个途径：一是直接对模拟信号进行移相，如阻容移相，变压器移相等，早期的移相通常采用这种方式。采用这种方式制造的移相器有许多不足之处，如：输出波形受输入波形的影响，移相操作不方便，移相角度随所接负载和时间等因素的影响而产生漂移等。另一个数字移相技术，这是目前移相技术的潮流。数字移相技术的核心是：先将模拟信号或移相角数字化，经移相后再还原成模拟信号。在交流阻抗测试仪的高精度虚拟功率源中，我们采用了数字移相功能既可用硬件实现，也可用软件实现。在数字移相技术中，信号在进行采样和AD转换后，送入FPGA对输入（反馈）信号进行FFT变换，从而获得幅度值和相位，然后对相位比较，并采用数字式比例积分微分控制（数字PID），通过数值计算去逼近预设值。

功率放大模块205，与所述的相位调节模块相连接，用于将相位调节后的第一电压信号、第一电流信号进行功率放大；

输出变换器206，与所述的功率放大模块相连接，用于将功率放大后的第一电压信号、第一电流信号发送至所述的标准表以及被测的交流阻抗测试仪。

程控电源接收显示控制器的各种指令完成波形合成、频率相位控制等使输出的电压、电流符合要求。产生的波形经过相位反馈比较、幅度反馈比较后送至功率放大器放大，以使信号能有一定得带载能力。

图14为本发明实施例提供的一种交流阻抗测试仪检测装置中显示控制器的实施方式一的结构示意图，由图14可知，显示控制器100具体包括：

采集模块101，与ARM芯片102相连接，用于采集用户输入的参数。在具体的实施方式中，所述的采集模块可为键盘或触摸屏。键盘可采用行列矩阵式键盘，行列输出都由总线驱动，电路最多支持8×8=64个按键，其中还有飞梭键，旋转飞梭键可以很方便的来调节电压、电流输出。

所述的ARM芯片102，用于根据所述的参数向所述的程控电源发送输出指令，接收所述交流阻抗测试仪根据所述的第一电压信号、第一电流信号返回的第二电压信号、第二电流信号，接收所述标准表发送的测量结果；

存储器103，与所述的ARM芯片相连接，用于存储所述的参数、输出指令、第二电压信号、第二电流信号以及测量结果；

所述的ARM芯片102，还用于根据所述的第二电压信号、第二电流信号以及所述的测量结果输出所述交流阻抗测试仪的检测结果。即ARM芯片计算第二电压信号、第二电流信号与所述的测量结果的误差，若误差在阈值范围内，则当前交流阻抗测试仪检测结果为合格，若超出阈值范围，则当前交流阻抗测试仪不合格。

显示控制器在具体的实施方式中，可通过基于ARM7TDMI核的高性能微处理器S3C44B0来实现，其ARM7TDMI是世界上广泛使用的32位嵌入式RISC处理器，是目前用于低端的ARM处理器核。它的高性能，低功耗，廉价和精简的程序代码一直是市场上的领先者。ARM公司研发了针对ARM图形化的编译器，连接器和调试器，这为整个嵌入式系统的开发调试提供了较好的环境。

S3C44B0具有2.5VARM7TDMI内核，带有8KBCache；可选的内部SRAM；LCD控制器，最大支持256色DSTN，LCD具有专用DMA；2通道UART带有握手协议（支持IrDA1.0，具有16-byteFIFO）；1通道SIO；2个通用DMA；2个外设用DMA，具有外部请求引脚；外部存储控制器（片选逻辑，FP/EDO/SDRAM控制器）；5个PWM定时器和1通道内部定时器；看门狗定时器；71个通用I/O口；8个外部中断源；具有日历功能的RTC；8通道10位ADC；1个多主IIC总线控制器；1个通道IIS总线控制器。

图15为本发明实施例提供的一种交流阻抗测试仪检测装置中显示控制器的实施方式二的结构示意图，由图15可知，显示控制器还可包括：

与所述的ARM芯片相连接的显示器104，用于显示所述交流阻抗测试仪的检测结果。

与所述的ARM芯片相连接的打印机105，用于打印所述的检测结果。

此外，如图15所示，还可设置U盘、标准表通讯口、程控电源通讯口、上位机通讯口等。显示控制器的部分电路包括外扩8MNORFLASH程序存储器、16MSDRAM数据存储器、2MSPIFLASH历史数据存储器、32KEEPROM配置参数存储器；外置了电压监视复位电路。S3C44B0拥有两路UART串口，其中一路经过RS232电平转换芯片SP3232与PC上位机通讯，另一路通过三态门电路74HC125转变为两路信号，通过分时与标准表及程控电源通讯，接口电路上都增加了钳位保护电路，防止外部信号过大或者接错损坏芯片。

显示控制器的功能包括：

（1）与程控电源通讯，控制电压、电流波形的生成，并负责调节幅度、频率、相位值；

（2）与标准表通讯，读取电压、电流、阻抗等参数；

（3）与键盘通讯，接收键盘命令、并负责显示数据；

（4）与上位机通讯；

（5）将检定报告通过U口存入U盘；

（6）将检定报告通过打印机打印。

在该具体的实施例中，交流阻抗测试仪检测装置设计指标如下：

(1)满足对发电机转子交流阻抗测试仪的校验工作；

(2)装置综合误差：

电压误差：±0.05%

电流误差：±0.05%

有功功率：±0.05%

相位误差：±0.05°

频率误差：±0.01Hz

(3)输出电压：100V、600V两档，每档可从0V连续调到满度的100%

(4)输出电流：12A、120A两档，每档可从0A连续调到满度的100%

(5)电压最大负载：20VA

(6)电流最大负载：12A时30VA，120A时120VA

(7)频率：40Hz～70Hz，调节细度0.01Hz

(8)相位：0°～359.99°，调节细度0.01°

(9)电压、电流、功率稳定度：0.02%满度（2分钟）

(10)失真度：电压：0.5%；电流：0.5%

综上所述，本发明提供了一种交流阻抗测试仪检测装置，解决了现有技术中对交流阻抗测试仪检测时，缺乏专用校准器具对其进行校验的问题，可以对交流阻抗测试仪的交流阻抗、功率、频率等测量功能进行高准确度的同步检测，为交流阻抗测试仪的高准确度检测工作提供了条件和保障，为现场测试试验数据的准确性提供了可靠依据。

使用本发明的交流阻抗测试仪检测装置可以有效地甄别出各厂家各型号交流阻抗测试仪的优劣，能为今后交流阻抗测试仪器设备的选购提供参考依据，也可以作为产品合格与不合格的判断标准用于仪器设备的检测。

本发明的交流阻抗测试仪检测装置对于交流阻抗测试仪生产厂家也十分有用，可以作为被试品用于产品开发中的研究；也可以用于生产过程中的对比校准，还可以作为产品出厂检验的测试仪器，今后还将开发出新功能，应用于更广泛的领域。

本发明的交流阻抗测试仪检测装置填补了检测交流阻抗测试仪的空白，可以推动交流阻抗测试仪检测工作的开展。

本发明的技术关键点是：大功率、高准确度的电流和电压信号发生器；电流、电压信号之间相位差高细度、准确可调。

本发明的欲保护点：综合运用了信号合成技术、锁相环技术、功率放大技术、高精度测量技术、计算机控制技术等生成宽范围、高准确度的模拟交流阻抗。

因此，本发明从交流阻抗测试方法及原理出发，结合具体的试验数据及现场测量经验比较了各种交流阻抗测量方法的优缺点，进而研制了基于高精度的交流阻抗测试仪的检测装置，该装置使用方便，操作简单，准确度不低于0.05%，完全满足校准检测的需要，可以对目前国内大部分交流阻抗测试仪进行检验，填补了国内在此类设备计量领域的空白。

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例系统中的全部或部分流程，可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的程序可存储于一般计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，可包括如上述各系统的实施例的流程。其中，所述的存储介质可为磁碟、光盘、只读存储记忆体（Read-OnlyMemory，ROM）或随机存储记忆体（RandomAccessMemory，RAM）等。

本发明中应用了具体实施例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (6)

1.一种交流阻抗测试仪检测装置，其特征是，所述交流阻抗测试仪检测装置与被测的交流阻抗测试仪相连接，具体包括显示控制器、程控电源以及标准表，

所述的显示控制器，与所述的程控电源相连接，用于向所述的程控电源发送输出指令；

所述的程控电源，分别与所述的标准表、被测的交流阻抗测试仪相连接，用于根据所述的输出指令生成第一电压信号、第一电流信号，并将所述的第一电压信号、第一电流信号发送至所述的标准表以及被测的交流阻抗测试仪；

所述的标准表，与所述的显示控制器相连接，用于对所述的第一电压信号、第一电流信号进行测量，并将测量结果发送至所述的显示控制器；

所述的显示控制器，还用于接收所述交流阻抗测试仪根据所述的第一电压信号、第一电流信号返回的第二电压信号、第二电流信号，根据所述的第二电压信号、第二电流信号以及所述的测量结果输出所述交流阻抗测试仪的检测结果；

其中，所述的程控电源具体包括：波形生成模块，用于根据所述的输出指令生成第一电压信号、第一电流信号；幅度调节模块，与所述的波形生成模块相连接，用于对所述的第一电压信号、第一电流信号进行幅度调节；频率调节模块，与所述的幅度调节模块相连接，用于将幅度调节后的第一电压信号、第一电流信号进行频率调节；相位调节模块，与所述的频率调节模块相连接，用于将频率调节后的第一电压信号、第一电流信号进行相位调节；功率放大模块，与所述的相位调节模块相连接，用于将相位调节后的第一电压信号、第一电流信号进行功率放大；输出变换器，与所述的功率放大模块相连接，用于将功率放大后的第一电压信号、第一电流信号发送至所述的标准表以及被测的交流阻抗测试仪；

所述的标准表具体包括：电压采样模块，用于对所述的第一电压信号进行采样，得到电压采样信号；电流采样模块，用于对所述的第一电流信号进行采样，得到电流采样信号；模数转换器，与所述的电压采样模块、电流采样模块相连接，用于对所述的电压采样信号、电流采样信号进行模数转换；信号取样调理器，与所述的模数转换器相连接，用于对模数转换后的电压采样信号、电流采样信号进行快速傅立叶FFT变换，得到所述第一电压信号、第一电流信号对应的测量结果。

2.根据权利要求1所述的交流阻抗测试仪检测装置，其特征是，所述的波形生成模块包括：

波形分解与量化单元，用于将预设定的波形进行分解与量化，得到幅度数据以及数字信息；

波形计数器，与读写控制器相连接，用于根据脉冲信号进行计数；

所述的读写控制器，分别与所述的波形分解与量化单元、数模转换器相连接，用于在所述波形计数器的作用下从所述的波形数据存储器中依次提取所述的幅度数据，并将提取的幅度数据依次发送至所述的数模转换器；

所述的数模转换器，与所述的滤波放大器相连接，用于将所述的幅度数据进行数模转换，得到第一电流信号；

滤波放大器，与所述的数模转换器相连接，用于将所述的第一电流信号进行滤波放大；

电流电压变换器，与所述的滤波放大器相连接，用于将滤波放大处理后的第一电流信号变换为第一电压信号。

3.根据权利要求1所述的交流阻抗测试仪检测装置，其特征是，所述的显示控制器具体包括：

采集模块，与ARM芯片相连接，用于采集用户输入的参数；

所述的ARM芯片，用于根据所述的参数向所述的程控电源发送输出指令，接收所述交流阻抗测试仪根据所述的第一电压信号、第一电流信号返回的第二电压信号、第二电流信号，接收所述标准表发送的测量结果；

存储器，与所述的ARM芯片相连接，用于存储所述的参数、输出指令、第二电压信号、第二电流信号以及测量结果；

所述的ARM芯片，还用于根据所述的第二电压信号、第二电流信号以及所述的测量结果输出所述交流阻抗测试仪的检测结果。

4.根据权利要求3所述的交流阻抗测试仪检测装置，其特征是，所述的采集模块为键盘或触摸屏。

5.根据权利要求3所述的交流阻抗测试仪检测装置，其特征是，所述的显示控制器还包括与所述的ARM芯片相连接的显示器，用于显示所述交流阻抗测试仪的检测结果。

6.根据权利要求3所述的交流阻抗测试仪检测装置，其特征是，所述的显示控制器还包括与所述的ARM芯片相连接的打印机，用于打印所述的检测结果。