CN1289165A - 整流调节器 - Google Patents

Abstract

本发明车用整流调节器由移相式桥可控整流器I将由磁电机输入的较高交流电压变换为一较小范围的较低直流电压后再供给一种限输入电流的开关式DC－DC变换器即可变阻抗变换与调节器Ⅱ中的开关式DC－DC变换器进行电压电流变换与调节后输出。本发明输出电流能力可成倍于由磁电机输入的最大电流;本发明采用的移相式可控整流器使磁电机线圈中无短路电流内耗发热;本发明采用了多种保护措施,因此工作稳定可靠。

Description

整流调节器

本发明涉及一种AC-DC变换器，特别适用于作车用整流调节器。

现有的适用于永磁式交流发电机(又称磁电机，主要配套在机动车用发动机上)的整流调节器采用的是桥式整流器并联斩波式调节器电路，图1所示的是一典型的现有的车用单相整流调节器电路。其工作过程为：磁电机输出的交流电压经二极管D1、D2、D3、D4组成的桥式整流电路整流后输出脉动直流电压，此电压经R4、R7组成分压电路，稳压二极管D9、PNP型三极管Q1的基极与发射极串联(D9阳极接Q1的基极)后并联在R7上检测R7上的电压，当R7上的电压大于D9的稳压值与Q1射基间的导通电压之和时(此刻蓄电池的端电压约为14．8V)，Q1的集电极反偏输出一高电平经R5、R2及R6、R3限流后触发SCR1、SCR2轮流导通，对磁电机输出的交流电压进行斩波(对磁电机而言是短路)，从而达到限制输出电压即稳压的目的。与R7并联的电容C2起频率补偿作用。下面结合附图对图1电路作一简单分析。

图3是图1电路中磁电机在一较低转速下线圈电压绝对值的电压波形。

图4是图3电压波形经斩波后的蓄电池端电压Ua波形，此时图1电路中负载RX1a功率较小。

图5是与图4相对应的磁电机线圈中的绝对值电流Ia波形。

图6是图3电压波形经斩波后的蓄电池端电压Ub波形，此时图1电路中负载RX1b功率较大。

图7是与图6相对应的磁电机线圈中的绝对值电流Ib波形。

图8是图1电路中负载功率大到一临界RX1c刚好蓄电池端电压不足以使可控硅导通斩波的电压Uc波形，此时磁电机线圈中电压绝对值的波形仍如图3。

图9是与图8相对应的磁电机线圈中的绝对值电流Ic波形。

应当说明，负载功率RX1c＞RX1b＞RX1a。

为了便于分析，下面设图中的u1、u1＇(蓄电池端电压在图4，图6，图8图11，图13，图15中的静置值，即在这一瞬间蓄电池既不被充电也不被放电)为定值，u2、u2＇为14．8V，一般的u2比u1高0．3V-0．5V。令S1为曲线abcd对t轴的投影面积，S2为曲线a₁b₁c₁d₁对t轴的投影面积，S3为曲线a₂b₂c₂d₂对t轴的投影面积，则有S3＞S2＞S1，所以蓄电池端电压的平均值 $\stackrel{\‾}{\mathrm{Uc}}>\stackrel{\‾}{\mathrm{Ub}}>\stackrel{\‾}{\mathrm{Ua}}$ 。

图10是图1电路中磁电机在一较高转速下线圈电压绝对值的电压波形。

图11是图10电压波形经斩波后的蓄电池端电压Ua＇波形，此时图1电路中负载RX1a＇功率较小。[图10～图16中标注均加(＇)以区分相应的左图]

图12是与图11相对应的磁电机线圈中的绝对值电流Ia＇波形。

图13是图10电压波形经斩波后的蓄电池端电压Ub′波形，此时图1电路中负载RX1b＇功率较大。

图14是与图13相对应的磁电机线圈中的绝对值电流Ib＇波形。

图15是图1电路中负载功率再大到一临界RX1c＇刚好蓄电池端电压不足以使可控硅导通斩波的电压Uc＇波形，此时磁电机线圈中电压绝对值的波形仍如图10。

图16是与图15相对应的磁电机线圈中的绝对值电流Ic＇波形。

应当说明，负载功率RX1c＇＞RX1b′＞RX1a＇，RX1c＇＞RX1c。

同样的可以知道蓄电池端电压的平均值 $\stackrel{\‾}{\mathrm{Uc}\text{'}}>\stackrel{\‾}{\mathrm{Ub}\text{'}}>\stackrel{\‾}{\mathrm{Ua}\text{'}}$ 。

同时也可以知道磁电机线圈中的绝对值电流的平均值 $\stackrel{\‾}{\mathrm{Ia}\text{'}}>\stackrel{\‾}{\mathrm{Ia}},\stackrel{\‾}{\mathrm{Ib}\text{'}}>\stackrel{\‾}{\mathrm{Ib}},$ $\stackrel{\‾}{\mathrm{Ic}\text{'}}>\stackrel{\‾}{\mathrm{Ic}}$

通过上述分析，如图1所示的整流调节器电路存在以下不足：

1．效率低，使磁电机内耗大：磁电机线圈中只有斩波短路前较小电流对外输出，斩波短路后线圈中较大的电流使线圈内部发热严重，虽然有线圈的感抗作用，但在很宽的磁电机转速范围内，都有随磁电机转速升高而线圈电流增大、发热增加的情况存在，且磁电机线圈电流与带负载与否关系不大，这对线圈的绝缘寿命非常不利；同时，斩波短路后线圈中较大的电流也消耗发动机的机械能，而机械能又是燃烧燃油获得的，因此这种整流调节器又使发动机的燃油经济性降低。

2．电压稳定度较低：由于采用的是斩波稳压，因此稳定电压平均值随负载及磁电机转速时常变化，只能在u1至14．8V之间，难以有一确定值；若在某种情况下保险丝FUSE熔断，则整流调节器输出电压将变低。

3．电流输出小：正常情况下磁电机线圈中只有斩波短路前较小电流对外输出，而斩波短路后线圈中较大的电流都消耗在线圈内部；而且由于采用斩波稳压，因此磁电机设计的等效内阻(阻抗+感抗)比较大，这也影响了磁电机的电流输出。

4．元件承受电流大，易老化失效。

类似的三相斩波型整流调节工作原理，工作过程都与图1一样，这里就不再分析。

还有一种现有的整流调节器见于中国专利ZL93239056．0，该专利提出了一种车用三相交流硅可控整流永磁发电机，图2是该专利中整流调节器的单相电路形式，在图2中，考虑了实际情况而加入了开关K2及保险丝FUSE。其工作过程为：D5、D6、D7、D8给电压比较器IC1A提供工作电压，电压比较器IC1A的同相输入端3脚由稳压管D11提供基准电压，蓄电池端电压由R10、R11组成分压电路并将R11上电压加至电压比较器IC1A的反相输入端2脚，当电压比较器IC1A的2脚电压低于3脚时，电压比较器IC1A的1脚输出高电平，通过二极管D10加至可控硅SCR3、SCR4的触发极，可控硅SCR3、SCR4在正向电压及触发电流下导通，使磁电机向蓄电池及负载输出电流，蓄电池端电压上升，R11上(IC1A的2脚)电压同步上升；当电压比较器IC1A的2脚电压高于3脚时，电压比较器IC1A的1脚输出低电平，可控硅SCR3、SCR4无触发电流，可控硅SCR3、SCR4在电流过零时自行关断，在负载及蓄电池内部消耗下，蓄电池端电压下降；R11上电压低于D11上的参考电压时，可控硅再次导通…如此反复，使蓄电池端电压稳定在一定范围内。图2电路有多种工作模式，下面结合附图进一步分析。

图17是图2电路中磁电机在某一转速下线圈电压绝对值的电压波形。

图18是图2整流调节器在间歇全导通时蓄电池端电压波形图。所谓间歇全导通即可控硅在磁电机交流电压输出的几个半波周期内才导通一次，并且该次导通在磁电机交流电压的某一半波的绝对值大于设定电压u4{u4=[(R10+R11)／R11]×V_D11，V_D11为D11的稳压值)时间全部导通。

图19是图18相对应的磁电机线圈中的绝对值电流波形。

图20是图2整流调节器在间歇半导通时蓄电池端电压波形图。所谓间歇半导通即可控硅在磁电机交流电压输出的n个半波周期内才导通m次，且m＜n，在m次导通中既有在磁电机交流电压的某一半波的绝对值大于u4时间全部导通，也有在磁电机交流电压的某一半波的绝对值大于u4时间部分导通即有移相延时。

图21是图20相对应的磁电机线圈中的绝对值电流波形。

图22是图2整流调节器在连续全导通时蓄电池端电压波形图。

图23是图22相对应的磁电机线圈中的绝对值电流波形图。

图24是图2整流调节器在连续移相(控制角为α)导通时蓄电池端电压波形图。

图25是图24相对应的磁电机线圈中的绝对值电流波形图。

通过上述分析，如图2所示的整流调节器电路虽然克服了图1电路存在的效率低、内耗大的不足，但仍有以下不足：

1)电压稳定度低：图2整流调节器电路中，蓄电池端电压低于设定电压时，可控硅即得触发电流而导通，而可控硅一旦导通后，只有在电流过零后才能关断，这种整流调节器只能控制蓄电池端电压的最低值，而对蓄电池端电压的最高值毫无限制作用，只能依靠磁电机、蓄电池及负载三者对蓄电池端电压的最高值进行平衡。因此，在一般情况下，图2整流调节器电路的输出电压稳定度比图1整流调节器电路还要低。

2)可靠性低：若在某种情况下保险丝FUSE熔断，而这时仍有负载接于整流调节器后，在这种情况下，图2整流调节器将处于连续全导通模式下，磁电机的输出电流将全部加至负载上，在磁电机输出电流较大的情况下，负载将极易烧毁。

对于中国专利ZL93239056．0车用三相硅可控整流永磁发电机中包括的三相硅可控整流器工作原理，工作过程与图2一样，这里就不再分析。

本发明针对以上问题，目的是设计一种高效的AC-DC变换器，它具有很高的输出电压稳定性、可靠性，与磁电机接合工作有很高的系统效率，能增加系统电流输出能力，特别适用于作车用整流调节器。

由于开关式DC-DC变换器是一种高效的DC-DC变换器，因此本发明的实施方案采用了整流装置加上开关式DC-DC变换器构成。一般的，如作为机动车磁电机配用的整流调节器必须适应交流电压在13V-120V(12V直流供电系统中)甚至更高的交流电压下可靠的工作，具有过热、开关管过流等完善的保护措施，体积要比较小，能工作在各种环境下。

在本发明中，考虑到实际应用的开关式DC-DC变换器适应的输入电压高低比(一般小于3)达不到车用磁电机的输出交流电压范围那么宽(交流电压与磁电机的转速成正比，最高电压与最低电压可相差10倍以上)；因此，磁电机①的输出交流电压先由移相式桥可控整流器I移相整流至一较小范围的较低的直流电压(电压范围高低之比小于3)，此电压再经可变阻抗变换与调节器II(一种特殊控制方式的开关式DC-DC变换器)变换调节后输出至负载②。

本发明的实施方案框图如图26所示(ZT)框内部分：由第一部分移相式桥可控整流器I和第二部分可变阻抗变换与调节器II两部分构成。移相式桥可控整流器I包括可控硅半控整流桥III、移相与触发电路IIIa、电压比较器IIIb、启动电路V；可变阻抗变换与调节器II包括开关式DC-DC变换器IV、启动电路Va、电流控制基准VIa、(输入或输出)电流检测器VIb、输入电流控制器VI、内含锯齿波振荡器的脉冲宽度调制器VII、开关功率管电流同步分离取样电路VIIIa、开关功率管限流电路VIII、输出电压比较器IX、可变最大脉宽限制电路X、温度检测器XIa及限温电路XI，电流控制基准VIa、(输入或输出)电流检测器VIb、输入电流控制器VI共同构成一个输入电流控制环路。

本发明的基本工作过程是这样的：磁电机的输出交流电压U_AC(有效值电压)送入移相式桥可控整流器I的可控硅半控整流桥III、启动电路V，当U_AC的峰值大于启动电路V的启动电压U_S1时，启动电路V即令电压比较器IIIb启动工作；电压比较器IIIb检测可控硅半控整流桥III的输出电压Ui并于设定的电压Us(Us为后述Us＇的2～3倍)比较，当Ui＜Us时，电压比较器IIIb即改变输出控制电压Vo使移相与触发电路IIIa延时减小即控制角减小，从而增加导通角使Ui上升，当Ui＞Us时，电压比较器IIIb即改变输出控制电压Vo使移相与触发电路IIIa延时增大即控制角增大，从而减小导通角使Ui下降，这样使可控硅半控整流桥III的输出电压Ui稳定在设定电压Us上。移相式桥可控整流器I输出直流电压Ui至可变阻抗变换与调节器II中的开关式DC-DC变换器IV与启动电路Va；开关式DC-DC变换器IV由内含锯齿波振荡器的脉冲宽度调制器VII驱动；当输入电压Ui在启动电路Va的启动电压U_S2以上时，启动电路Va即启动脉冲宽度调制器VII包括内含的锯齿波振荡器、电流控制基准VIa、可变最大脉宽限制电路X及输出电压比较器IX工作；输出电压比较器IX检测开关式DC-DC变换器IV的输出电压Uo并与设定的电压Us＇比较，当Uo＜Us＇时输出电压比较器IX改变输出控制电压V₃使脉冲宽度调制器VII输出脉宽增加、当Uo＞Us＇时输出电压比较器IX改变输出控制电压V₃使脉冲宽度调制器VII输出脉宽减小，V₃经脉冲宽度调制器VII调制后驱动开关式DC-DC变换器IV增加或减小输出电压，使输出电压Uo稳定在设定电压Us＇上；电流控制基准VIa产生一个输入电流Ii到达设定的最大值Ii_MAX(Ii_MAX略小于磁电机的最大输出电流I_CDJM)的基准电压V₁、(输出或输入)电流检测器VIb检测开关式DC-DC变换器IV的输入电流Ii或输出电流Io并输出检测信号V₂、上述电压及电流检测信号送入输入电流控制器VI，当V₁＞V₂时、输入电流控制器VI不向脉冲宽度调制器VII输出减小脉宽信号V₄，当V₁＜V₂时、输入电流控制器VI向脉冲宽度调制器VII输出减小脉宽信号V₄，此信号V₄经脉冲宽度调制器VII调制后驱动开关式DC-DC变换器IV减小输出电流至V₁＞V₂，如此反复使V₁≥V₂即输入电流Ii总是小于或等于Ii_MAX；脉冲宽度调制器VII同时受可变最大脉宽限制电路X控制，当输入电压Ui增大时，可变最大脉宽限制电路X改变输出控制电压V₅使脉冲宽度调制器VII减小最大输出脉宽(仍然满足输出电压的要求)；脉冲宽度调制器VII还受限温电路XI控制，温度检测器XIa检测整个整流调节器组件(ZT)的工作温度并向限温电路XI输出检测信号V₆，当(ZT)的工作温度达到限定的工作温度时，限温电路XI输出控制电压V₇使脉冲宽度调制器VII减小输出脉宽，使整流调节器组件(ZT)减小输出电流以减少组件(ZT)的发热量，降低组件(ZT)的温度，使组件的温度不大于设定的温度；脉冲宽度调制器VII还受开关功率管限流电路VIII控制，开关功率管的导通电流经开关功率管电流同步分离取样电路VIIIa分离取样后输出反应开关功率管电流的电压信号V₈，V₈送入开关管限流电路VIII并与限定开关功率管电流的电压信号V₈＇比较，当任一时刻V₈＜V₈＇时，开关管限流电路VIII不输出减小输出脉宽的控制电压V₉，当某一时刻V₈＞V₈＇时，开关管限流电路VIII输出减小输出脉宽的控制电压V₉，使脉冲宽度调制器VII减小输出脉宽，从而减小开关功率管上的电流，保证了开关功率管的安全工作；开关功率管电流同步分离取样电路VIIIa是在开关功率管每次刚刚完全导通与关断信号到来时的时间段内产生一个同步分离取样信号电压，此信号电压通过导向二极管经导通的开关功率管限压即取出了开关功率管的导通压降，从而间接取出了流经开关功率管上的电流。

这里说明一下，由于上述各部分电路均处于一个动态平衡过程中，因此各种比较状态都没有也不必考虑稳态的比较状态如V₁=V₂等等。

由上面对本发明的简述可知：本发明的输出电压精度取决于输出电压比较器IX的精度，如采用TL431、LM431等高精度的基准电压源与电压比较器，则输出电压精度可以控制在±1％之内；由于开关式DC-DC变换器相当于一变压器又称阻抗变换器，因此，本发明采用的限输入电流和限输入电压范围的开关变换器称之为可变阻抗变换与调节器，输出电流能力成倍(为输入电压Ui与输出电压Uo之比)于最大输入电流即磁电机的最大输出电流，同时还能保证在较低交流电压输入(相应的，磁电机及发动机都处于较低转速下如怠速时)时的整流器调节器的直流电压(电流)输出；本发明采用了移相式可控整流器作为整流装置，所以整流元件及磁电机线圈所受冲击电流较小，磁电机线圈中电流内耗发热也较小；本发明采用了多种保护措施，因此工作稳定可靠。

本发明的特点、优点、工作过程从下面结合附图对各实施例的说明将会更加清楚。

图27是本发明中第二部分可变阻抗变换与调节器II的第一实施电路图。

图27a是本发明中第二部分可变阻抗变换与调节器II的第二实施电路图。

图27b是本发明中第二部分可变阻抗变换与调节器II的第三实施电路图。

图27c是本发明中第二部分可变阻抗变换与调节器II的第四实施电路图。

图27d是本发明中第二部分可变阻抗变换与调节器II的第五实施电路图。

图28是本发明中第二部分可变阻抗变换与调节器II中的PWM集成电路IC2中PWM调制器的输入电压波形图。

图28a是本发明中第二部分可变阻抗变换与调节器II中的PWM集成电路IC2d中PWM调制器的输入电压波形图。

图29是与图28对应的PWM集成电路IC2中PWM调制器的最大脉宽输出电压波形图。

图30是与图28对应的PWM集成电路IC2中PWM调制器的实际脉宽输出电压波形图。

图30a是与图28a对应的PWM集成电路IC2d中PWM调制器的实际脉宽输出电压波形图。

图31是本发明中第二部分可变阻抗变换与调节器II第一、第三、第四、第五实施电路中D27阴极(电极K)上的电压(即PWM集成电路IC2、IC2d的输出驱动电压)波形图。

图32是与图31对应的Q11栅极上的电压[即D31阴极(电极K)上的开关功率管Q11的电流同步分离信号电压]波形图。

图33是与图32对应的Q11漏极电压波形图。

图34是与图31及图32对应的D32阳极上的电压(即开关功率管Q11的电流同步分离取样电压)波形图。

图31a是本发明中第二部分可变阻抗变换与调节器II第二实施电路中D34阴极上的电压(即PWM集成电路IC2的输出经L2变换后的输出驱动电压)波形图。

图32a是与图31a对应的D31a阴极上的电压(即开关功率管Q11a的电流同步分离信号电压)波形图。

图33a是与图31a对应的Q11a集电极电压波形图。

图34a是与图31a及图32a对应的D32阳极上的电压(即开关功率管Q11a的电流同步分离取样电压)波形图。

图35是本发明中第一部分移相式桥可控整流器I的第一实施电路图。

图35a是本发明中第一部分移相式桥可控整流器I的第二实施电路图。

图35b是本发明中第一部分移相式桥可控整流器I的第三实施电路图。

图35c是本发明中第一部分移相式桥可控整流器I的第四实施电路图。

图36是图35、图35a及图35b中单相磁电机某一输出电压U_AC的负向绝对值电压U_ac波形图。

图37是图36对应的经移相可控整流的C3上(即整流输出)电压波形图。

图38是图37对应的图35电路移相可控整流时(接D20时)的C4两端电压波形图。

图38a是图37对应的图35电路移相可控整流时(接D20＇或D20″时)的C4两端电压波形图。

图39是图37对应的图35a电路移相可控整流时的C4a、C5a两端电压波形图。

图40是图35c中三相磁电机的交流输出电压波形图。

图41是图35c对应图40交流电压波形的每一相相对Vcc的电压波形图。

图42是图41对应的图35c电路移相可控整流的电压波形图。

应当说明的是：图27、图27a、图27b、图27c、图27d中的JP1-B与图35、图35a、图35b、图35c中的JP1-A均为对插的一对插头，通过JP1-A与JP1-B的对插把移相式桥可控整流器I与可变阻抗变换与调节器II连接成一个整体即整流调节器(ZT)。因此，通过以上组合，本发明共有5×4=20个

实施例。

参见图27的本发明中第二部分可变阻抗变换与调节器II的第一实施电路。此电路包括：一个由N沟道增强型MOS场效应开关功率管Q11(内置反向二极管)、连接在Q11的栅极与地之间的泄放电阻R29和保护稳压二极管D29、储能滤波线圈L3、续流二极管D24及滤波电容C11组成的开关式DC-DC变换器IV；一个由PNP型三极管Q2、稳压二极管D26及限流电阻R37组成的启动电路Va；一个由分压电阻R28和R34，高频纹波滤波电容C14，电压比较器IC1，IC1的限流电阻R19，电压移位耦合PNP型三极管Q4及Q4发射极的限流电阻R36组成的输出电压比较器IX；一个由分压电阻R44、R47及控制电阻R50组成的可变最大脉宽限制电路X；一个由取样电阻R55、限流电阻R35及滤波电容C11组成的输出电流检测器VIb；一个由分压电阻R53和R54、电压补偿二极管D28，负反馈电阻R26及电流---电压转换电阻R43组成的电流控制基准VIa；一个由稳压二极管D31、限流电阻R48、导向二极管D32及下拉电阻R40组成的开关功率管电流同步分离取样电路VIIIa；一个由分压电阻R51和R52与NPN型三极管Q3组成的开关管限流电路VIII；一个PWM集成电路IC2[至少具有以下功能端：+V1与-V1分别为内置的第一个电压比较器A1同相与反相输入端；+V2与-V2分别为内置的第二个电压比较器A2同相与反相输入端；正电源电压输入端VCC；接地端GND；第一个电压比较器A1与第二个电压比较器A2的共用输出端同时也是PWM调制器的等效反相输入端COMP(不管PWM调制器至输出晶体管之间的逻辑关系如何，只要COMP端电位越高PWM调制器的输出晶体管输出脉宽越窄，则称COMP端为等效反相输入端；以下关于PWM调制器的输入与晶体管的输出关系均不考虑PWM调制器至输出晶体管之间的逻辑关系而只考虑结果)；死区时间控制端DTC，加在DTC端的控制电压越高，PWM调制器的最大输出脉宽越窄即死区时间越长；RT端是锯齿波振荡器的外接对地的电阻端；CT端是锯齿波振荡器的外接对地的电容端同时也是PWM调制器的等效同相输入端；C1与E1为内置的脉宽调制器第一个输出晶体管T1的集电极与发射极；C2与E2为内置的脉宽调制器第二个输出晶体管T2的集电极与发射极；VREF为参考电压输出端；OC为输出控制端，接VREF端时两个输出晶体管为间隔180°输出，接GND端时两个输出晶体管为同时输出。IC2为TL494、TL495或包含相同功能端的类似集成电路或电路，IC2内置的PWM调制器输入输出关系见图28、图29、图30]，IC2内置的一个脉冲宽度调制器VII(包含一个锯齿波振荡器)；一个由限流电阻R45与二极管D30组成的温度检测器XIa；一个由分压电阻R46与R8，IC2内置的第二个电压比较器A2组成的限温电路XI；IC2内置的第一个电压比较器A1为输入电流控制器VI；PWM集成电路IC2的外围元件包括一个限制VCC电流的电阻R27，一个平滑VCC电压的滤波电容C9，一个锯齿波振荡器的外接对地电容C12，一个锯齿波振荡器的外接对地电阻R39，一个输出二极管D27，一个放电PNP型三极管Q9，Q9的下拉电阻R41，一个驱动限流电阻R42，一个电压移位电容C7用于连接Q11栅极与R42。

下面对图27电路作一详细的说明。

开关式DC-DC变换器IV为-Buck变换器，其输出电压Uo[为JP1的3脚(Vcc)与2脚(Vss)间电压]与输入电压Ui[为JPl的3脚(Vcc)与1脚(GND)间电压]的关系为Uo=η₁×q×Ui，输出电流Io与输入电流Ii的关系为Io=η₂×Ii／q，输出功率Po=Uo×Io=η×Ui×Ii，其中q为导通比，η为开关式变换器的效率，η、η₁、η₂均为不大于1的正数，η₁≈η₂，η₁×η₂=η。启动电路Va的启动电压U_S2为D26的稳压值加上Q2的射基间压降(假定为0．6V)为U_S2=15+0．6=15．6V，当Ui＞15．6V时，启动电路Va即启动脉冲宽度调制器VII(包括内含的锯齿波振荡器)、电流控制基准VIa、可变最大脉宽限制电路X及输出电压比较器IX工作。电压比较器IX的比较元件IC1为TL431、LM431等高精度的集成基准电压源，1脚为基准电压端，集成电路内部固定为对2脚2．5V；因此该电压比较器IX的设定电压为Us′=[(R28+R34)／R34]×2．5，由于Q2处于深度饱和导通时的发射极--集电极压降仅为几十毫伏且变化较小，因此，为了分析方便，可以认为电压比较器IX的比较电压输入就是输出电压Uo；当Uo＞Us＇时，IC1的3脚电位降低，Q4的基极与发射极电位下降，Q4的集电极电流增大，PWM集成电路IC2的COMP端电位提高，参见图28、图30，脉冲宽度调制器VII由输出晶体管T1、T2输出的脉宽变窄，导通比q变小，Uo下降；当Uo＜Us＇时，IC1的3脚电位提高，Q4的基极与发射极电位提高，Q4的集电极电流减小，PWM集成电路IC2的COMP端电位降低，参见图28、图30，脉冲宽度调制器VII由输出晶体管T1、T2输出的脉宽变宽，导通比q变大，Uo上升；如此反复，使Uo=Us＇。由Ui×Ii=η×Uo×Io得Io=(Ui／Uo)×Ii(假设开关式变换器的效率是1)，因此，若限定的输入电流最大值Ii_MAX为一定值，则Io_max随Ui／Uo而变化，又因为Uo为一定值，因此电流控制基准VIa产生的基准电压V₁(R43两端的电压)为一正比于Ui的电压，且 $V_1=\frac{{\mathrm{Uili}}_{\mathrm{MAX}}}{\mathrm{Uo}}\•R55,$ 因此，在图27中，各电阻值与V₁的关系为 $V_1=\frac{\mathrm{Ui}\•R54\•R43}{(R53+R54)\•R26}=\frac{{\mathrm{Uili}}_{\mathrm{MAX}}}{\mathrm{Uo}}\•R55$ (D28的压降引起的最大误差仅0．6／16=3．75％，故暂时忽略)。V₁与电流取样电阻R55上的压降V₂=Io×R55由输入电流控制器VI即IC2内置的第一个电压比较器A1进行比较，V₁进A1的+V1，V2进A1的-V1，V₁＞V₂时，A1的+V1输入端电位低于-V1输入端，A1输出端为低电位，脉冲宽度调制器VII维持现有脉宽输出；V₁＜V₂时，A1输出端为高电位，驱动IC2的COMP端电位上升，脉冲宽度调制器VII减小脉宽输出从而减小输出电流与输入电流；如此反复，使Ii≤Ii_MAX＜I_CDJM。设置输入电流控制器的目的是使整流调节器(ZT)的电流输出增加的目的能够实现，因为只有Ii≤Ii_MAX＜I_CDJM，Io=η×Ii×Ui／Uo才能实现。可变最大脉宽限制电路X的工作过程是这样的：由R47与R44组成的分压电路的初使分压值为V_5初使=5×[R44／(R47+R44)]伏(IC2的VREF输出电压为5V)，此电压即PWM集成电路IC2的DTC端最低电压，因此R47与R44限定了IC2中PWM调制器的绝对最大脉宽输出；DTC端同时连接一控制电阻R50由D26的阳极引入可变电压，因此DTC端实时电压为 $V_5=\frac{R44R47\mathrm{Ui}-15.6R44R47+5R44R50}{R44R47+R44R50+R47R50},$ 其中15．6是启动电路Va的启动电压U_S2的值，且Ui＞15．6V；合理的选用R44、R47及R50的值，使得每一Ui下对应的 $V_5=V_5{\text{'}}_{-0.2}^{-0.1}V,$ 其中V₅＇是使得q=Ui／(η₁×Uo)的对应的DTC电压值。设置可变最大脉宽限制电路X的目的是限制开关功率管上的最大瞬时(峰值)电流，若不设置可变最大脉宽限制电路X，则由于IC2的COMP端电压的不稳定(带有交流成分的直流电压)，PWM调制器经常性间歇的输出最大脉宽：如某输入电压下的的稳态导通比 q=0．5，不设置可变最大脉宽限制电路X时，若q_MAX=0．8，而设置可变最大脉宽限制电路X时q_MAX＇=O．55，根据储能滤波电感线圈中电流随导通时间近似于线性增加的关系，此电流也同时流经开关功率管，则最大导通比为0．55时的开关功率管上的最大瞬时电流要比最大导通比为0．8时的开关功率管上的最大瞬时电流要小许多，开关功率管(Q11)上的损耗约为电流的平方倍，因此减小最大瞬时电流更多的作用是减小开关功率管上的损耗，降低开关功率管上的发热量，使开关功率管乃至整个器件工作更为稳定可靠。温度检测器XIa的温度检测原理是利用二极管D30的导通压降的负温度系数，二极管D30检测的是整个组件(ZT)的温度，当组件温度上升到限定的温度时，D30的导通压降V₆(A2的反相端-V2的电压)刚刚略大于R46与R8的分压值(A2的同相端+V2的电压)V₆＇=(VREF×R8)／(R8+R46)时，IC2内置的第二个电压比较器A2即输出高电位，脉冲宽度调制器VII减小脉宽输出从而减小输出电流与输入电流，开关功率管上的损耗随之下降，从而组件(ZT)的温度下降，保护了组件内元件(尤其是不耐热的电解电容器)长期可靠的工作。开关功率管电流同步分离取样电路VIIIa由D31取得电流同步分离取样信号电压，对图27中的MOS场效应开关功率管Q11，取样的原理是借助了MOS场效应开关功率管栅漏两极之间等效电容的密勒效应，如图32，Q11的栅极驱动电压在上升到5V左右出现了一小段约0．15μs宽的平台，这段时间是MOS场效应开关功率管Q11的导通时间，漏极电压迅速下降，在这之后栅极驱动电压便迅速上升，MOS场效应开关功率管Q11也进入了完全导通状态，这时D31已导通，D32亦已导通，因此R40上的电压V₈即为Q11的导通压降与D32的导通压降之和，由于Q11完全导通状态下漏源之间的电阻特性(完全导通电阻为R_on)，Q11的导通压降V_DS即反应了Q11的漏极电流I_D=V_DS／R_on；同样Q11的栅极驱动电压在下降到5V左右也出现了约0．1μs宽的一小段平台，这段时间是MOS场效应开关功率管Q11的关断时间，但D31在Q11栅极驱动电压下降到5V之前就已经截止了，D32同时失去了正向电压而截止，Q11的一个导通周期的电流取样结束。对Q11电流取样的结果如图34所示电压。这里需要说明一下，稳压二极管D31与电阻R48的位置是可以互换的。这种电流取样方式无须在MOS场效应开关功率管Q11的源极与地间串联大功率取样电阻，提高了效率与可靠性(尤其在大电流状态下)，若在其之后的电流比较器中设置温度补偿装置，以补偿MOS场效应开关功率管Q11导通电阻R_on的正温度系数或双极型晶体管的导通压降的负温度系数，则开关功率管电流同步分离取样电路VIIIa提供的取样电压将具有更加准确的参考性。开关功率管限流电路VIII中V₈由分压电阻R51和R52分压后用R52上的电压与三极管Q3的基射间导通压降约0．6V进行比较，若V₈经R51和R52分压后R52上的电压峰值大于0．6V，则Q3导通，相当于将D30短接，IC2内置的电压比较器A2立即向IC2的COMP端输出高电位，脉冲宽度调制器VII即减小脉宽输出从而减小了流经开关功率管上的电流。

图27a是与图27相似的本发明中第二部分可变阻抗变换与调节器II的第二实施电路。此电路与图27电路不同之处在于：开关式DC-DC变换器IV中的开关功率管为双极型晶体管即大功率NPN型三极管Q11a。相应的连接于Q11a基极的驱动电路包括：一个新增加的驱动电压变换器L2，L2的2脚与4脚接地、1脚连接D27的阴极接受PWM集成电路IC2的输出驱动电压、3脚输出Q11a所需的驱动电压，一个连接Q11a基极的限流电阻R29a，一个连接Q11a基极的加速电容C7a，一个连接电容C7a的限流电阻R42a。相应的还增加了一个Q11a集电极和地之间的反向保护二极管D33。相应的开关功率管电流同步分离取样电路VIIIa变化为：增加了一个一端连接于C7a与R42a的公共端另一端连接于D31a阴极的限流电阻R38，增加了一个导向二极管D34，D34阳极连接于D31a阴极，D34阴极连接在L2的3脚；电阻R42a与电容C7a同时作为开关功率管电流同步分离取样电路VIIIa的组成部分。应当指出，图27a电路中开关功率管电流同步分离取样电路VIIIa同样适用于MOS场效应功率管，只是元件取值及驱动电压稍有不同；对开关功率管电流同步分离取样电路VIIIa而言：C7a是使L2的3脚输出的驱动电压延时上升的一个延时电容，如用于对MOS场效应功率管的电路中，C7a即接地。相应的规格变化的元件均带后缀a表示如D31a。图27a中，开关功率管电流同步分离取样电路VIIIa由D31a和D34取得电流同步分离取样信号电压，如图32a所示的D31a阴极上的电压波形，取样的原理是当电容C7a上的电压上升至D31a的击穿电压时，大功率三极管Q11a已完全导通；当Q11a的关断信号(接近于GND的低电平)到来之时，由D34的导向作用，D31a迅速截止(而此时Q11a还处于关断过程中)，Q11a的一个导通周期的电流取样结束。对Q11a电流取样的结果如图34a所示电压。图27a电路其它未述及部分的工作原理及工作过程均与图27电路相同。

图27b是与图27相似的本发明中第二部分可变阻抗变换与调节器II的第三实施电路。此电路与图27电路不同之处在于：开关功率管电流同步分离取样电路VIIIa直接输出图34所示电压并经D32_-1电压移位后经R35b、C15b滤波后即代替图27中电流检测器VIb检测的电流信号V₂输出至IC2内置的第一个电压比较器A1(输入电流控制器VI)的+V1端，这样变化的目的一是A1的-V1端所接的电流控制基准VIa产生的基准电压V₁省去了作正比于Ui的变换，二是省去大功率取样电阻R55，提高了效率与可靠性；同时，电流控制基准VIa加入了与Q11热耦合并完全导通的小功率的MOS场效应管Q14b(导通电阻为R_onb)以补偿MOS场效应开关功率管Q11导通电阻R_on的正温度系数，Q14b的源极接地，栅极接有保护稳压二极管D28b，限流电阻R26b改接在VREF(5V)与Q14b的漏极间，取样电阻R43_-1、R43_-2组成分压电路接在Q14b的漏极与地之间，V₁为R43_-2上的电压。图27b中，V₁=Ii_MAX×R_on，各电阻值与V₁的关系为 $V_1=\frac{5\•R_{\mathrm{onb}}\•{R43}_{-2}}{(R26b+R_{\mathrm{onb}})\•({R43}_{-1}+{R43}_{-2})}={\mathrm{Ii}}_{\mathrm{MAX}}\×R_{\mathrm{on}}$ 图27b中相应的规格变化的元件均带后缀b表示。图27b中，R35b＞＞(R51b+R52b)、[(R43_-1)+(R43_-2)]＞＞R_onb。图27b电路中其它未述及部分的工作原理及工作过程均与图27电路相同。

图27c是与图27b相似的本发明中第二部分可变阻抗变换与调节器II的第四实施电路。此电路与图27b电路不同之处在于：开关功率管电流同步分离取样电路VIIIa及电流检测器VIb采用传统的方法即直接用一大功率电阻R55c连接在Q11的源极与地之间取出流经Q11电流的电压信号并经R35c、C15c滤波后输出检测的电流信号V₂至IC2内置的第一个电压比较器A1(输入电流控制器VI)的+V1端；相应的，电流控制基准VIa也简单的采用串联的电阻R53c与R54c组成的分压电路，R53c一端接VREF(5V)，R54c一端接地，V₁为R54c上的电压。图27c中， $V_1=\stackrel{\‾}{\mathrm{Ii}}\×R55c$ 只要按 $V_1=\frac{5\•R54c}{R53c+R54c}=\stackrel{-}{\mathrm{Ii}}\×R55c$ 选取各电阻值。图27c中，V₁进A1的-V1端。相应的规格变化的元件均带后缀c表示。图27c电路其它未述及部分的工作原理及工作过程均与图27b电路相同。

图27d是与图27c相似的本发明中第二部分可变阻抗变换与调节器II的第五实施电路。此电路与图27c电路不同之处在于：一个不同与IC2的PWM集成电路IC2d[至少具有以下功能端：+V1与-V1分别为内置的第一个电压比较器A1d同相与反相输入端；+V2与-V2分别为内置的第二个比较器又称电流比较器A2d同相与反相输入端；正电源电压输入端VCC；接地端GND；第一个电压比较器A1d与第二个比较器A2d的共用输出端同时也是PWM调制器的等效同相输入端；RT端是锯齿波振荡器的外接对地的电阻端；CT端是锯齿波振荡器的外接对地的电容端同时也是PWM调制器的等效反相输入端；C1与E1为内置的脉宽调制第一个输出晶体管T1d的集电极与发射极；C2与E2为内置的脉宽调制第二个输出晶体管T2d的集电极与发射极；VREF为参考电压输出端；SD为关断端，输入至内部的NPN三极管Q_SD的基极，Q_SD的集电极和发射极分别连接于COMP、GND。IC2d为SG1524、SG3524或包含相同功能端的类似集成电路或电路，IC2d内置的PWM调制器输入输出关系见图28a、图30a]；相应的在开关功率管限流电路VIII中省去了三极管Q3而由IC2d内置的连接于SD、COMP、GND间的三极管Q_SD代替，而R52d上的电压直接输入SD端；相应的输出电压比较器IX中的耦合元件变为光电耦合器IC3。由于IC2d无死区时间控制DTC端口，相应的增加了电阻R57、R58、D34、稳压管D35、NPN型三极管Q15，同时将启动电路Va的限流电阻R37分为R37_-1、R37_-2两个串联的电阻，并在R37_-1与地之间加入了电位补偿二极管D28d以补偿Q15的基射电压，这些元件构成了可变最大脉宽限制电路X。相应的规格变化的元件均带后缀d表示。由于IC2d的输入输出关系(COMP端电压越高，IC2d输出脉宽越宽)与IC2(COMP端电压越高，IC2输出脉宽越窄)恰好相反，因此，电流检测器V1b检测的输入电流信号V₂输出至IC2d内置的电流比较器A2d(输入电流控制器VI)的-V1端，电流控制基准VIa产生的电流控制基准信号V₁输出至A2d的+V1端；温度检测器XIa中D30的导通压降V₆加在IC2内置的第一个电压比较器A1d的同相端+V1，V₆′=(VREF×R8)／(R8+R46)加在A1d的反相端-V1；这样改变后，对于V₁与V₂、V₆与V₆′、Uo与Us′的比较结果与IC2d输出脉宽的变化方向即跟IC2完全一样。下面说明一下图27d中可变最大脉宽限制电路X的工作原理，根据IC2d的COMP端电压越高、IC2d输出脉宽越宽这一特性，要限制IC2d的输出最大脉宽只需要限制IC2d的COMP端的最高电压，在图27d中，Q15接成共射极放大电路，R58为负反馈电阻，R57为电流一电压转换电阻，D34的稳压值V_D34限制了IC2d的COMP端的最高电压，从而限制了IC2d绝对最大输出脉宽，IC2d的COMP端实时电压最大值V₅为 $V_5=5.6-V_{D34}-\frac{{R37}_{-1}\•R57(\mathrm{Ui}-15.6)}{R58({R37}_{-1}+{R37}_{-2})},$ 式中假设D28d、D35的导通压降及Q15基射压降均为0．6V且Ui＞15．6V，IC2d的COMP端拉电流远小于R58上电流；合理的选用R37_-1、R37_-2、R57、R58及D34的值，使得每一Ui下对应的 $V_5={V_5\′}_{+0.2}^{+0.3}V,$ 其中V₅′是使得q=Ui／(η₁×Uo)的对应的COMP电压值。图27d电路其它未述及部分的工作原理及工作过程均与图27c电路相同。

参见图35的本发明中第一部分移相式桥可控整流器I的第一实施电路。此电路包括：一个由二极管D13、D14、D15、D16，单向可控硅SCR5，滤波电容C3组成的带输出滤波电容的可控硅半控整流桥III；一个由PNP型三极管Q10、限流电阻R22、泄放电阻R25、稳压二极管D12、保持电容C10、限流电阻R24、二极管D19组成的启动电路V；一个由分压电阻R20、R21，反馈电阻R30、上拉电阻R17、下拉电阻R18、滤波电容C8、PNP型三极管Q8、稳压二极管D23组成的电压比较器IIIb；一个由电阻R14、R16，PNP型三极管Q5、Q6，二极管D18、稳压二极管D20、移相电容C4组成的移相与触发电路IIIa。图35电路是这样工作的：磁电机输出交流电压U_AC至可控硅半控整流桥III、移相与触发电路IIIa与启动电路V，实际的U_AC(在发动机的最低转速下，磁电机输出的U_AC通常都大于12V)都可使启动电路V启动(启动电压U_S1仅略大于Q10的射基压降与D19的导通电压之和)电压比较器IIIb工作，在可控硅半控整流桥III输出的直流电压Ui小于电压比较器IIIb设定的电压Us(Us等于Q8的射基压降与D23的稳压导通电压之和)时，电压比较器IIIb的输出控制电压Vo(即C8两端的电压)保持最大，Ui＞Us时，Vo降低；此控制电压Vo输入至移相与触发电路IIIa中，通过Q5、R14将Vo转化为电流I₁₄≈(Vo-0．6)／R14并由Q5的集电极输出电流I₁₄；移相与触发电路IIIa通过SCR5的阴极取得移相同步信号、通过稳压二极管D20的阳极输出触发电流至SCR5的控制极(电极G)；当SCR5的阴极上的脉动直流电压在下降沿刚低于Vss的时刻，I₁₄即开始对电容C4充电，C4两端电压线性上升，当充电至τ时刻稳压二极管D20导通(导通电压为V_D20)，SCR5控制极得触发电流I₁₄同时导通，U_ac(如图36电压)即对C3充电，C3上的电压波形见图37；当稳压二极管D20的阴极上的脉动直流电压在上升沿刚高于Vss的时刻，Q6即导通，C4很快被放电至接近0V，为下一充电作好准备，C4上的电压波形见图38。可见，图35中移相与触发电路III的延时时间τ $\≈\frac{R14\•C4(V_{D20}+0.6)}{\mathrm{Vo}-0.6}+\frac{\arcsin \frac{\sqrt{2}\•\mathrm{Uo}}{2U_{\mathrm{AC}}}}{2\mathrm{\πf}},$ 其中，f为U_AC的频率(Hz)，

而且，延时时间τ越大，可控硅的导通角(导通时间)越小，可控硅半控整流桥III输出的直流电压Ui与U_ac之比越小；延时时间τ越小，可控硅的导通角(时间)越大，可控硅半控整流桥III输出的直流电压Ui与U_ac之比越大。因此，通过电压比较器IIIb控制Vo的大小，可令Ui稳定在Us左右。

图35a是与图35相似的本发明中第一部分移相式桥可控整流器I的第二实施电路。此电路与图35电路不同之处在于：有一个由R32、小功率微电流触发可控硅SCR6、稳压二极管D22组成的D20＇；有一个由R31、小功率NPN三极管Q13、PNP三极管Q7、稳压二极管D21组成的D20″；D20＇、D20″代替图35中D20与C4配合，可对SCR5形成脉冲触发电路，以触发更大容量可控硅；电阻R16由接Vss改为接GND，用D20＇、D20″代替D20时C4上的电压波形见图38a。

图35b是与图35相似的本发明中第一部分移相式桥可控整流器I的第三实施电路。此电路与图35电路不同之处在于：可控硅半控整流桥III由两个可控硅SCR5a、SCR6a代替D15、D16，不再用SCR5。相应的为SCR5a、SCR6a各配备一个移相与触发电路，就SCR5a的移相与触发电路和SCR5的移相与触发电路相比，相应的变化有：省去了放电三极管Q6、保护二极管D18、限流电阻R16，加入了一个Q5a的基极限流电阻R31a、一个与C4a并联的泄放电阻R31b；对应的SCR6a的移相与触发电路由电阻R15a、R32a、R32b，PNP型三极管Q6a，二极管D16a、稳压二极管D21a、移相电容C5a组成。图35a中，可控硅SCR5a、SCR6a轮流导通，但当SCR5a的阴极上的脉动直流电压在下降沿刚低于Vcc的时刻，I₁₄即开始对电容C4充电了，因此，延时时间τa≈ $\frac{R14a\•C4(V_{D20a}+0.6)}{\mathrm{Vo}-0.6},$ 即在相同的Vo条件下，图35a电路可控硅导通时间大于图35电路。图35a电路的控制原理也是通过电压比较器IIIb控制Vo的大小，令Ui稳定在Us左右。图35a电路中移相电容的放电原理是一相可控硅导通即为另一相的移相与触发电路的移相电容放电，如SCR5a导通即为SCR6a的移相电容C5a放电，C4a、C5a上的电压波形见图39。图35b电路其它未述及部分的工作原理及工作过程均与图35电路相同。

图35c是与图35b相似的本发明中第一部分移相式桥可控整流器I的第四实施电路。此电路与图35b电路不同之处在于：图35c电路是图35b电路的三相形式，增加了一个可控硅SCR7a和相应的移相与触发电路，相应的SCR7a的移相与触发电路由电阻R16a、R33a、R33b，PNP型三极管Q7a，二极管D18a、稳压二极管D22a，移相电容C6a组成。图35c电路的工作原理及工作过程均与图35b电路相同，这里特别说明一下移相电容的放电顺序：A相的可控硅SCR5a导通为B相的移相电容C5a放电；B相的可控硅SCR6a导通为C相的移相电容C6a放电；C相的可控硅SCR7a导通为A相的移相电容C4a放电。图41是对应图40交流电压波形的每一相相对Vcc的电压波形图，图中的GND线为地的平均电位，Uj为三相电压的交叉点，因此，图35b电路的每一相的可控硅的每次导通的时间范围为图41中r点至q点的t坐标之间，故最大移相范围为(0°，120°)，实际上能使可控硅有效导通的移相范围为(30°，120°)。

Claims (11)

1．一种整流调节器[ZT]包括移相式桥可控整流器[I]与可变阻抗变换与调节器[II]两部分组成；移相式桥可控整流器[I]包括一个可控硅半控整流桥[III]、一个移相与触发电路[IIIa]用以输出触发信号以触发可控硅半控整流桥[III]中的可控硅、一个电压比较器[IIIb]用以输出控制信号以控制移相与触发电路[IIIa]的移相延时时间、一个启动电路[V]用以在有一定大小的交流电压输入时启动电压比较器[IIIb]工作；可变阻抗变换与调节器[II]包括一个开关式DC-DC变换器[IV]用以在脉冲驱动信号的控制下把输入的较高的直流电压变换成较低的高度稳定的输出直流电压、一个内含锯齿波振荡器的脉冲宽度调制器[VII]用以产生由各路输入脉冲宽度调制器[VII]的控制信号调制锯齿波后的脉冲驱动信号以驱动开关式DC-DC变换器[IV]、一个开关功率管限流电路[VIII]用以接受开关功率管电流同步分离取样电路[VIIIa]的取样电压并与设定的电压比较以限制流经开关功率管的峰值电流、一个温度检测器[XIa]及限温电路[XI]用以限制整流调节器[ZT]组件的温度、一个输出电压比较器[IX]用以控制输出电压、一个启动电路[Va]，可变阻抗变换与调节器[II]稳定了输出直流电压的同时使最大输出电流倍增(为输入电压与输出电压之比)于最大输入电流；

所述整流调节器[ZT]其特征在于：由移相式桥可控整流器[I]把由磁电机输入的较高的较大变化范围的交流电压(电压范围高低之比可大于10)移相整流至一较低的较小范围的(电压范围高低之比小于3)初步稳定的直流电压后再供给可变阻抗变换与调节器[II]中的开关式DC-DC变换器[IV]进行电压电流变换与调节；可变阻抗变换与调节器[II]包含一个由电流比较基准[VIa]、电流检测器[VIb]、输入电流控制器[VI]组成的输入电流控制环路，其作用是限制输入开关式DC-DC变换器[IV]的电流不大于移相式桥可控整流器[I]的最大输出电流即磁电机的最大输出电流；可变阻抗变换与调节器[II]还包含一个可变最大脉宽限制电路[IX]，其作用是随着输入开关式DC-DC变换器[IV]电压的逐渐增加，同步限制开关功率管的最大导通脉宽以限制开关功率管的峰值电流；可变阻抗变换与调节器[II]还包含一个开关功率管电流同步分离取样电路[VIIIa]，在一个反应开关功率管每次刚刚完全导通与关断信号到来时的时间段的同步分离信号电压作用下通过导向二极管经导通的开关功率管限压即提取出开关功率管上的导通压降从而间接取出开关功率管的导通时电流。

2．如权利要求1所述的整流调节器[ZT]，其特征在于：所述可变最大脉宽限制电路[IX]的构成包括两个串联的电阻[R47]与[R44]、一个控制电阻[R50]；电阻[R47]一端连接在脉宽调制集成电路[IC2]的参考电压端[VREF]，[R44]一端连接在地[GND]；控制电阻[R50]一端连接在[R47]与[R44]的公共端，另一端连接在一个对正电压[Vcc]进行电压移位的稳压管[D26]的阳极上；电阻[R44]、[R47]、[R50]的公共端连接在脉冲宽度调制器的一个随控制电压增加而输出脉宽变窄的死区时间控制端[DTC]上，对该脉冲宽度调制器进行可变最大脉宽限制。

3．如权利要求1所述的整流调节器[ZT]，其特征在于：所述可变最大脉宽限制电路[IX]的构成包括两个串联的电阻[R37_-1]与[R37_-2]、一个NPN型三极管[Q15]、一个电位补偿二极管[D28d]、一个导向二极管[D35]、一个稳压二极管[D34]、一个电阻[R57]、一个电阻[R58]；电阻[R37_-2]一端连接在一个对正电压[Vcc]进行电压移位的稳压管[D26]的阳极上，[R37_-1]一端通过电位补偿二极管[D28d]接地，稳压二极管[D34]的阴极连接在脉宽调制集成电路[IC2d]的参考电压端[VREF]，稳压二极管[D34]的阳极通过[R57]连接在三极管[Q15]的集电极，三极管[Q15]的发射极通过[R58]接地，三极管[Q15]的基极连接在[R37_-1]与[R37_-2]的公共端，二极管[D35]的阴极连接在三极管[Q15]的集电极，二极管[D35]的阳极连接在一个随控制电压降低而输出脉宽变窄的脉冲宽度调制器的比较器输入端[COMP]上，对该脉冲宽度调制器进行可变最大脉宽限制。

4．如权利要求1所述的整流调节器[ZT]，其特征在于：所述输入电流控制环路中电流检测器[VIb]检测的可以是开关式DC-DC变换器[IV]的输出电流，而由电流比较基准[VIa]产生正比于开关式DC-DC变换器[IV]输入电压的基准电压。

5．如权利要求1所述的整流调节器[ZT]，其特征在于：所述开关功率管电流同步分离取样电路[VIIIa]的构成包括一个稳压二极管[D31]、一个限流电阻[R48]、一个导向二极管[D32]及一个下拉电阻[R40]；稳压二极管[D31]的阴极连接在N沟道增强型MOS场效应开关功率管[Q11]的栅极取得功率管电流同步分离取样信号电压；稳压二极管[D31]的阳极通过电阻[R48]连接到二极管[D32]的阳极上，二极管[D32]的阴极接在开关功率管[Q11]的漏极，下拉电阻[R40]接在二极管[D32]的阳极与地之间，对开关功率管[Q11]的导通电流进行同步分离取样的取样结果电压由二极管[D32]的阳极输出。

6．如权利要求5所述的整流调节器[ZT]，其特征在于：所述开关功率管电流同步分离取样电路[VIIIa]的构成还可以包括一个电压移位二极管[D32_-1]，二极管[D32_-1]的阳极接二极管[D32]的阳极，对开关功率管[Q11]的导通电流进行同步分离取样的取样结果电压由二极管[D32_-1]的阴极输出；所述开关功率管电流同步分离取样电路[VIIIa]的构成中稳压二极管[D31]与限流电阻[R48]的位置是可以互换的。

7．如权利要求5所述的整流调节器[ZT]，其特征在于：所述开关功率管电流同步分离取样电路[VIIIa]的构成还可以包括一个导向二极管[D34]、一个延时电容[C7a]、一个限流电阻[R42a]、一个限流电阻[R38]；电阻[R42a]的一端与二极管[D34]的阴极都连在大功率NPN型三极管[Q11a]的基极或N沟道增强型MOS场效应开关功率管[Q11]的栅极驱动电压输入端，电阻[R42a]通过电容[C7a]与三极管[Q11a]的基极或地相连，电阻[R38]一端连接在电阻[R42a]与电容[C7a]的公共端、另一端连接在稳压二极管[D31a]的阴极以提供功率管电流同步分离取样信号电压，稳压二极管[D31a]为不同稳压值的与稳压二极管[D31]相同位置的稳压二极管；对NPN开关功率管[Q11a]或N沟道增强型MOS场效应开关功率管[Q11]的导通电流进行同步分离取样的取样结果电压由二极管[D32]的阳极输出。

8．如权利要求1所述的整流调节器[ZT]，其特征在于：所述输出电压比较器[IX]包含一个PNP型三极管用于将电压比较器输出耦合至脉宽调制集成电路[IC2]的[COMP]端；PNP型三极管的基极连接在电压比较器输出端，PNP型三极管的发射极通过一限流电阻连接在正电压[Vcc]上，PNP型三极管的集电极连接在[IC2]的[COMP]端。

9．如权利要求1所述的整流调节器[ZT]，其特征在于：所述移相与触发电路[IIIa]的构成包括一个电压电流转换电阻[R14]、一个PNP型三极管[Q5]、一个PNP型三极管[Q6]、一个移相电容[C4]、一个稳压二极管[D20]、一个导向二极管[D17]、一个保护二极管[D18]、一个限流电阻[R16]；三极管[Q5]的发射极通过电阻[R14]连接在正电压[Vcc]，三极管[Q5]的基极连接在电压比较器[IIIb]的输出端，三极管[Q5]的集电极通过移相电容[C4]连接到被触发的可控硅[SCR5]的阴极，三极管[Q5]的集电极还连接有稳压二极管[D20]的阴极，稳压二极管[D20]的阳极连接在可控硅[SCR5]的控制极，三极管[Q6]的发射极连接在三极管[Q5]的集电极，三极管[Q6]的集电极连接在可控硅[SCR5]的阴极，三极管[Q6]的基极连接在二极管[D17]的阳极，二极管[D17]的阴极通过电阻[R16]与输出低电压端[Vss]连接，二极管[D18]的阴极连接在三极管[Q6]的发射极，二极管[D18]的阳极连接在三极管[Q6]的基极；移相与触发电路[IIIa]通过可控硅[SCR5]的阴极取得移相同步信号、通过稳压二极管[D20]的阳极输出触发电流至可控硅[SCR5]的控制极。

10．如权利要求9所述的整流调节器[ZT]，其特征在于：所述移相与触发电路[IIIa]的构成还可以用一个包括电阻[R32]、小功率微电流触发可控硅[SCR6]、稳压二极管[D22]组成的电路来代替稳压二极管[D20]，可控硅[SCR6]的阳极与稳压二极管[D22]的阴极、三极管[Q5]的集电极连接，可控硅[SCR6]的阴极通过电阻[R32]连接到可控硅[SCR5]的控制极，可控硅[SCR6]的控制极与稳压二极管[D22]的阳极连接，电阻[R16]也由接输出低电压端[Vss]改接地[GND]；所述移相与触发电路[IIIa]的构成还可以用一个包括电阻[R31]、NPN型三极管[Q13]、PNP型三极管[Q7]、稳压二极管[D21]组成的电路来代替稳压二极管[D20]，三极管[Q7]的发射极与稳压二极管[D22]的阴极、三极管[Q5]的集电极连接，三极管[Q13]的基极连接有稳压二极管[D22]的阳极与三极管[Q7]的集电极，三极管[Q13]的集电极连接到三极管[Q7]的基极，三极管[Q13]的发射极通过电阻[R32]连接到可控硅[SCR5]的控制极，电阻[R16]也由接输出低电压端[Vss]改接地[GND]。

11．如权利要求9所述的整流调节器[ZT]，其特征在于：所述移相与触发电路[IIIa]的构成还可以省去放电三极管[Q6]、保护二极管[D18]、限流电阻[R16]；增加一个三极管[Q5a]基极的限流电阻[R31a]、一个与电容[C4a]并联的泄放电阻[R31b]；保留的相同位置的元件为电阻[R14a]、PNP型三极管[Q5a]、二极管[D17a]、稳压二极管[D20a]、移相电容[C4a]；二极管[D17a]的阴极接正电压[Vcc]，二极管[D17a]的阳极连接三极管[Q5a]的集电极，三极管[Q5a]的基极通过电阻[R31a]连接到电压比较器[IIIb]的输出端；移相与触发电路[IIIa]通过被触发的可控硅[SCR5a]的阴极取得移相同步信号、通过稳压二极管[D20a]的阳极输出触发电流至可控硅[SCR5a]的控制极。

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