CN1292169A - 电平转换器 - Google Patents

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Abstract

一种开关桥式电路包含低压侧至高压侧的接口,接口可选择性地控制至高压侧开关的一个输出。控制器比较接口两侧的电压、高压侧开关状态以及电路输出。如果控制器检测到的为硬开关,它将锁定接口两侧的电压而使高压侧开关导通,来得到硬开关。如果控制器检测到的为软开关,高压侧开关将断开。采用一个源跟随器来驱动高压侧开关以使电路输出跟随接口输出来避免振荡。用于电路输出的下降沿探测器则采用构成自举二极管的高压侧装置的固有寄生电容。当输出下降时,寄生电容向电阻馈电而激励一个驱动器。一个第二下降沿检测器采用电平转换器开关的固有寄生电容,电平转换器是另一个高压装置。当输出下降时,寄生电容开通一个开关。上升沿检测器也采用低压侧至高压侧接口的固有电容。开关与电路输出以及低压侧至高压侧的接口相连。当电路输出上升时,开关动作。

Description

电平转换器
技术领域
本发明涉及半导体开关桥式电路，它通过基于固有寄生电容的反馈使高压元件数目最少，并通过区分硬开关和软开关过程来控制电路的输出。
背景
高压半桥电路在很多功率应用中均有使用，包括直流交流变流器、运动控制装置、开关电源、动力马达以及电子镇流器。高压侧开关和低压侧开关有选择地将电压源与输出节点VHB接通，这些开关电路控制高压侧的开合。理想情况下，这些电路的输出应是至少向部分无功负载馈电的高频、高压方波。
在稳态运行情况下，由负载中无源元件产生的振荡可以部分地驱动输出电压VHB。当低压侧开关导通时，负载中的电感也同时导通。当低压侧开关断开时，电感试图通过抬高节点VHB的电压至直流端电压来维持电流。这称之为“软”开关。
流过电感的电流可能不足以将VHB的电压抬高至直流端电压，部分原因是因为寄生电容和杂散电容产生的容性中和作用的影响。一旦节点VHB的电压停止上升(dVHB／dt=0)，就要求将高压侧的开关开通(可称之为“硬开关”)以使电压继续上升。这种开关控制在电路初始启动期间和当功率已在负载中消耗后是必须的。相反，当仍有电流流过高压侧开关时关断它，电感会试图将节点VHB的电压拉向地一端。硬开关控制在使VHB电压达到地端时可能是需要的。
不幸的是，硬开关过程消耗功率。为使功率损耗最小，当节点VHB电压因部分感性负载的馈送功率而为高电平时，高压侧开关应该开通。在这一点，有一低电压跌落，这样将减小功率的消耗。很清楚，在启动过程中当节点VHB电压为直流端电压时，零电压开关是不可能的，因为感性负载中没有能量将节点VHB电压抬高至上述端电压。所以，至少在启动期间，硬开关是需要的。
美国专利5，068，571中采用一高压电容器检测输出的过渡过程。当流过该电容的电流(Cdv／dt)不为零时，过渡过程将被检测到。将其输出至放大器，在输出的任何过渡过程中放大器将保持所有的开关均断开。
这解决了因寄生电流而引起的假开通问题，因而使电路功率更低，从而更加可集成。然而它也阻碍了在硬开关情况下高压侧开关的开通。如上所述，这种硬开关在许多功率变流器应用中是常常需要的(包括零电压开关应用的情形)。硬开关在装置的初始化充电过程中特别需要。美国专利5，068，571不允许硬开关，这将阻碍电路的充电过程。而且，该专利要求一专门的高压电容器，这将增加高压元件的数目从而使采用单端解决方案可节约成本的好处落空。
所以，需要一个电路能控制高压侧和低压侧的开关以响应要求硬开关还是软开关同时能减少高压侧元件的数目。
本发明的一个特征是，一个开关桥有一个电路输出，一个控制器及至少第一个和第二个开关。低压与高压的接口处有一接口输出。控制器比较接口的输出和电路的输出并基于上述比较的结果区分开关桥电路是处于硬开关情形还是软开关情形。一个显著的特征是，控制器区分硬开关和软开关情形。另一个特征是，接口输出通过低压与高压的接口之间的固有电容获得的。还有另一个特征是，控制第一个开关以使第一个开关的输入跟随上述接口的输出并限制其在上述接口的输出之内。
本发明的这一特征使之依据开关发生的类型控制低压侧或是高压侧开关的动作，从而使具有高dVHB／dt的硬开关情形得以避免且无需另外的元件。
本发明的另一个特征是，一个开关桥检测上述开关桥电路输出的变化。该开关桥至少包括第一个和第二个开关以控制电路的输出。一辅助电源具有固有电容，该电容通过阻抗与电路输出相连接。该固有电容进一步又与第一个开关的输入相连。按这种连接方式，如果电路输出正处于过渡过程中，固有电容将影响第一个开关的状态从而标明目前正处于过渡过程中。
采用这种连接方式一个固有的寄生电容可以用于标明VHB是下降还是上升。该信息被送往适应性非交迭电路以使在硬开关期间可以避免直通及高dVHB／dt。不必外加高压电容器。对下面的特征该解决方案也同样适用。
本发明还有另一个特征是，一开关桥检测开关桥电路输出的过渡过程。该开关桥至少包括第一个和第二个开关控制上述的电路输出。低电压与高电压的接口具有接口输出和固有电容。固有电容与第三个开关的输入相连。按这种连接方式，第三个开关基于固有电容动作并响应电路输出的过渡过程。
本发明的另一个特征是，一具有电路输出的开关桥至少包括第一个和第二个开关，一个第一开关驱动器，一个具有接口输出的低压与高压的接口及一锁存器。低压与高压的接口通过锁存器与第一个开关驱动器相连。第一个开关驱动器有一个源极跟随器，以便电路的输出电压能跟随接口输出电压。按这种连接方式，在高压侧或是低压侧开关的硬开关期间dVHB／dt均将被限制。
发明摘要
本发明的一个目标为提供一个廉价的开关桥电路。
本发明的另一个目标为提供一个在硬开关期间控制输出变化的开关桥电路。
本发明还有另一个目标为提供一个开关桥电路，该电路能区分硬开关过程和软开关过程。
本发明还有另一个目标为在开关桥电路中克服启动开关驱动器的高压元件产生的寄生电容问题。
本发明的另一个目标为提供一开关桥电路，该电路无须专门的高压电容器。
本发明还有另一个目标为提供一开关桥电路，当该电路输出幅值降低时断开高压侧开关。
本发明是通过提供一个低功率、可集成的开关桥电路与其电平转换器的特征一起克服在过渡过程期间或特殊的硬开关期间控制高压桥元件的问题从而达到上述目标。高压晶体管本身固有的寄生电容被用于实现过渡过程检测器，该检测器在地电平和浮动电平时是需要的。这避免了需使用一个或多个专门而昂贵的高压电容器。
这些目标与其它目标一样，从下面的描述及其附图的说明中会更加清楚，其中如参考数字是想标明相同的元件。
附图简述：
图1、现有技术开关半桥电路的原理图
图2、另一现有技术开关半桥电路的原理图
图3、本发明的开关半桥电路的框图／原理图
图3A图示了本发明不带PMOS增强时输出的上升
图3B图示了本发明带PMOS增强时输出的上升
图3C图示了本发明用于开关半桥电路的高压侧驱动器各输入的关系
图4为图3所示的本发明的一种可能的实现的原理图
图4A为检测电路的原理图，该检测电路形成了图4中所示电路的一部分
图4B为驱动电路的原理图，该驱动电路形成了图4中所示电路的另一部分
图5为本发明的另一种形式的开关桥电路的框图／原理图
图6A为本发明的第一个下降沿检测器的原理图
图6B为本发明的第二个下降沿检测器的原理图
图7为本发明的适应性无交迭电路的原理图
图8为用于锁存型电路的本发明的扩展部分的原理图
图9为本发明的上升沿检测器的原理图
图10为用于本发明的代表性负载的原理图
图11示出了现有技术的一种的开关桥电路的输出
图12为下降沿检测器和上升沿检测器复合电路的原理图
实施例详述：
最近的现有技术装置采用类似于图1的结构试图解决上面的问题。一脉冲发生器58为电流源I1、I2提供电流脉冲，电流源I1、I2可以选择性地分别开通或关断开关T4和T3。电压源VDD为T4和T3的门极提供能量。自举二极管60(图示为门极和源极短接的MOSFET)与VDD相连从而在其漏极产生电压FVDD(即浮动VDD)。电容C1接在FVDD和输出VHB两端，由自举二极管60充电。当VHB变低时，C1经自举二极管60充电，然后对电路中的装置放电。
电阻R1和R2一端与FVDD相连而另一端分别与开关T4和T3相连。二极管D1接在输出VHB和开关T3的漏极之间。二极管D1’接在输出VHB和晶体管T4的漏极之间。锁存器56从开关T3和T4的漏极获得输入，并控制非反相驱动器50以便有选择性地开通或关断高压侧开关T1。脉冲发生器58由非交迭电路54控制通过非反相驱动器52有选择性地开通或关断低压侧开关T2。
运行时，来自开关T3和T4的输出置位或复位锁存器56。在这种方式下，只需一个脉冲去改变高压侧开关T1的状态。为开通高压侧开关T1，由脉冲发生器58产生一脉冲给电流源I2，这将开通T3，从而在锁存器56的置位输入端产生一信号，一旦获得该输入信号，该信号将被锁存从而使高压侧开关T1保持导通。类似的涉及I1和T4的运行情况将拉断高压侧开关T1。如果仅采用一个开关而没有锁存器(如下述图2所示)，则将需要一常值电流以维持高压侧开关T1在一所需的状态(该状态将依赖于驱动器是反相的还是非反相的)。这可能导致大的功率损耗。
这种结构的主要问题是需要两个或多个高压移相元件。这些元件通常体积大且昂贵。而且，所需脉冲发生器和电阻同样也增加了成本。
另一种现有技术装置是单端设计，采用类似于图2的结构。输入电流Ii选择性地使开关T3换相，从而影响电平转换器输出节点Vx的电平。当开关T3关断时，Vx依赖于自举电容C1的电压，C1又由自举二极管60和VDD供电(均示于图1)。开关T3就象一个一端为高电压而另一端为低电压的缓冲器一样动作。Vx通过电阻R3与FVDD相连。Vx控制非反相驱动器62，该驱动器驱动高压侧开关T1。
当高压侧开关T1要关断时，电流必须从Vx流过以便驱动器62为一低输入。这意味着开关T3必须开通且功率必须因流过电流而在电阻R3上消耗。如果采用反相驱动器，在Vx上必须有一常值电流维持T1的导通。很明显，采用非反相驱动器允许消耗更少的功率。这是因为在非反相驱动器中，通过Vx的常值电流必须能保持T1断开，这将拉低VHB。这意味着R3上有一低电压跌落，因为电压FVDD为VHB电压与电容器C1存储电压(大约12V)之和。如果采用反相驱动器，通过节点Vx的常值电流将必须保持T1导通，从而
在VDD上的电压将近似为300+12(T1导通)=312V。
这种结构效率低，因为无论哪种方法，电阻R3上一直在消耗功率。而且晶体管T3漏极上存在寄生电容Cp。(由于VDD为低压直流，因此可以从漏极到门极或是从漏极到地测量Cp。进一步，Cp还可以看作电路中所有寄生电容之和。)T3为一高压晶体管，所以Cp的大小为皮法(pF)数量级。当Vx由0充电至300V时，需要大量的功率强制对Cp充放电。解决该问题的一个方法是提供额外的输入电流Ii。这种类型的电路通常更多地作为分立电路而不是集成电路。很清楚这不是一个理想的解决方案。
进一步，如果采用低功率电平转换器，则高压侧开关T1和低压侧开关T2所需的状态无法保持。这是因为非反相驱动器62的输入为Vx-VHB。如果T3开通从而产生流过Vx的电流，Vx相对于VHB变低从而将开关T1关断，这将导致VHB变低。然而，寄生电容Cp使电压Vx不能即时变化，Vx将无法跟VHB下降一样快，最终Vx将大于VHB，这将引起非反相驱动器62动作并使T1重新开通。该过程将以图11所示的阶梯形方式继续。因此，当VHB经历负向过渡过程时，Vx因Cp而保持为高从而维持高压侧开关T1导通。相反地，当VHB经历正向过渡过程时，Cp则使Vx保持为低从而将高压侧开关T1关断。在VHB下降的过渡过程中，这总是不希望发生的。在VHB上升的过渡过程中，当出现硬开关过程时总是希望避免这些影响。
对于本发明的图3，控制器100用于求从电平检测器102和Vx来的输入的值(再次Vx的大小处在自举电容C1的电压水平上并反映了Cp两端的电压)。控制器100的一个输出与PMOS晶体管MP的门极相连，MP的源极和漏极并联有电阻R4和二极管D6(二极管用于在高的负dVHB／dt情况下拉低Vx，此时T3可能不能足够快地拉低Vx；二极管本身的结构一般为PMOS MP的积分部分)。电平检测器102与高压侧开关T1的门极G1相连。G1驱动器104与高压侧开关T1的门极G1及Vx相连。低压与高压的接口(下文中也称“晶体管”或“开关”)T3连接在Vx和电流源之间传递电流Ii。开关T2的接地侧接在高压侧开关T1的源极和地之间。300V直流电压侧连接在高压侧开关T1的漏极上。自举电容C1，如前所述为电路的装置提供功率。最后，二极管D2接在高压侧开关T1的源极(T2的漏极)和Vx之间。从晶体管T1的源极与晶体管T2的漏极的连接处引出输出VHB。输出VBH可用于如图10所示的负载，图10中输出VHB向电感L和电容C馈送能量，上述电容与灯负载并联。直流耦合电容C’通常接在电感L和灯负载与电容C并联体之间。
在软开关期间如果VHB正被感性负载驱动，VHB将通过D2带动Vx，因此无须将T1开通。相反地，在硬开关期间，Vx将带动VHB，此时希望允许Vx快速地上拉。这可以通过采用上拉元件电阻R4来完成所有这些功能。电阻R4的电流由PMOS晶体管MP的电流提供。短时间地看一下图3A和3B，可见PMOS晶体管MP影响VHB的变化(dVHB／dt)。在软开关期间，当T1为断开状态时，MP允许一较低的dVHB／dt。一旦dVHB／dt=O，T1开通(硬开关)且dVHB／dt增大。
同时看一下图3A和3C，在软开关期间当VHB上升时，Vx跟随VHB，但因为二极管D2之故，其电压总比VHB低一个二极管压降。当VHB达到其最高电平时，因为有FVDD的拉动Vx将开始上升，所以，Vx-VHB开始变正。最终，Vx-VHB达到某一值，此时T1开通，出现硬开关过程使Vx等于FVDD。
回过来看一下图3，在硬开关期间，电平转换器输出节点Vx电压相对于VHB高，但门极G1电压没有充分地升高而超过预置值。门极G1电压的滞后是由于大的米勒电流在VHB的上升过渡过程期间从门极流出。Vx和门极G1相对于VHB的电压大小由控制器100读出。当控制器100检测到硬上拉时，控制器100将PMOS开关MP开通从而降低电阻R4的有效电阻，并允许寄生电容Cp至少以等于VHB充电的速率充电以维持Vx-VHB为正。这使G1驱动器104的输入维持高电平，从而在一定的方式下维持高压侧开关T1导通。这样如果T1导通，通过PMOS晶体管MP的动作将会使T1保持导通状态从而降低电阻R4的电阻值同时可以避免类似于图11的阶梯形过渡过程(除非这种情况下电压是上升而不是下降)。
当T1将要被关断时，Ii导通从而将T3开通。通过T3的电流必将把Vx拉得比VHB低以便G1驱动器104将T1关断。T3吸收的电流与Vx处电压的乘积代表损耗。为使损耗最小，需要将T3的电流保持尽可能小。电平检测器102用于为检测G1的电平设定动作点。设定该动作点以便在硬开关期间G1电压将仅比阈值电平高一点从而使T1在一定的方式下导通。一旦VHB的过渡过程完成，米勒电流衰减，因G1被拉向FVDD，门极G1的电压可以上升至预置值之上。这将通知控制器100关断PMOS开关MP，Vx回到受输入Ii的控制从而减小T3不得不吸收的电流，充分拉低节点Vx的电压。
当VHB电压上升，Vx和门极G1的电压均低于VHB电压时，控制器100可以识别正在发生的软上拉过程。在该过渡过程中，希望高压侧开关T1保持断开状态以便PMOS开关MP保持断开状态从而维持电阻R4与寄生电容Cp串联。结果，只要VHB电压比Vx高，T1就不会开通，因为PMOS开关MP不会被开通。这样由电阻R4和寄生电容Cp代表的，用于使能G1驱动器104的时间常数将依赖输出VHB的转换而改变。
实现图3电路的一种方法如图4所示。正如所看到的，控制器100通过或门106和反相器INV1的应用来实现。电平检测器102为一带PMOS晶体管T5的二极管。PMOS晶体管T5为门极G1设置预置电平，该电平为PMOS的阈值电平比或门106的阈值电平高。G1驱动器104采用源极与晶体管T7漏极相连的源极跟随器晶体管T6来实现。T6源极与T7漏极的连接点与门极G1相连。G1驱动器104也用到了反相器INV2同时共用反相器INV1。Vx作为反相器INV1的输入同时也可以覆盖反相器INV2输出的摆动。反相器INV1的输出作为反相器INV2、或门106及晶体管T7的门极的输入。反相器INV2的输出送给晶体管T6的门极。
图4的电路可以看作两个不同的以简化形式在图4A和4B中示出的电路。图4A为检测电路。反相器INV1比较Vx和VHB的电压，如果Vx大于VHB(加上反相器的阈值电压)，需要硬开关时就是这种情况，或门106将动作保持Vx为高。这将通过开通PMOS晶体管MP，降低电阻R4的有效阻值来完成。高压侧开关T1将允许开通。一旦T1确实充分导通且硬开关过程结束或还未发生，或门106将从晶体管T5获取信息并通过PMOS晶体管MP放开Vx。
图4B为驱动电路，在软上拉期间它使T1保持断开状态但允许在硬开关期间以一种可控的方式(受限的dVHB／dt)开通T1以避免振荡的影响。在软开关期间VHB上升(因感性负载使dVHB／dt为正)，R4限制流过Cp的电流从而使Vx不能比VHB高。当Vx低于VHB时，INV1的输出为高从而驱动T7关断T1。一旦dVHB／dt为0(当VHB达到300V或如果电感没有足够的电流，VHB达到电压最高点时出现这种情况)，Vx将超过VHB(因为Vx通过电阻R4与FVDD联在一起)，这将导致T6，进而导致T1导通。
在硬开关过程中，反相器INV2用于限制晶体管T6的输出，使其不超出Vx。晶体管T6作为源极跟随器以使门极G1也跟随Vx。结果，我们有双重电压跟随器以便VHB跟随Vx。一旦T1导通，VHB将增高。如果Vx与VHB之间存在电压增益，VHB将比Vx上升更快，改变INV1和INV2的输出将导致T1关断(T1中不希望的振荡)。双重电压跟随器确保VHB不能比Vx更快地上升，它将限制环路增益以避免任何振荡并保持稳定。
双重反相器(INV1，INV2)的目的是允许门极G1在INV1输入阈值所标明的硬开关期间在一敏锐的动作点开通。然而，通过覆盖INV2至Vx的输出，开通程度受到限制以便VHB不超过Vx。因此，在硬开关期间，Vx保持为高以维持T1导通，但dVHB／dt被限制(因为Cp)所以电压变化不可能高到使T1因VHB超过Vx(即Vx-VHB为负)而关断(这将导致不稳定)。很清楚，类似的源极跟随器型驱动器可用于驱动低压侧开关T2以阻止硬开关期间产生高的负dVHB／dt。这可以通过创建一适合比较的节点Vx’来完成，该节点与VHB、FVDD或Vx容性地耦合在一起。
如上所述，非交迭电路54可确保高压侧开关T1与低压侧开关T2不会同时导通。当T1要开通时，非交迭电路54先将T2关断，然后关断Ii和T3从而允许Vx如上所述地跟随VHB上升。当需要开通T2时，非交迭电路54先将Ii和T3开通从而为Vx提供一对地通道，然后，Vx低于VHB(最终低一个二极管D2的管压降)使T1关断，接着非交迭电路54将T2开通。
另一个实例如图5所示。Vx(以VHB作为参考)及下降沿检测器FED1(也以VHB作为参考)同时送入与非门108(将Vx-VHB与FED1-VHB进行与非)，与非门108的输出作为G1驱动器110的输入。在dVHB／dt为负期间FED1将使T1保持断开状态(下面有更清楚的解释)。另一个下降沿检测器FED2的输出与G2驱动器112的输出均送给自适应性非交迭(ANO)电路114。两个下降沿检测器均检测输出VHB的下降沿。ANO电路114反过来通过G2驱动器112控制低压侧开关T2，通过开关T3控制高压侧开关T1。ANO电路确保T1和T2不会同时导通，同时导通将引起直通从而损坏T1和T2。
现在来看图6A，将解释下降沿检测器FED1的实现。必须注意到采用自举电路已有的元件来实现下降沿检测器FED1。共用元件(特别是共用高压侧自举二极管60)将有利于减小装置的体积并降低成本。
下降沿检测器FED1利用自举二极管60的寄生电容。自举电容Cp与二极管D3和D4的串联体并联，电阻R6与D3并联。D3和D4连接处定义为节点Vin。VHB为电阻R6和二极管D3一端的电平，其另一端为Vin。自举二极管60与寄生电容Cp送入节点Vin，Vin和VHB送入输出为FED1的反相放大器116。
当VHB为低时，自举电容Cp经由二极管60和二极管D4自VDD充电。自举电容Cp为反相放大器116提供功率。只要VHB大于VDD，二极管D3正向偏置，电阻R6上没有压降。当VHB下降时，电阻R6上将产生电位差，因为由于Cp的关系Vin不能立即变化。R6两端电压的相对变化(-Cdv／dt)导致Cp以流过R6电流的形式放掉其积累的部分能量，这将导致反相器116变高并使G1变低。这样使得VHB下降沿期间高压侧开关T1一直断开。
在一种典型的自举结构中，二极管60直接与自举电容连接，从该电容中吸收功率。这意味着节点Vin总是高(总为VDD或FVDD)且其输出总是低。这样的输出在本应用中毫无用处。通过加入二极管D3和D4并在两二极管之间获得Vin，我们得到一个能依据VHB的电平而变低或变高的输出。
为使双重功能兼容，必须对典型的自举结构加以修改。自举二极管60的输入必须与G2相连而不是与VDD相连。如果输入始终为VDD，只要VHB变低Vin将为高，R6将通过驱动器116，与门108(图5)而导通，并且G1驱动器110，T1将关断。然而，当电路首次启动时，VHB为低。如果输入VDD一直保持为高且VHB开始变低，T1将不会开通而电路也不会启动。一个更有用的源为G2。该输入随VHB高而变高，随VHB低而变低。这允许电路加电，但VHB的下降沿仍然将通过应用Cp而检测到。自举二极管60，自举电容Cp和VDD就形成了辅助功率源。
来看图6B，它将解释第二个下降沿检测器的实现。FVDD(实际上等于VHB加上一常值电压)通过电阻R7送至晶体管T3的漏极。如上面的描述，T3的门极和漏极之间存在寄生电容Cp。T3的门极与pnp双极型晶体管BJT的基极相连。BJT的基极与发射极之间为一电阻R8并带有一并联的箝位二极管D5。FED2的输出从BJT的集电极获得并通过电阻R9接地。电压源VDD与BJT的发射极相连。
可以看出，晶体管T3门极电压为Vg，Vg等于VDD±0．7V(VBE)。当VHB下降时，Cp充电将促使BJT的基极电压变低从而使BJT开通使FED2的输出变高。这样，如前面实现的电路中，所需高压元件的固有寄生电容Cp将被用于解决它本身引起的问题。
图5的自适应性非交迭电路可以采用如图7所示的结构来实现。该电路的意图是确保G2(T2的门极)直到G1变低并经一定的延时后才变高。如上所述，由T3的状态强行控制G1，而现在T3的状态由自适应性非交迭电路114控制。振荡器产生一个输入脉冲波形ANOIN送至或非门122及反相器120。反相器120的输出送至或非门124。或非门124的输出经G2驱动器延时后送给门极G2及或非门122。或非门122的输出经过延时器128后作为或非门124的一个输入。或非门122的输出经电平转换器和G1驱动器延时后也送至门极G1。G1的输出因电压高不能直接引出。这就是为什么或非门124的输入在电平转换器和延时器128之前被引出以补偿因电平转换器和G1驱动器而引起的延时的原因。
在这种电路结构下，只有遇到下面两种情形：1)G1在一时间延时段内为低，2)从ANOIN来的输入为高，G2才能变高并开通T2。作为一添加的预防措施，可以引入下降沿检测器FED2的输出。FED2与或非门124的输出均送给或非门126。或非门126的输出作为或非门124的第三路输入。现在在G2变高之前还必须满足第三种情形--3)VHB没有下降沿。
上述同样的发明思路在如图8所示的锁存型电路中也可以实施。脉冲发生器134控制高压侧开关，它可以控制两开关T3a和T3b之一产生一输入至锁存器130的检测器132。门极1的驱动类似于图4中具有源极跟随器用于控制高压侧开关T1的驱动。下降沿检测器FED和上升沿检测器RED的输出送至ANO 114。
FED和RED如图12所示。晶体管T3的门极连接至pnp双极型晶体管BJT2的门极、电阻R12和VDD。BJT2的发射极也与R12相连并与双极型晶体管BJT3的基极相连。BJT2的集电极形成REDLS输出并通过电阻R13与地连接。BJT3的集电极形成FEDLS输出并通过电阻R14与地连接。VHB的上升沿可以开通BJT2同时阻断BJT1。所以，在上升沿期间REDLS有一高电平，而下降沿期间FEDLS有一高电平。
上升沿检测器也可以如图9所示来实现。VHB与npn晶体管BJT2的基极相连。Vx与BJT2的发射极相连。电阻R10和二极管D6并联连接在Vx和FVDD之间。上升沿检测器的输出REDout从BJT2的集电极取得。电阻R11接在REDout与FVDD之间。
正常情况下Vx比VHB高，因为Vx通过电阻R10与FVDD相连。当VHB正向增加(dVHB／dt为正)，Vx不能赶上VHB，因为Cp所需充电电流被R10限制。这导致Vx低于VHB，从而使BJT2开通将REDout拉低，这一点将被检测到。二极管D7用于在VHB负向过渡过程中为Vx放电。
翻过来，上升沿检测器可以通过改变下降沿检测器的结构来实现，如图6A所示。原则上，如果电阻R6’与FVDD相连而不是与VHB相连，如图中虚线所示，当VHB上升时，将发生与图9中同样的现象。反相器的输入通常为高，因为R6’被拉向FVDD的电压。从而电阻上无压降，也就没有电流流过。当VHB上升时，FVDD也将上升。Vin因寄生电容Cp而无法跟随FVDD，这将在电阻R6上产生压降从而在反相器116的输入端产生电流。
回过来看图8，在先有技术的锁存型电路中采用硬逻辑信号，这意味着在硬开关期间dVHB／dt可能高。这将有可能损坏刚导通的元件。使VHB跟随Vx(通过源极跟随器T6和反相驱动器116)可以产生软开通，因为Vx通过Cp限制。有些先有技术装置为获得软开通采用外部解决方法。然而这种外部解决方案也存在问题，因为它必须与功率元件相匹配。这里，通过设计芯片的参数限制dVHB／dt，因此dVHB／dt与外部所用元件无关。
正如可以看出的，通过利用已有开关桥电路的固有电容，提供从控制输入至输出的无增益的前馈环，本发明能够实现上述的目标。
在对首选的实例描述后，显然地在不背离发明的范围和精髓(在附加的权利要求书中定义得更加清楚)的前提下可以对电路作各种改变。
例如，图中所示的并详细描述过的MOSFET和BJT。很清楚，在不背离发明的范围的前提下在该行中具有普通技巧的人就能够用类似的开关电路代替这些电路。
在图中，电阻R4、R5和R7被赋予了不同的标号，但对一个在该行中有技巧的人来说很显然可以用一个电阻而不是三个。
低压侧开关T2图示为MOSFET。一个在该行中有技巧的人将认识到同样的发明思路在一个降压变流器中低压侧开关T2为二极管时也可以应用。这种情形下，二极管可以看作由电压决定的开关，当施加正向电压时导通而当施加反向电压时关断。

Claims (11)

1、带电路输出的开关桥电路，所说的开关桥包含：
一个控制器(100)；
至少一个第一(T1)和第二开关(T2)；
一低压至高压接口(T3)，接口有一接口输出(Vx)；
此处所说的控制器(100)比较接口输出(Vx)和电路输出(VHB)并基于上述比较结果区分开关桥电路的硬开关过程和软开关过程，并且所说的控制器可根据上述比较选择性地保持所说的第一开关导通或断开。
2、权利要求1中的开关桥，此处：
所说的低压至高压接口有固有电容(Cp)；
所说的接口输出从所说的固有电容(Cp)取出。
3、权利要求2中的开关桥，其进一步包括：
为控制固有电容两端电压上升、下降时间的一个第三开关(MP)。
4、权利要求1中的开关桥，进一步包含用于开通第一开关的驱动器(INV1，INV2，T6，T7)，所说的驱动器用作电压跟随器，借此所说的第一开关的输入电压跟随接口输出电压。
5、权利要求4中的开关桥，其所说的第一开关由与所说的低压至高压接口相连的锁存器进一步控制。
6、权利要求1中的开关桥，当所说的接口输出大于所说的电路输出时，所说的控制器维持接口输出比电路输出大。
7、权利要求1中的开关桥，其进一步包括：
一带固有电容(Cp)的辅助功率源(60，自举电容，VDD)，所说的固有电容通过阻抗(R6)与电路输出连接；
所说的固有电容(Cp)进一步与所说第一开关的一路输入(116)相连；
此处如果所说的电路输出的值经历一过渡过程，所说的固有电容(Cp)影响所说第一开关的状态从而标明过渡过程。
8、权利要求7中的开关桥，其中所说第二开关的一输入端(G2)控制所说的辅助功率源。
9、权利要求1中的开关桥，其中：
所说的低压至高压的接口有固有电容(Cp)；
所说的固有电容与第三开关(BJT)的一个输入相连；
其中所说的第三开关(BJT)基于固有电容(Cp)动作并响应电路输出的过渡过程而被激活。
10、权利要求1中的开关桥，其进一步包含至少一个与所说电路输出相连的一个第三开关(BJT2)，其中：
所说的低压至高压的接口具有固定电容(Cp)；
所说第三开关(BJT2)进而与接口输出连接；
接口输出进而与功率源(VDD)相连；
其中第三开关(BJT2)基于固有电容(Cp)动作并响应电路输出的过渡过程而被激活。
11、一个使用权利要求1中的开关桥的电子镇流器。
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