CN1304246A

CN1304246A - 差分正交相位移键基频调制装置及方法

Info

Publication number: CN1304246A
Application number: CN 00100189
Authority: CN
Inventors: 吴明洲; 曾绪祥
Original assignee: LINGYUAN COMMUNICATION CO Ltd
Current assignee: LINGYUAN COMMUNICATION CO Ltd
Priority date: 2000-01-13
Filing date: 2000-01-13
Publication date: 2001-07-18
Anticipated expiration: 2020-01-13
Also published as: CN1199413C

Abstract

一种用于通信系统的差分正交相位移键基频调制装置及方法,本装置包括:存储单元,储存化简的一个低通滤波器的参数和相对应的表格数据;处理单元,依据输入数据和表格数据执行运算。处理单元包括串行/并行转换单元;信号映象单元,将并行数据转换成相位变化;一个控制单元,连接信号映象单元和存储单元。本方法包括下列步骤:储存化简的参数和相应的表格数据;记录输入数据;计算信号映象单元输出的相位;产生同相信号I_n和正交信号Q_n。

Description

差分正交相位移键基频调制装置及方法

本发明涉及一种差分正交相位移键基频调制装置及方法，特别是一种依信号映象化简的π/4径度相位移的差分正交相位移键基频调制的装置及方法，是一种由建立并储存事先化简的数组参数和该参数相对应的表格数据，以查表的方式快速且准确地调制输入数据的装置及方法。

在数字式无线电基频调制技术中，π/4-DQPSK基频调制技术已被广泛地使用，如北美的USDC与PACS系统、日本的PDC与PHS等系统均采用π/4-DQPSK基频调制技术作为无线电数据机设计技术，其主要优点在于基频带使用效率高、功率效能高与接收机容易制作等。以往在制作π/4-DQPSK基频调制装置时均采用如下的方式：首先经由信号映象后产生I’(t)与Q’(t)，再分别传送至两个低通滤波器运算而产生基频同相信号I(t)与基频正交信号Q(t)。以上技术可见于Theodore S.Rappaport,“Wireless Communications,“Prentice Hall,Upper Saddle River,1996，一书。然而，前述装置存在不少缺点，如两组低通滤波器因为需要进行大量且高速的运算，因此，电路设计很复杂且会产生严重的累加误差和较高的耗电量等缺点。

如图1所示，其为现有装置的电路方框图；其中，因一个符号(symbol)代表两个位元，所以需要将串行输入(serial input)的数字数据的奇数项与偶数项经过串行/并行转换单元1的处理分开成两个路径，分别送至I通道与Q通道。再经由信号映象(signal mapping)单元2处理产生I’(t)和Q’(t)。再经由第一低通滤波器3产生I(t)及经由第二滤波器4而产生Q(t)。现有装置的缺点在于两组低通滤波器3、4需要大量且高速的运算，因此电路设计较复杂且会产生严重的累加误差和较高的耗电量等缺点。

本发明的目的在于解决传统上利用π/4-DQPSK调制装置或方法时必须经过复杂的数学运算才能得到数字基频同相信号I_n(或模拟基频同相信号I(t))和数字基频正交信号Q_n(或模拟基频正交信号Q(t))，且所需参数无法随需求而调整的缺点，提供一种以信号映象化简的基频调制装置及方法。

为达到上述目的本发明采取如下措施：

本发明的依信号映象化简的π/4-DQPSK基频调制装置是将现有的基频同相信号I(t)和基频正交信号Q(t)的定义和公式事先经过化简，将其运算结果和其对应的参数值储存在存储器内，因此该调制装置只需经简单的逻辑及控制电路查出存于存储器中的数据，经过简单运算后就可得到数字基频同相信号I_n和数字基频正交信号Q_n。而该信号经过数字/模拟转换后，即可得到模拟基频同相信号I(t)和模拟基频正交信号Q(t)。且本发明的重要参数，如α(上升型余弦滤波器的下降因子；其值愈大表示信号在时域响应的衰减愈快，而可用较少的位元以近似理想的调制装置)，均可根据使用者的需要改变其操作特性。本发明所需的存储器空间小，整个电路仅运用少量计算，运算所需的时间少，故此种调制装置可以高速传送数据。因本发明的方法及装置已将大部分运算分析化简，只剩下数个参数因子储存在表格中，只要依据控制信号将这些参数因子进行加减组合，便可以得到输出的调制信号。这种方式比起传统的π/4-DQPSK调制装置，简化了大量的运算步骤和减少了存储器空间，而且，可避免传统调制装置因大量运算而产生累加误差得的现象。

本发明的基频调制装置主要包括：一个存储单元，储存数组事先化简的一个低通滤波器的数组参数和参数相对应的表格数据，该低通滤波用于降低该基频调制装置的带宽及提高其频带的使用效率；以及一个处理单元，依据输入的数字式数据和该存储单元内的表格数据执行运算，而产生数字基频同相信号I_n和数字基频正交信号Q_n。该处理单元包括一个串行/并行转换单元，用于将串行输入的数字数据转换成并行输入的数字式数据；一个信号映象单元，将该并行数字数据转换成相位变化；及一个控制单元，连接该信号映象单元和存储单元，用于产生控制信号及对存储单元的地址存取信号。

本发明的基频调制方法主要包括下列步骤：储存事先化简的低通滤波的数组参数和参数相对应的表格数据；循序记录输入的数字数据的步骤；依据输入的数字数据计算出信号映象后的相位变化步骤；拾取该数字数据所相对应的表格数据的步骤；以及利用拾取的表格数据计算产生该数字基频同相信号I_n和数字基频正交信号Q_n的步骤。

此种装置也可用软件制作，因其结构简单、运算少，因此使用软件制作时，同样具有前述优点。

本发明的装置采取如下具体结构：

本发明的一种差分正交相位移键基频调制装置，其将输入的数字数据调制为数字基频同相信号I_n和数字基频正交信号Q_n，包括：

一个存储单元，储存事先化简的一个低通滤波器的数组参数和该参数相对应的表格数据，低通滤波器用于降低基频调制装置的带宽及提高其频带的使用效率；

一个处理单元，依据输入的数字数据和存储单元内的表格数据执行运算，产生数字基频同相信号I_n和数字基频正交信号Q_n，其中处理单元依据下列方式执行运算：I_n+j·Q_n=

其中I_n=I(t_n)、Q_n=Q(t_n)；h_LPF(t)为低通滤波器的时域响应方程式；S_X,i为X_i的运算符号，其中i为整数；S_X,i为Y_i的运算符号；X_i表示第i个符号相对应的信号映象输出的同相信号，Y_i表示第i个符号相对应信号的映象输出的正交信号；

t_{n} = {\frac{2 . n + 1}{2 \cdot M} - \frac{1}{2}} \cdot T_{s}

,0≤n≤M-1；T_s表示传送一个符号的时间；M为一个符号时间内所取样的点数；符号“…”代表无穷延展；j为复数运算的虚部；m为一个符号的相位编号；n为一个符号时间内取样点的编号。

本发明方法采取如下具体步骤：

本发明的差分正交相位移键基频调制方法，是将输入的数字数据调制为数字基频同相信号I_n和数字基频正交信号Q_n，其特征在于，包括下列步骤：

(a)储存数组事先化简的一个低通滤波器的数组参数和该参数相对应的表格数据；

(b)记录该输入的数字数据；

(c)依据输入的数字数据计算出信号映象后的相位变化；

(d)拾取该相位变化所相对应的表格数据；

(e)依据拾取的表格数据计算数字基频同相信号I_n和数字基频正交信号Q_n，其以下列方式产生：I_n+j·Q_n=

其中I_n=I(t_n)、Q_n=Q(t_n)；h_LPF(t)为低通滤波器的时域响应方程式；S_X,i为X_i的运算符号，其中i为整数，S_Y,i为Y_i的运算符号；X_i表示第i个符号相对应的信号映象输出的同相信号；Y_i表示第i个符号相对应的信号映象输出的正的交信号；

t_{n} = {\frac{2 . n + 1}{2 \cdot M} - \frac{1}{2}} \cdot T_{s}

,0≤n≤M-1；T_s表示传送一个符号的时间；M为一个符号时间内所取样的点数；符号“…”表示无穷延展；j为复数运算的虚部；m为一个符号的相位编号；n为一个符号时间内取样点的编号。

结合附图及实施例对本发明的具体结构特征及方法特征详细说明如下：

附图的简单说明：

图1：现有装置的电路方框图；

图2：本发明的一实施例的星状图；

图3(a)-3(e)：本发明的一实施例的取样示意图；

图4：本发明装置的实施例的电路方框图；

图5：本发明实施例的工作流程示意图；

图6：本发明实施例的频谱图；

图7：本发明实施例的“眼睛”图。

本发明实施例的信号映象方式如表1所示，其反应出输入数据和输出相位变化的关系。

表1

输入数据			输出相位变化
输入数据			输出相位变化	代号	d₁	d₀	θi-θi-1
0	0	0	π/4	代号	d₁	d₀	θi-θi-1
0	0	0	π/4	1	0	1	3π/4
2	1	0	7π/4	1	0	1	3π/4
2	1	0	7π/4	3	1	1	5π/4

其中d₁和d₀为信号映象的输入数据，θ_i表示第i个符号的相位值。若依据输入数字数据对照上面表格后就可以画出π/4-DQPSK的星状图，如图2所示。经过信号映象后产生I’(c)与Q’(t)两个输出信号，其定义如方程式(1)和方程式(2)所示：

I' (t) = Σ_{i = - \infty}^{\infty} X_{i} \cdot δ (t - i \cdot Ts) - - - - - (1)

Q' (t) = Σ_{i = - \infty}^{\infty} Y_{i} \cdot δ (t - T_{s}) - - - - - (2)

其中T_s表示传送一个符号的时间(symbol time)，X_i表示第i个符号相对应的信号映象输出的同相信号，Y_i表示第i个符号相对应的信号映象输出的正交信号。假设当i=0时，θ_i的起始值为零，也就是说相位的起始值是零度(即图2中的“0”位置)。因此若i是偶数，则参数X_i与Y_i只有-1、0、1三种可能性，而且，当参数X_i与Y_i其中任何一个为1或-1时，则另一个参数必定为0；若i是奇数，则参数X_i与Y_i只有1/√2与-(1/√2)两种可能。综合以上分析结果，X_i与Y_i的值只有-1、-(1/√2)、0、1/√2、1这五种可能。

输出的调制信号I(t)与Q(t)可改写成复数形式，如方程式(3)所示：

I(t)+ j·Q(t)=[I＇(t)* h_LPF(t)]+j·[Q＇(t)*h_LPF(t)]

其中h_LPF(t)为一个低通滤波器的时域响应方程式。

由图2的星状图可归纳出相位θ_i、X_i及Y_i的对应关系，如表2所示：

其中X_i=cos(θ_i)=S_X,i·|X_i|,Y_i=sin(θ_i)=S_Y,i·|Y_i|。由表2可以发现|I_i|=|Q_i|，而且只有1与1/√2两种可能，而S_I,i与S_Q,i只有0、1与-1三种可能值。

由表1可知θ_i-θ_i-1=k·(π/4)，其中k为1、3、5或7四种可能值，因此θ_i与θ_i-1必定彼此交错地位于图2的星状图中的相位点。换句话说，基θ_i位于偶数点位置，则θ_i-1必定位于奇数点位置；若θ_i位于奇数点位置，则θ_i-1必定位于偶数点位置。归纳以上结果配合表2，则可将方程式(3)化简成方程式(4)。I_n+j·Q_n=. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .(4)

其中θ₁=m·(π/4),θ₁表示第一个符号(i=1)时的信号映象单元的输出相位；m的值为0～7,m代表θ₁在图2中的相位点编号；I_n=I(t_n)、Q_n=Q(t_n)；X_i=cos(θ_i)=S_X,i·|X_i|,Y_i=sin(θ_i)=S_Y,i·|Y_i|；

t_{n} = {\frac{2 . n + 1}{2 \cdot M} - \frac{1}{2}} \cdot T_{s}

,0≤n≤M-1；

M为一个符号时间内所取样的点数。

假设时间限定在

- \frac{Ts}{2} \leq t < \frac{T_{s}}{2}

，且考虑一个低通滤波器的时域响应方程式h_LPF(t)会随着时间的远离而渐渐衰减至很小的值，因此，只须考虑第-K个符号至第K个符号的区间部分，而可忽略信号很小的部分，用较简单的公式来近似原方程式即可。一般而言，考虑的符号越多时，即K值越大时，其输出信号越准确，但其硬件花费(hardwarecost)亦越高。通常当α大于0.75时，可选择K=1，代表仅观察第-1个符号至第1个符号对输出的影响；当α小于0.75时，可选择K=2，代表仅观察第-2个符号至第2个符号对输出的影响。

当K=1时，方程式(4)可近似成方程式(5)所示：

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .(5)

当K=2时，方程式(4)可近似成方程式(6)所示：

. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .(6)

观察方程式(5)与方程式(6)，在一时间数列

- \frac{Ts}{2} \leq t < \frac{T_{s}}{2}

的一特定时间点，m为奇数所对应的公式与m为偶数所对应的公式将相互交错

倍。因相差的倍数为一个常数，因此，其电路的制作不需如通用型乘法器般的复杂。在电路制作上，可选择将方程式(5)和方程式(6)中m为偶数和奇数两种情况的取样值同时储存在ROM中，或仅储存方程式(5)和方程式(6)中m为偶数或奇数的情况的取样值在ROM中，而另一情况的取样值则通过上述的常数乘法器获得。例如该常数乘法器利用一个h_LPF(t_n+K·T_s)曲线的取样点产生(1/

)h_LPF(t_n+K·T_s)曲线的取样点，利用一个h_LPF(t_n+(K-1)·T_s)曲线的取样点产生(

)h_LPF(t_n+(K-1)T_s)曲线的取样点，利用一个h_LPF(t_n+(K-2)T_s)曲线的取样点产生(

)h_LPF(t_n+(K-2)T_s)曲线的取样点，依次类推，利用一个h_LPF(t_n-(K-1)T_s)曲线的取样点产生(

)h_LPF(t_n-(K-1)T_s)曲线的取样点，利用一个h_LPF(t_n-KT_s)曲线的取样点产生( )h_LPF(t_n-KT_s)曲线的取样点，其中K为一个正整数。或例如存储单元包括另一组2K+1个查表单元(图未示出)，其中第一个查表单元储存(

)h_LPF(t_n+K·T_s)曲线的取样点，第二个查表单元储存(

)h_LPF(t_n+(K-1)T_s)曲线的取样点，第三个查表单元储存( )h_LPF(t_n+(K-2)T_s)曲线的取样点，依此类推，第2K个查表单元储存(

)h_LPF(t_n-(K-1)T_s)曲线的取样点，第(2K+1)个查表单元储存(

)h_LPF(t_n-K·T_s)曲线的取样点，其中K为一正整数。

一般常应用于π/4-DQPSK调制的低通滤波器有上升型余弦滤波器(Square Raised Cosine Filter)与方根上升型余弦滤波器(Root RaisedCosine Filter)两种，此两种滤波器均符合奈奎斯脉冲形状规范(Nyquist’s Pulse-Shaping Criterion)，在理想取样时并不会产生码间干扰(Intersymbol Interference ISI)，因而，被广泛使用于通信调制系统中。以下的分析是以下降因子α(Rolloff Factor)等于0.5的上升型余弦滤波器为例加以说明。假设K=2、M=16(即取样频率是符号传送频率的16倍)，且以h_RC(t)代表上升型余弦低通滤波器的响应方程式，h_RC(t)相对应于方程式(5)和方程式(6)中的h_LPF(t)，该低通滤波器用于降低该基频调制装置的带宽及提高其频带的使用效率。图3(a)显示h_RC(t_n+2T_s)曲线取样后的特性，图3(b)显示h_RC(t_n+T_s)曲线取样后的特性，图3(c)显示h_RC(t_n)曲线取样后的特性，图3(d)显不h_RC(t_n-T_s)曲线取样后的特性，图3(e)显示h_RC(t_n-2T_s)曲线取样后的特性。

其中图3(a)的取样点与图3(e)的取样点左右对称，图3(b)的取样点与图3(d)的取样点左右对称，图3(c)的取样点本身左右对称，因此，可利用其对称性而减少一半的储存空间。假若每种曲线均储存方程式(5)和方程式(6)中两种情况的取样点，每个取样点以G个位元来量化，故所需的存储器空间为(2K+1)·M·G位元。

如图4所示，其为本发明装置的一实施例的示意图，因π/4-DQPSK每个符号均隐含两个位元的信息，故需要一个串行/并行转换单元11将串行输入的数字数据转换成并行数据。接着将并行数据送往一信号映象(Signal Mapping)单元12，信号映象单元12只是利用简单的序向逻辑来完成表1的功能。一移位暂存器13连接信号映象单元12，用来记录最近的数笔相位数据，以便一控制单元14产生查表地址及控制信号。控制单元14所产生的控制信号为实现表2所述的功能。当取样位元序数小于或等于取样数M的二分之一时，表2的参数S’_X,i和S’_Y,i等于S’_X,i和S’_Y,i；当取样位元序数大于取样数M的二分之一时，参数S’_X,i和S’_Y,i等于S’_X,i和S’_Y,i。

第一至第五查表单元15～19统称为存储单元9，其主要用来记录一个低通滤波器对不同符号的时域响应方程式的取样点。例如以第一查表单元15储存h_RC(t_n+2T_s)曲线的取样点，第二查表单元16储存h_RC(t_n+T_s)曲线的取样点，第三查表单元17储存h_RC(t_n)曲线的取样点，第四查表单元18储存h_RC(t_n-T_s)曲线的取样点，第五查表单元19储存h_RC(t_n-2T_s)曲线的取样点。图4中的10个乘法器20均是简单地乘以±1或0的运算单元，为实现S’_X,i和S’_Y,i的功能。第一总合单元21和第二总合单元22连接乘法器20，以实现方程式(5)和方程式(6)中的累加功能，而得到I_n与Q_n。选择性地可经由第一数字/模拟转换单元23和第二数字/模拟转换单元24将I_n与Q_n转换成为I(t)和Q(t)。

如图5所示，其为本发明的一实施例的操作流程图，当进入启始状态后(步骤31)，操作者依系统的需求在数个查表单元内建立数组参数和该参数所对应的表格数据(步骤32)。循序记录两个传送位元(步骤33)。经过信号映象处理后得到对应的相位值(步骤34)。记录最近的数个映象相位值(步骤35)。接着进入取样程序，首先使取样位元序数为0(步骤36)，然后由数个查表单元内取得对应值(步骤37)。经计算得到基频同相信号和基频正交信号并将其输出(步骤38)。此时需判断取样位元序数是否为最后一笔(步骤39)。若“否”，则将取样位元序数加1(步骤40)，并回到步骤37；若“是”，则判断是否要结束传送数据(步骤41)。若“否”，则回到步骤33；若“是”，则结束本操作程序(步骤42)。

如图6、7所示，图6为参数α=0.5、M=10与G=12的条件模拟本发明的步骤频谱图(Spectrum Diagram)。图7为其相对应的“眼睛”图(Eye Diagram)。

另外，本发明的原理亦可使用软件来实现，因其架构简单、运算少，因此使用软体制作时，同样具有前述优点。本发明的软件制作可记录在任何电脑可读取的储存媒体中，例如磁盘、光盘、硬盘或各种存储器。

与现有技术相比，本发明具有如下效果：

本发明解决了传统技术中利用π/4-DQPSK基频调制装置及方法时必须经过复杂的数学运算才能得到的数字基频同相信号I_n和数字基频正交信号Q_n(或模拟基频同相信号I(t)和模拟数字基频正交信号Q(t))，且所需参数无法随需求进行调整，本发明的装置和方法结构简单运算步骤少，且便于使用软件实现。

本发明的技术内容及技术特点已揭示如上，然而熟悉本项技术的人仍可能基于本发明的叙述作种种不背离本发明构思的替换及修饰；因此，本发明的保护范围应不限于实施例所揭示的内容，各种不背离本发明构思的替换及修饰都应属于本发明的保护范围内。

Claims

1、一种差分正交相位移键基频调制装置，其将输入的数字数据调制为数字基频同相信号I_n和数字基频正交信号Q_n，包括：

一个处理单元，依据输入的数字数据和存储单元内的表格数据执行运算，产生数字基频同相信号I_n和数字基频正交信号Q_n，其中处理单元依据下列方式执行运算：

t_{n} = {\frac{2 . n + 1}{2 \cdot M} - \frac{1}{2}} \cdot T_{s}

2、根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述处理单元包括：

一个串行/并行转换单元，用于将串行输入的数字数据转换成并行输入的数字数据；

一个信号映象单元，连接串行/并行转换单元，并将串行/并行转换单元输出的并行数字数据转换成相位变化；

一个控制单元，连接信号映象单元和存储单元，用于产生控制信号及对存储单元的地址存取信号。

3、根据权利要求1或2所述的装置，其特征在于，还包括数个数字/模拟转换单元，用以将所述处理单元输出的数字基频同相信号I_n和数字基频正交信号Q_n转换为模拟基频同相信号I(t)和模拟基频正交信号Q(t)。

4、根据权利要求1或2所述的装置，其特征在于，所述存储单元由2K+1个查表单元所组成，其中第一查表单元储存h_LPF(t_n+K·T_s)曲线的取样点，第二查表单元储存h_LPF(t_n+(K-1)T_s)曲线的取样点，第三查表单元储存h_LPF(t_n+(K-2)T_s)曲线的取样点，依此类推，第2K查表单元储存h_LPF(t_n-(K-1)·T_s)曲线的取样点，第2K+1查表单元储存h_LPF(t_n-K·T_s)曲线的取样点，其中K为一个正整数。

5、根据权利要求2所述的装置，其特征在于，所述处理单元还包括一个移位暂存器，连接在控制单元和所述信号映象单元之间，用于记录信号映象单元输出的相位变化。

6、根据权利要求1或2所述的装置，其特征在于，所述处理单元还包括数组乘法器，连接所述存储单元；当存储单元欲储存的表格数据有与运算符号相反的情形时，则仅需储存运算符号为正数的部分，运算符号为负数部分的运算则通过乘法器获得。

7、根据权利要求4所述的装置，其特征在于，所述处理单元还包括一个倍数为的乘法器，该乘法器是利用所述h_LPF(t_n+K·T_s)曲线的取样点产生( )h_LPF(t_n+K·T_s)曲线的取样点，利用h_LPF(t_n+(K-1)·T_s)曲线的取样点产生(

)h_LPF(t_n+(K-1)T_s)曲线的取样点，利用h_LPF(t_n+(K-2)·T_s)曲线的取样点产生( )h_LPF(t_n+(K-2)·T_s)曲线取的样点，依此类推，利用h_LPF(t_n-(K-1)·T_s)曲线的取样点产生(1/

h_LPF(t_n-(K-1)·T_s)曲线的取样点，利用h_LPF(t_n-K·T_s)曲线的取样点产生(

)h_LPF(t_n-K·T_s)曲线取的样点，其中，K为正整数。

8、根据权利要求4所述的装置，其特征在于，所述存储单元还包括另一组2K+1个查表单元，其中第一查表单元储存(

)h_LPF(t_n+K·T_s)曲线的取样点，第二查表单元储存(

)h_LPF(t_n+(K-1)·T_s)曲线的取样点，第三查表单元储存(

)h_LPF(t_n+(K-2)·T_s)曲线的取样点，依此类推，第2K查表单元储存(

)h_LPF(t_n-(K-1)·T_s)曲线的取样点，第(2K+1)查表单元储存( )h_LPF(t_n-K·T_s)曲线的取样点。

9、根据权利要求4所述的装置，其特征在于，所述处理单元还包括数组总合单元，用于累加数个查表单元的输出。

10、一种差分正交相位移键基频调制方法，是将输入的数字数据调制为数字基频同相信号I_n和数字基频正交信号Q_n，其特征在于，包括下列步骤：

(b)记录该输入的数字数据；

(c)依据输入的数字数据计算出信号映象后的相位变化；

(d)拾取该相位变化所相对应的表格数据；

(e)依据拾取的表格数据计算数字基频同相信号I_n和数字基频正交信号Q_n，其以下列方式产生：

t_{n} = {\frac{2 . n + 1}{2 \cdot M} - \frac{1}{2}} \cdot T_{s}

0≤n≤M-1；T_s表示传送一个符号的时间；M为一个符号时间内所取样的点数；符号“…”表示无穷延展；j为复数运算的虚部；m为一个符号的相位编号；n为一个符号时间内取样点的编号。

11、根据权利要求10所述的方法，其特征在于，所述表格数据左右对称，即表格数据的第一个1/2部分可由表格数据中和第一个1/2部分互不重叠的第二个1/2部分经推演而产生。

12、根据权利要求11所述的方法，其特征在于，仅需建立并储存数组参数和该参数相对应的第二个1/2表格数据。

13、一种电脑可读取的记录媒体，其记录一种依信号映象化简的π/4径度相位移的差分正交相位移键基频调制方法，该方法应用于通信系统中，是将输入的数字数据调制为数字基频同相信号I_n和数字基频正交信号Q_n，该方法指示电脑执行下列步骤：

(a)建立并储存储存事先化简的一个低通滤波器的数组参数和该参数相对应的表格数据；

(b)记录该输入的数字数据；

(c)依据输入的数字数据计算出信号映象后的相位变化；

(d)拾取该相位变化所相对应的表格数据；

(e)依据拾取表格数据计算该数字基频同相信号I_n和数字基频正交信号Q_n，其以下列方式产生：I_n+j·Q_n=

其中I_n=I(t_n)、Q_n=Q(t_n)；h_LPF(t)为该低通滤波器的时域响应方程式；S_X,i为X_i的运算符号，其中i为整数，S_Y,i为Y_i的运算符号；X_i表示第i个符号相对信的号映象输出的同相信号；Y_i表示第i个符号相对应的信号映象输出的正交信号；

t_{n} = {\frac{2 . n + 1}{2 \cdot M} - \frac{1}{2}} \cdot T_{s}

,0≤n≤M-1；T_s表示传送一个符号的时间；M为一个符号时间内所取样的点数；符号“…”表示无穷延展；j为复数运算虚的部；m为一个符号的相位编号；n为一个符号时间内取样点的编号。

14、根据权利要求13所述的记录媒体，记录的数组参数和该参数相对应的表格数据为h_LPF(t_n+2T_s)曲线、h_LPF(t_n+T_s)曲线、h_LPF(t_n)曲线、h_LPF(t_n-T_s)曲线与h_LPF(t_n-2T_s)曲线的取样点。