CN1285657A - 采用两个晶体管的双向开关的控制系统 - Google Patents

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Abstract

一种由反向串联亦即源极接源极或漏极接漏极的一对MOSFET功率晶体管(210,220)形成的双向开关(20)的控制系统包括控制装置(50),它使功率晶体管(210,220)的导通状态得以控制,功率晶体管中的一个或另一个能够设置的“OFF”状态,以便中断流过开关(20)的电流(ICHG,IDISCHG)。控制系统包括耦合装置(SWCPL,510),当开关(20)切换到接通时,它使处于“ON”状态的功率晶体管的栅极(211;221)至少能够临时地与处于“OFF”状态的功率晶体管的栅极(221,211)连接。

Description

采用两个晶体管的双向开关的控制系统
本发明涉及用于电流监视电路的双向开关的控制系统，详细地说，涉及适合于控制可充电蓄电池充、放电的电流监视电路。更详细地说，本发明涉及由一对反向串联、亦即源极接源极或漏极接漏极的MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)功率晶体管形成的双向开关的控制电路。
允许控制电流双向流动的电路用于许多应用场合。这样的电路尤其是用来控制可充电的蓄电池(锂电池、锂离子电池等)的充、放电，保证各种类型的便携式装置(电话机、膝上计算机、时计等)的供电。
已经知道，这种类型的可充电蓄电池需要防止负载或充电器连接到蓄电池时或蓄电池两端短路过程中出现的不适当的工作状态(蓄电池的过充电或欠充电、充电或放电电流太大、工作温度太高等)。为了保证蓄电池的性能不受到有害的影响这种保护是必要的。
这些电流监视电路一般都包括电流中断装置，它们串联在蓄电池的电流通路中，并响应表示不适当的工作状态的信号，以便中断蓄电池充电或放电的继续，或者，一般的说，以便中断蓄电池内对其性能会产生有害作用的电流的流动。这些电流中断装置通常是由MOSFET功率晶体管构成的开关形成的，并由监视蓄电池充电或放电电平、流过它的电流值或蓄电池的温度的电路来控制。
在众多的应用中，这些中断装置由包括反向串联，亦即源极接源极或漏极接漏极的一对MOSFET功率晶体管的开关形成。图1a至1c举例说明这样一种有两个晶体管的双向开关的三个例子。图1a举例说明一对源极接源极的N-MOSFET晶体管，图1b举例说明一对漏极接漏极的N-MOSFET晶体管，而图1c举例说明一对源极接源极的P-MOSFET晶体管。当然，这里没有示出的第四种解决方案包括一对漏极接漏极的P-MOSFET晶体管。这种类型的开关一般称作“双向开关”，因为它允许电流被阻断，还允许电流双向流动。
正常操作时，两个晶体管处于“ON”(接通)状态，于是电流在端子X和Y之间在两个方向上都可以流过开关。检测到不适当的工作状态时，把晶体管中的一个或另一个设置为“OFF”(截止)状态，以便阻断蓄电池中电流的流动。但应指出，电流仍能沿着相反的方向流过在每一个MOSFET功率晶体管的漏极和源极之间形成的寄生二极管或“体二极管”，这种寄生二极管是由于基片(“体”)和功率晶体管的源极共同连接到相同的电位上这一事实造成的。
这样，每一个晶体管都允许电流在一个方向上被阻断，而同时允许电流在相反的方向上流过其寄生二极管。用在可充电蓄电池充、放电的监视电路，一个晶体管允许中断蓄电池的充电电流，而同时另一个晶体管允许在相反的方向上中断放电电流。
选择和制造这样的双向开关时，有两个决定性的因素。一方面，人们希望尽可能地限制双向开关串联电阻(或导通电阻)RDS_ON的阻值。另一方面，人们希望尽可能地缩短令双向开关导通所需的时间，在下文中称作导通延迟时间。
这两个目的事实上是紧密相连又彼此相反的。确实，为了减小双向开关的串联电阻RDS_ON，晶体管需要利用该晶体管栅极和源极之间相对较高的栅极电压来控制，一般10至15伏左右。这样功率晶体管就必须通过栅极氧化物来承受这种栅极电压，因此，所述栅极氧化物具有相对较大的厚度，因而具有大的栅极电容。于是大的栅极电容又导致相对较长的晶体管导通延迟时间。
双向开关可能的最短导通延迟时间允许快速响应监视电路检测到的状态变化。这是极其重要的，因为在大部分应用中，这些电路是以脉冲方式工作的，因而必须几乎瞬间地响应检测到的状态。
因而，本发明的一个目的是提供一种有两个晶体管的双向开关的控制系统，它尤其是可以满足上述两个相反的目的的要求。
因此，本发明涉及一种由源极接源极或漏极接漏极地反向串联的一对MOSFET功率晶体管形成的双向开关的控制系统，所述控制系统包括控制装置，它使所述功率晶体管的导通状态得以控制，所述功率晶体管中的一个或另一个能够设置为“OFF”(“截止”)状态，以便中断流过所述开关的电流，其特征在于：所述控制系统包括耦合装置，当所述开关切换到接通时，它使处于“ON”(“导通”)状态的功率晶体管的栅极至少能够临时地与处于“OFF”状态的功率晶体管的栅极连接。
本发明还涉及一种由一对源极接源极或漏极接漏极的反向串联的MOSFET功率晶体管形成并由控制装置控制的双向开关用的控制方法，所述功率晶体管的一个或另一个能够设置为“OFF”状态，以便保证通过所述开关的电流的中断；其中当所述开关切换为接通时，处于“ON”状态的所述功率晶体管的栅极至少临时地与处于“OFF”状态的功率晶体管的栅极连接。
按照本发明，利用了这样一个事实，即双向开关由反向串联的两个功率晶体管形成，想要中断流过蓄电池的电流时只把其中一个晶体管设置为“OFF”状态，而另一个晶体管总是维持在“ON”状态。
当要令处于“OFF”状态的晶体管再次导通时，维持于“ON”状态的晶体管上所存在的电荷与另一个晶体管共享，这样就可以显著地缩短该晶体管的导通延迟时间。于是，尽管使用了高的栅极电压，以便能够获得低的开关串联电阻，但还是可以改善双向开关的动态特性，本质上也就是它的导通延迟时间。
参照附图阅读以下的详细描述，将会更清楚地看出本发明的其他特征和优点。附图是以非限制性的例子的方式给出的，附图中：
-已经提到的图1a至1c举例说明采用两个晶体管的双向开关的三个已知的实例；
-图2举例说明可充电蓄电池用的电流监视电路或保护电路的示意的例子；
-图3举例说明按照本发明的采用两个晶体管的双向开关用的控制系统的操作示意图；
-图4举例说明按照本发明的采用两个晶体管的双向开关用的控制系统的低电压CMOS工艺的实施例；以及
-图5a至5d举例说明可以表明本发明的有益效果的图4中所示的控制系统的控制电压演变的一组示意图。
参照图2，图中示出可充电蓄电池1的保护电路10。蓄电池1和保护电路10形成一个组件，后者包括两个端子a和b，其间可以连接负载2或充电器3。
可以更一般地称为电流监视电路的保护电路10包括由双向开关20形成的电流中断装置，可能还包括在组件端子a和b之间与蓄电池1串联的电流测量装置30。这样，当负载(charge)2连接在组件的端子a和b之间时，放电电流IDSCHG从蓄电池1的正端子通过负载2和双向开关20流到蓄电池1的负端子。当充电器3连接在组件的端子a和b之间时，这时充电电流ICHG以与放电电流IDISCHG相反的方向流动。
应该指出，测量装置30可以采用测量电阻的形式，提供代表其中流过的电流的电压降。但是，双向开关20也可以形成测量装置30。在这种情况下，双向开关20两端的电压用来计算流过蓄电池1的充电电流ICHG或放电电流IDISCHG的数值。
电流监视电路10还包括检测和控制装置40，后者连接到蓄电池1并且必要时连接到测量装置30。检测和控制装置40从蓄电池1和测量装置30接收检测信号100和300，它们分别代表蓄电池1的充电电平和流过蓄电池1的电流值。响应检测信号100和300，检测和控制装置40向双向开关20提供一个或多个控制信号400。这里将不详细地描述检测和控制装置40是如何形成的。这里只需指出，这个装置一方面一般包括检测和比较装置，详细地说允许把蓄电池端子之间的电压与不同的基准电压电平加以比较，并相应地提供逻辑状态激励信号，而另一方面，控制装置响应这些激励信号并形成双向开关220用的实际控制系统。
在以下的描述中，将主要描述双向开关20用的这种控制系统。
现将参照图3描述按照本发明的控制系统的工作原理。该图示出按照本发明采用两个MOSFET功率晶体管的双向开关的控制系统的工作简图。
在这个实例中，图中示出的双向开关20由一对源极接源极的N-MOSFET功率晶体管210和220形成。每一个功率晶体管210和220都包括一个寄生二极管(“体二极管”)215，225，它们形成在该晶体管的漏极和源极之间，与沟道平行。功率晶体管210和220的漏极像上述那样连接，使得双向开关安排在必要时必须中断其流动的电流的通路上。
在这里用作非限制性例子的应用实例中，因为双向开关20安排成与蓄电池电流通路(该图中未示出)串联，第一电流、就是说充电电流ICHG能够如图中箭头方向所示地流过双向开关20，而与第一电流方向相反的第二电流、亦即放电电流IDISCHG能按另一个箭头方向所示地流过双向开关20。
功率晶体管210和220的栅极211和221分别连接到控制装置50，后者分别向功率晶体管210和220的栅极211和221提供第一和第二栅极电压VGATE_CHG和VGATE_DISCHG。当这些栅极电压VGATE_CHG和VGATE_DISCHG中的一个或另一个基本上等于存在于由晶体管210和220的源极形成的节点(这里是地)上的电压时，相应的功率晶体管便不导通，亦即处于“OFF”状态。为了把这些晶体管再次设置为“ON”状态，必须把栅极电压提高到这样的电平，使得该晶体管栅极和源极之间的电压大于该晶体管的阈电压(一般为0.7至2.5伏)。
正如在本说明书的前序中已经指出的，为了减小每一个功率晶体管210和220的串联电阻(或导通电阻)RDS_ON的阻值，栅极电压VGATE_CHG和VGATE_DISCHG最好提高到这样的电平，使得每一个晶体管的栅极-源极电压明显地大于阈电压(一般比阈电压高5至15伏)。为了做到这一点，控制装置50最好包括两个电荷泵510和520，它们分别连接到MOSFET功率晶体管210和220的栅极211和221。这些电荷泵是先有技术已知的，它们产生高于输入电压的输出电压。一般，这些电荷泵能够将其输入电压提高到两倍或三倍。应该指出，这种类型的装置亦称电压倍增器或三倍增器。在这里使用的应用实例中，应该指出，电荷泵一般适合于把定义为可充电蓄电池电压的输入电压Vdd提高到3倍。
正如图3中示出的，分别安排在第一支路和第二支路500a和500b中的两个阻断开关SWCHG和SWDISCHG使每一个栅极211和221都可以接地，以便必要时把相应的功率晶体管设置为“OFF”状态。但应指出，完全可以想象，当要将相应的晶体管设置为“OFF”状态时，额外地或交替地使电荷泵510和520去激励。于是阻断开关SWCHG和SWDISCHG可以直接结合到电荷泵510和520中。
按照本发明的基本特征，控制装置50还包括连接在MOSFET功率晶体管210和220栅极之间的耦合装置。正如图3中示出的，这些耦合装置很容易采用适合于连接功率晶体管的栅极211和221的耦合开关SWCPL的形式。
按照本发明，当以前设置为“OFF”状态以中断电流的流动的这些晶体管中的一个或另一个要设置为“ON”状态时，所述连接开关SWCPL适合于至少临时地把功率晶体管210和220的栅极211和221连接起来。
当处于“OFF”状态的晶体管要再次导通时，通过至少临时地把MOSFET功率晶体管210和220的栅极211和221连接起来，存在于仍处在“ON”状态的晶体管的栅极上电荷与另一个晶体管共享，于是有可能大大地缩短这个晶体管的导通延迟时间，从而缩短双向开关20的导通延迟时间或切换到“ON”状态的时间。于是，按照本发明，利用了以下事实，即当人们想要中断流过蓄电池的电流时，MOSFET功率晶体管210和220中只有一个被设置为“OFF”状态，而另一个晶体管总是维持在“ON”状态。
为了利用这一事实，这些功率晶体管的栅极至少临时地连接足够长的一段时间，使以前处于“OFF”状态的功率晶体管再次变为导通。但将会明白，只要想使两个晶体管都维持在“ON”状态，就完全可以永久地把MOSFET功率晶体管210和220的栅极彼此连接起来。当然，当双向开关20的功率晶体管210和220中有一个要转向非导通状态时，这些耦合装置一定要适合于解除各晶体管栅极间的连接。
按照这个原理，应该明白，形成该耦合装置的耦合开关SWCPL可以由分别控制开关SWCHG和SWDSCHG的激励信号的逻辑组合形成的控制信号控制。这样，若假定，激励信号CONTCHG和CONTDISCHG分别用来控制开关SWCHG和SWDISCHG，当功率晶体管要设置为“ON”状态时，这些激励信号处于“高”的逻辑状态，则耦合开关SWCPL的控制信号可以定义为这些激励信号CONTCHG和CONTDISCHG的AND(“与”)逻辑组合。
应该指出，开关SWCPL，SWCHG和SWDISCHG应该适合于在相对较高的电压(约为施加在功率晶体管210和220上的栅极电压，亦即约10伏)之间切换。可以想象，用适合于承受这样的切换电压的MOSFET晶体管来制造这些开关。但应理解，耦合开关SWCPL的响应时间对双向开关20切换到“ON”状态所需的时间是决定性的。因此，最好缩短耦合开关SWCPL切换到“ON”状态所需的时间，亦即使用具有低栅极电容的低电压MOSFET晶体管。
为了利用低电压CMOS工艺来制造按照本发明的控制系统，必须对刚才描述的该系统作一些修改。图4举例说明采用两个利用低电压CMOS工艺制成的晶体管的双向开关的控制系统的实施例。在该图中，相同的标号表示这个实施例和图3的操作示意图中共同的元件。
参照图4，于是由一对N-MOSFET功率晶体管210和220形成的双向开关20由控制装置50控制，后者尤其是包括电荷泵510和520，在这个实施例中，它们分别提供相当于3倍于蓄电池所提供的输入电压Vdd的栅极电压VGATE_CHG和VGATE_DISCHG。
按照这个实施例，包括阻断开关SWCHG的第一支路500a使MOSFET功率晶体管210的栅极211能够接地，以便将其设置为“OFF”状态。类似地，包括阻断开关SWDISCHG的第二支路500b使MOSFET功率晶体管220的栅极221能够接地，以便将其设置为“OFF”状态。阻断晶体管SWCHG和SWDISCHG分别由MOSFET晶体管511和512形成，其端子中的一个接地。这些MOSFET晶体管511和512的栅极分别受反相后的激励信号CONTCHG与CONTDISCHG控制。
支路500a和500b各自还分别包括第一和第二保护晶体管501a和502a以及501b和502b，它们分别串联在相应的MOSFET功率晶体管的栅极和相应的阻断开关之间，就是说，一方面处于功率晶体管210的栅极211和开关SWCHG之间，另一方面处于功率晶体管220的栅极221和开关SWDISCHG之间。
第一保护晶体管501a和501b的栅极彼此连接，并受第一控制电压V1控制。第二保护晶体管502a和502b的栅极彼此连接，并受第二控制电压V2控制。
在这个实施例中由MOSFET耦合晶体管510形成的耦合开关SWCPL连接在第一支路500a的第一和第二保护晶体管501a和502a的连接节点和第二支路500b的第一和第二保护晶体管501b和502b的连接节点之间。形成耦合开关的耦合晶体管510的栅极受代表阻断开关SWCHG和SWDISCHG的激励信号CONTCHG和CONTDISCHG的控制信号VCPL控制。在这个实施例中，控制电压VCPL基本上为0，以便在激励信号CONTCHG和CONTDISCHG中有一个表示这些功率晶体管中的一个必须被设置为“OFF”状态时，解除功率晶体管210和220的栅极211和221间的连接。相反，为了连接功率晶体管210和220的栅极211和221，以便使阻断晶体管能够快速地切换为接通，耦合晶体管510的栅极的控制电压VCPL被提高到基本上等于功率晶体管210和220的栅极电压的数值。
为了保证形成控制装置50的晶体管中任何一个在它的两个端子之间都不具有太高的电压，用以下方法控制第一保护晶体管501a和501b的栅极以及第二保护晶体管502a和502b的栅极。
正常操作时，亦即当形成双向开关20的两个MOSFET功率晶体管210和220都处于“ON”状态(CONTCHG=CONTDISCHG=1)时，第一保护晶体管501a和501b的第一控制电压V1被提高到基本上等于功率晶体管210和220的栅极电压的数值，亦即大约为输入电压Vdd的三倍。第二保护晶体管502a和502b的第二控制电压V2被提高到基本上等于两倍于输入电压Vdd的值。
当MOSFET功率晶体管210和220中一个或另一个要设置为“OFF”状态，以便中断通过双向开关20的电流流动(CONTCHG=“0”，CONTDISCHG=“0”)时，第一控制电压V1减小到基本上等于输入电压Vdd的两倍的电压，而同时第二控制电压V2减小到基本上等于输入电压Vdd的电压。
保护晶体管501a，502a，501b和502b的栅极的这种控制方法保证了任何一个晶体管在其两个端子之间都不具有会导致其击穿的太高的电压。
图5a至5d举例说明图4控制系统的各种控制电压响应激励信号CONTCHG和CONTDISCHG而演变的四个示意图，从中可以看出本发明的有益的效果。这里示出一种状态，其中在第一时段(该图中的A阶段)中双向开关中断了蓄电池放电的继续(CONTCHG=“1”；CONTDISCHG=“0”)，然后在第二时段(阶段B)返回正常操作(CONTCHG=CONTDISCHG=“1”)，而在第三时段(C阶段)再次中断蓄电池放电的继续(CONTCHG=“1”；CONTDISCHG=“0”)。
这样，图5a表示第一示意图，其中示出激励信号CONTCHG和CONTDISCHG。图5b表示第二示意图，示出代表由蓄电池提供的电压Vdd的两倍的演变的第一曲线a以及代表图4的第二保护晶体管502a和502b的第二控制电压V2演变的第二曲线b。图5c表示第三示意图，举例说明代表图4的第一保护晶体管501a和501b的第一控制电压V1演变的第三曲线c以及代表耦合晶体管510的控制电压VCPL演变的第四曲线d。图5d表示第四示意图，示出分别代表MOSFET功率晶体管210和220的栅极电压VGATE_CHG和VGATE_DISCHG的演变的第五和第六曲线e和f。
这样，应该指出，在这些图中，在A阶段和在C阶段(CONTCHG=“1；CONTDISCHH=“0”)中，功率晶体管220的栅极电压VGATE_DISCHG基本上等于0，使得该晶体管被设置为“OFF”状态，以便中断蓄电池放电的继续。通过施加约相当于三倍电压Vdd的栅极电压VGATE_CHG使MOSFET功率晶体管210继续处于“ON”状态。在这种情况下，如前所述，第一和第二控制电压V1和V2分别具有约两倍和一倍Vdd的数值。耦合晶体管510的控制电压VCPL保持大体上为0，使得图4的功率晶体管210和220的栅极间的连接保持被解除状态。
在向B阶段过渡过程(CONTCHG=CONTDISCHG=“1”)中，耦合晶体管510的控制电压VCPL过渡到约三倍电压Vdd，使得图4的功率晶体管210和220的栅极处于连接状态。同时，保护晶体管的第一和第二控制电压V1和V2分别过渡到三倍和两倍电压Vdd。从图5d的示意图可以看出，仍处于“ON”状态的MOSFET功率晶体管210栅极上存在的电荷与MOSFET功率晶体管220共享。因而仍旧处于“ON”状态的MOSFET功率晶体管210的一部分电荷的转移使功率晶体管220的栅极非常迅速地充电到足够的电平，使之导通。因为MOSFET功率晶体管的导通阈值约处于1伏，因而应该指出，MOSFET功率晶体管220实际上被瞬间设置为“ON”状态。一旦这两栅极被连接，用图5d的曲线e和f代表的这些MOSFET功率晶体管的栅极电荷随后正常演变。
刚才描述的每一件事当然都可以以类似的方法应用于双向开关阻断蓄电池充电继续，亦即MOSFET功率晶体管210被设置为“OFF”状态(CONTCHG=“0”；CONTDISCHG=“1”)的情况。
也不难理解，在不脱离权利要求书的范围的情况下，按照本发明的控制系统可以作出各种各样改变和/或改进。详细地说，本专业的技术人员完全可以根据特殊的应用场合修改按照本发明的控制系统使其适合于较低或较高的控制电压。还应指出，按照本发明的双向开关的控制系统也可以应用于不同于这里作为例子提出的蓄电池保护电路的其他电路。

Claims (8)

1．一种由源极接源极或漏极接漏极地反向串联的一对MOSFET功率晶体管(210，220)形成的双向开关(20)的控制系统，所述控制系统包括控制装置(50)，它使所述功率晶体管(210，220)的导通状态得以控制，所述功率晶体管中的一个或另一个能够设置为“OFF”(“截止”)状态，以便中断流过所述开关(20)的电流(ICHG，IDISCHG)，
其特征在于：所述控制系统包括耦合装置(SWCPL，510)，当所述开关(20)切换到接通时，它使处于“ON”(“导通”)状态的功率晶体管的栅极(211；221)至少能够临时地与处于“OFF”状态的功率晶体管的栅极(221，211)连接。
2．按照权利要求1的控制系统，其特征在于：当所述功率晶体管(210，220)处于“ON”状态时，所述耦合装置(SWCPL，510)永久地把所述功率晶体管(210，220)的所述栅极(211；221)连接起来。
3．按照权利要求1或2的控制系统，其特征在于：所述控制装置(50)包括两个电荷泵(510，520)，它们分别连接到所述功率晶体管(210，220)的栅极(211，221)以及第一和第二支路(500a，500b)，它们分别连接到所述功率晶体管(211，221)的栅极(211，221)，并且各自包括阻断开关(SWCHG，SWDISCHG；511，512)，使相应的功率晶体管(210，220)能够被设置为“OFF”状态。
4．按照权利要求3的控制系统，其特征在于：所述支路(500a，500b)还包括串联在相应的功率晶体管(210，220)的栅极(211，221)和阻断开关(SWCHG，SWDISCHG；511，512)之间的第一(501a，501b)和第二(502a，502b)保护晶体管，所述耦合装置(SWCPL，510)连接在第一支路(500a)的第一和第二保护晶体管(501a，502a)的连接节点和第二支路(500b)的第一和第二保护晶体管(501b，502b)的连接节点之间。
5．按照权利要求3或4的控制系统，其特征在于：所述阻断开关(SWCHG，SWDISCHG；511，512)是MOSFET晶体管。
6．按照以前各权利要求中任何一个的控制系统，其特征在于：所述耦合装置是MOSFET晶体管。
7．一种由一对源极接源极或漏极接漏极的反向串联的MOSFET功率晶体管(210，220)形成并由控制装置(50)控制的双向开关(20)用的控制方法，所述功率晶体管(210，220)的一个或另一个能够设置为“OFF”状态，以便保证通过所述开关(20)的电流(ICHG，IDISCHG)的中断；其中当所述开关(20)切换为接通时，处于“ON”状态的所述功率晶体管的栅极(211，221)至少临时地与处于“OFF”状态的功率晶体管的栅极(221，211)连接。
8．按照权利要求书7的控制方法，其特征在于：所述功率晶体管(210，220)的栅极(211，221)在所述晶体管处于“ON”状态时永久地连接起来。
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