CN1234925A - 电压控制振荡器的控制 - Google Patents

Abstract

一种电压控制振荡器VCO以从一种电流控制振荡器CCO(21)得知的方式建成。这种电流控制振荡器的实际控制电流(Icntrl)由一个电压－电流放大器22产生。此放大器的输入电压是环路滤波器的输出电压,它使该输出电压转换成振荡器的控制电流。当设置该振荡器在希望的中频时,按照本发明的方法是,使用一个单独的设置电路以产生一个基本电流(IDA),该基本电流被作为控制电流送至振荡器(21)的输入端。基本电流的大小可以逐级进行控制。当希望的振荡器频率形成时,设置电路供给的电流被冻结在此值,而环路滤波器电压被连接以影响电压－电流放大器,由此将关闭锁相环路。

Description

电压控制振荡器的控制

本发明涉及在锁相环路中使用的振荡器，特别涉及用于控制这样一种振荡器的方法和连接电路。

在通讯中一直需要有着不同中间频率和带宽的锁相环路(PLL)。例如，在传输网络中，最后的数据传输功能都是在网络终端装置上完成的。双芯电缆虽然长达数千米并被网络终端装置用来通过它向网络传输数据和从网络接收数据，但会使接收到的信号受损。由于网络终端装置从到来的信号取得定时，也就是说，终端装置和到来的数据流的相位同步并锁定，而失真的到来信号使得在网络终端装置的数据接收器中极其需要有时钟信号的再产生设备。时钟信号较经常地是在一种锁相电路中产生的。这种电路产生一个锁定于基准信号的时钟信号。依照这个原理，来自该网络的数据流的作用有如一个基准信号。锁相电路必须尽可能不受来自该网络的任何相位噪声的影响，并且锁相电路自身产生的任何相位噪声也必须尽可能地小。

相位锁定的基本结构包含按照图1的基本装置：一个电压控制振荡器VCO、一个相位比较器和一个低通滤波器。一个基准频率的信号被送到相位比较器的第一输入端，同时反馈振荡器的输出信号，亦即本电路的输出信号被送到第二输入端。在一些应用、如频率合成器中，反馈支路中包含有一个环路分频器，其分频数可以用一种程控方式改变。因此输出信号频率在被送到相位比较器之前被分频，从而有可能形成比基准频率更高但被锁定于此基准频率的一些频率。相位比较器探测在输入信号之间的相位差，并送出一个和此相位差成正比的输出信号。该信号被送至一个用作环路滤波器的低通滤波器。该低通滤波器的输出电压又是电压控制振荡器的控制电压。当环路被平衡，输出频率信号的相位被锁定在基准频率信号的相位。

相位锁定大多是这样的，首先，它保持其平衡状态，并且尽管有两种输入信号中所包含的任何快速变化如相位噪声，输出信号也不会被调制。其次，当输出频率改变时该设置时间尽可能短。对环路滤波器因而提出了一些甚至是相互矛盾的重要要求。当该环路被锁定时，该滤波器必须有低的截止频率，以便使输出信号噪声被看成输出中的调制。而在设置期间当输出频率变动时，环路必须有高截止频率以使设置时间短。如果该环路滤波器的截止频率可以由控制改变，则图1中表示的锁定探测器可以用来产生这种控制。

一些不同的连接电路可以用作合适的振荡器。它们可以是前面带有常常作为核心的电压-电流变换器的完全电压控制的或一种电流控制的连接电路。适于在相位锁定中使用的电流控制振荡器有例如环形振荡器和一种电流控制的平衡的弛豫振荡器。环形振荡器由一列奇数个单极的或差动的倒相器连接而成。而弛张振荡器特别具有低的增益和窄的稳定状态带。这些振荡器是电流控制的，因而在它们前面要求有一个电压电流变换器将来自环路滤波器的电压转换成为控制电流。

在网络终端装置的PLL电路中非常需要这种电压控制振荡器。这种振荡器必须

a)相位稳定和有低的噪声，

b)在一种改变状态中，调整范围必须宽而增益要高，

c)在稳定状态中增益应该低，而

d)输出频率应该和控制电压成线性关系。

制造和装配的费用也必须低，而这也确实是从工业方面限制该种振荡器的复杂性一个因素。这些要求部分是相冲突的：如果振荡器的连接电路为高增益，可达到宽的调整范围，但要以噪声为代价。而相应地一个低的增益则将只产生窄的调整范围。在改变状态中，为使锁定快速达到必需有高的增益，但是在平衡状态下，高的增益会引起对起干扰作用的相位噪声。低增益能改善相位的稳定性，并使通过滤波器的基准频率信号引起的任何噪声得以减小。至今还没有出现过这种能符合所有这些要求的振荡器。

确实现在有许多商品的锁相电路，但是它们中大部分的尺寸是为一种特别的应用如无线电和电讯等、因而为某一频带宽度定做的。那种普遍适用的能够工作在很宽的频带而还能满足严格的相位噪声和带宽要求的相位锁定是没有的，但是这些要求在各种不同的固定网络应用中是必不可少的。

美国国家半导体公司申请的专利申请EP-0495573提出一种用互补金属-氧化物-半导体(CMOS)的工艺规程制造的环形振荡器连接。由于微电路生产中工艺流程的变动引起的晶体管的P-和N-沟道特性的变动，该应用建议使用一种特别的补偿连接，可以使电压-电流变换器在该电流被用作振荡器的控制电流之前给予它一个很小的补偿性的增大或减小。用FET晶体管实现的补偿连接产生的增大或减小能使一个频率控制范围保持不变，使它在工艺流程有如晶体管阈值电压、跨导和源极/漏极电容的各种变动时能符合标准。它也能对外部变动如温度和工作电压的变动作出补偿。

虽然这种已知的连接电路在电压-电流变换器的输出电流被用作振荡器的控制电流之前确会对这种电流发生影响，这种连接电路还是不能用于实现一种具有可能取自很宽范围，例如50MHz至150MHz范围的频率的通常用途的电压控振荡器。为了得到这样的频率范围，当环路滤波器的输出电压通常在1.5至3.5V的范围内变动时，变换器的输出电流应该在数毫安的范围内变动。这要求该变换器有极大的电流增益因而在振荡器的输出端引起不能容忍的噪声。

本发明的目的是得到一种控制用于锁相电路的电压控制振荡器VCO的方法，和能够在稳定状态下的频带仍然很窄时从很宽的频率范围中选出一种希望要的频率作为振荡器的中频，并且尽管有宽的频率范围但能在所有情况下在振荡器的输出信号中达到低噪声的一种控制连接电路。

此目的以在各独立的权利要求中所叙述的方式得以达到。

电压控制振荡器VCO是以从一种电流控制振荡器CCO已知的方式构成的。电流控制振荡器的实际控制电流由一个电压-电流放大器产生。此放大器的输入电压是环路滤波器的输出电压，而该放大器把该输出电压转换成振荡器的控制电流。

当将振荡器设置在希望的中频时，方法如下，即该电压-电流放大器的输出电流首先被置于零。这是通过将电压-电流放大器的输入电压设置等于当由环路滤波器在其变化范围的中点处提供的电压而做到的。因此放大器的输出电流为零。环路滤波器的实际输出电压被防止对电压-电流放大器的输入端发生影响。使用一种独立的设置电路便能产生一个基本电流。这个电流被作为控制电流引导到振荡器的输入端，该输入端被基本电流激发而将依据该所述的振荡器的频率/控制电路特性在和该电流相应的频率处发生振荡。该设置电路产生的基本电流的大小可以以具有相等间距的等级被控制在从一个最小置到一个最大置之间，使振荡器的某个中间频率对应于每个电流值。

当希望的振荡器频率形成后，设置电路给出的电流被冻结在此值处，而电压-电流放大器再次被连接到振荡器的输入端，从而将使锁相环路闭合。如果输入信号频率不同于用设置电路形成的中频，则该电压-电流放大器将给出一个小的修正电流，使得该振荡器被锁定于该输入信号。电压-电流放大器的电流和设置电路产生的基本电流之和这样就影响了振荡器的输入端。结果是环路滤波器输出信号，也就是说电压-电流放大器的输入信号，在其变化范围的顶部和底部界限之间的电压变化被反映出来只不过是电压-电流放大器的输出端处的一个小的电流变化，因为设置电路产生对应于中频的实际的基本电流。为此，电压-电流放大器的增益可以非常小。这可以改善锁相环路产生的噪声。

事情可以这样来考虑，当锁相环路被锁定时，电压-电流放大器只产生一个很小的修正电流，而设置电路的高得多的输出电流是合适的振荡器控制电流。从锁定状态向两侧中任何一侧变动都将在电压-电流放大器的输出端处的输出电流中产生一个小的、由变动的方向决定是正的或负的变动。加到由设置电路产生的输出电流上的或从该输出电流减去的输出电流将产生一个总电流。该总电流使振荡器的振荡频率加快或减慢，从而使环路将会再次锁定。

按照一个优先的实施例，设置电路是一个工作在电流方式的DA转换器。该转换器响应送给设置电路的一个数码控制字而产生一个对应于该控制字的、并使该振荡器达到希望的频率的电流值。通过改变控制字可以产生许多分离的电流值。它们之差或电流间隔是符合规格的，由此当电流值改变时，振荡器的中间频率将几乎线性地随着分离的间隔而变。因此，适合于某种应用的中间频率总是能够找到的。

数码控制的一个优点是，这种控制可以使用一个宽带电压控制振荡器的整个频率范围并可以选择任何希望的中间频率。当为DA转换器选定足够密的分辨率，也就是说，比特数和电流间隔，电压-电流放大器的增益可以降低到该应用所要求的水平。

本发明通过对照附图得到更详细的说明。附图中：

图1表示相位锁定原理；

图2表示按照本发明的VCO的结构；以及

图3表示以设置电路的电流级别为参数时振荡器输出频率和控制电压的关系。

表示在图2中的该种连接电路是一个电压控制振荡器VCO，它被用在例如按照图1的锁相环路中。这种锁相环路特别使用在网络的终端装置中。在图2的连接电路中，环路滤波器(图1)产生的线性输出电压有一定的变化范围。此电压被加到有低增益的电压-电流放大器22的输入端。放大器22将该输入电压转换为成比例的线性输出电流I cntrl，该电流再被送到电流控制振荡器21的控制电流输入端。该振荡器产生一个正比于电流控制的输出频率(时钟输出)。如果振荡器输出信号为差值信号并且由于电压电平不一致而不适合用于按照标准逻辑的数字系统，必须增加使用一个输出级24。这是一种比较器电路，能将振荡器21的输出信号电平转换为标准电平。

目前给出并被连接的各基本连接单元据知都是VCO配套型号的。为了获得振荡器的宽的频率范围，应该使用高增益的电压-电流放大器，由此会引起过高的噪声。为了获得低噪声但仍然很宽的频率范围，按照本发明用一个工作在电流方式的DA转换器作为设置电路23加到连接电路上。

DA转换器的输入是一个数字控制字，它被该转换器转换成一个相应的电流值IDA。此电流在P点处被加入到电压-电流放大器22的输出电流I cntrl中。此控制字可以例如由一个数字信号处理器DSP或位于该网络终端处的别的控制器(图中未画)提供。在图2中，控制字4是一个4位的二进制字，并被送到并行的输入端IB0,IB1,IB2和IB3。4位可以构成16个级别。第6个输入端ib是在一个单独的偏置电流源中产生的基准电流的输入端。通过以说过的方式将这个电流和该二进制字输出相乘和相加，在转换器中可以形成16个电流级别。最小的电流间隔等于基准电流，在本例中被设置为100μA。

以IBM位对转换器的输出电流IDA规定了被称为基本电流的底部界限。该振荡器要求有一定的最低电流以便适当工作，并且设置一个相应于1M位的电流作为此基本电流。此位被固定设置在数值=1，并且在本例中转换器产生的最小电流值的位加权为400μA。通过这些安排并借助于4位控制字，电流组-400μA、-500μA、...、-1900μA中的任何一个电流都可以这样被选取作基本电流，也就是说，作为转换器的输出电流IDA。这些输出电流中的任何一个当被送到电流控制振荡器21的控制输入端时，便会使该振荡器在和此电流对应的中频处振荡。由振荡器的类型所决定，电流可以为正，或如此例中一样为负。

电压-电流放大器22可以是任何已知类型。使用一种已知的级联的推挽输出级差动放大器结构优先的。这样一种放大器是以运算跨导放大器(OTA)的为名称的。其级联输出级的各晶体管增大了输出电阻，因而改善了该放大器给出电流的能力。由于输入端是差动的，图2中的输入端分别标有符号INA和INB。如果一个OTA放大器以单极性提供使用，由环路滤波器给出的输出电压被送至INA输入端，而处于该环路滤波器输出电压的变动范围中点处的这样一个标准电压被连接到INB输入端。当该电压控制振荡器的变动范围例如为1.5V至3.5V时，则在输入端INB处便设置了一个2.5V的电压。由此，当该环路被锁定时，环路滤波器的输出电压接近于一个相应于输出频率的2.5V的值。这个输出频率根据环路的输入频率可以用设置电路设置得稍微偏向中间频率的一侧。而当瞄准平衡状态时，环路滤波器的输出电压将不同于提到的接近于2.5V的值，而且振荡器频率和基准频率之差越大则这种偏离也越大。

对按照本发明的该种连接电路的工作对照图2进行了说明。当将振荡器21设置在希望的频率时，电压-电流放大器22的输入端INA处的电压被设置在其变动范围的中点处，也就是说，在2.5V的值处。因为在电压-电流放大器的输入端INB处是同样的电压，电压-电流放大器22的输出电压对振荡器的输入端将没有影响。DA转换器这时被给予某一个4位控制字，接着响应该字而对应于该字产生一个基本电流IDA，该电流被作为控制电流送至振荡器21的输入端。被此基本电流所激发后，该振荡器将在与此电流对应的频率处按照所述的振荡器的典型的频率/控制电流特性进行振荡。

然后环路滤波器的输出电压被许可对电压-电流放大器22的输入端INA发生影响，由此锁相环路将闭合。此后电压-电流放大器22的电流I cntrl和DA转换器23产生的基本电流IDA之和将会影响振荡器的输入端。由于环路滤波器的输出电压被设置在其变动范围的中点处，该环路将迅速接受它的最后平衡状态。滤波器输出电压和影响电压-电流放大器22的输入端INA的信号在其变化范围的顶部界限和底部界限之间的电压变化在该电压-电流放大器的输出端仅反映为较小的电流变化。这样，电压-电流放大器22的增益很低，这将改善该锁相环路在环路输出信号中引起的噪声。

当在锁相环路中接通电源时，一开始在环路滤波器上得不到电压。即使没有立即从DA转换器23给出控制字，它会立即送出一个400μA的基本电流，原因是IBM位经常处于1的值，因而使振荡器CCO21立即在和基本电流对应的频率开始振荡。

上面已说明了，由电压-电流放大器22产生的控制效应可以通过设置INA等于INB得到消除。实际上表明这是没有必要的。该环路可以在任何时候闭合，而当已经设置希望的中间频率时，如果有可能的话，该环路将在所有的时间自行锁定。在这种情况下，最好使用其带宽可以控制的环路滤波器。如果DA转换器的输出的变化相应于该振荡器的输出频率中一个足够短的频率间隔，这便没有必要。

对照图3中的各曲线，此连接电路的工作也将得到说明。此图以曲线的形式表示出设置电路如何影响振荡器的输出频率。DA转换器给出的各电流级别，在此只有级别1-10，是图中的参数。在级别1上，该锁相环路产生的中间频率约为55MHz(控制电压为2.5V)，而通过将控制电压从一个界限改变到另一个界限，频率约在30-75MHz的范围内变化。当希望同样的锁相环路产生一个稍高的频率时，DA转换器便被给予一个新的控制字，使之产生一个相应于例如级别2的电流。现在振荡器的中间频率将升到约67MHz，而频率范围约为47-84MHz。这样一来，距一个电流间隔一定距离处的各频率范围是重叠的。如果希望同样的锁相环路产生一个更高的频率，DA转换器被再次被赋予一个新的控制字，使之将产生一个例如相应于级别10的电流。现在振荡器的中频上升到约133MHz。

在按照本发明的一种连接电路中，使电压-电流放大器的输出电流的变化范围大于AD转换器的电流间隔很有好处。要求电压-电流放大器的输出电流的变化范围约为该转换器的电流间隔的两倍。按照图3，在前一个频率曲线结束之前，下一个级别的频率曲线将由此开始，使得接连的各频率范围都将部分重叠。这样，当DA转换器的所有输出电流级别都被使用时，在最高频率和最低频率之间的全部频率都可以毫无间断地被复盖。

被提出的数字控制能够使用一个宽频带电压控制振荡器的整个频率范围并可选定任何希望的中间频率是一个优点。当对DA转换器选取一个足够细密的分辩率时，电压-电流放大器的增益可以降低到该应用所要求的级别，环路输出频率中的噪声因此将会很低。

Claims (10)

1．用一种包含有一个电压-电流放大器(22)，以将控制电压转换成控制电流(I cntrl)，并包含有一个宽频带电流控制振荡器(21)，以被送到控制输入端的控制电流(I cntrl)所激发而产生一个对应于控制电流的输出频率信号的连接电路，该连接电路将一个电压控制振荡器的输出频率锁定于一个基准频率的方法，

其特征在于，该振荡器的控制电流是在两级中形成的，使得

振荡器的希望的输出频率是通过将相应于此输出频率的一个基本电流(IDA)送到该振荡器的控制输入端而设置的，并且

由该电压-电流放大器所产生的，并能修正该振荡器输出频率相对基准频率的偏离的控制电流(I cntrl)被加到基本电流(IDA)上。

2．如权利要求1中所述的方法，其特征在于，基本电流是用用于基本电流的设置电路(23)产生的，该设置电路被送给它的一个外部控制所激励而产生对应于该控制一个电流。

3．如权利要求2中所述的方法，其特征在于，该外部控制是一个n位的数码字，该设置电路由此可以产生2n个数目的基本电流。

4．如权利要求1或3中所述的方法，其特征在于，在接续的基本电流之间的电流间隔小于由电压-电流放大器产生的控制电流(Icntrl)的变化范围，从而该振荡器的接续的频率范围将部分重叠。

5．用一种锁相环路(PLL)将一个电压控制振荡器的输出频率锁定在一个基准频率的连接电路，该连接电路包含有：

一个电压-电流放大器(22)，用于将影响其输入端的一个控制电压转换成输出控制电流(I cntrl)，和

一个宽频带电流控制振荡器(21)，被连接到电压-电流放大器的输出端并受送到控制输入端的电流的激发而产生一个相应于该电流的输出频率信号，

其特征在于，该连接电路也包含有：

一个设置电路(23)，其中的输入端是一个外部控制(IB1、...、IB4)，而且可以在它的输出端产生若干个基本电流级别，并且在受外部控制(IB1、...、IB4)的值激发后，将一个与该值对应的基本电流级别作为基本电流(IDA)连接到该振荡器(21)的控制输入端，从而该基本电流决定了该振荡器的中间频率，而控制电流(I cntrl)保持该振荡器锁定在基准频率。

6．如权利要求5中所规定的连接电路，其特征在于，在基本电流级别之间的电流间隔小于由电压-电流放大器产生的控制电流(Icntrl)的变化范围。

7．如权利要求5中所规定的连接电路，其特征在于，设置电路是一种DA转换器。

8．如权利要求7中所规定的连接电路，其特征在于，该DA转换器的控制字是一个n位的字，从而可以产生2n个数的基本电流级别。

9．如权利要求5中所规定的连接电路，其特征在于，该装置包含有用于在改变控制字从而改变基本电流时，防止控制电流(I cntrl)被加到基本电流(IDA)上的装置。

10．如权利要求5中所规定的连接电路，其特征在于，电压-电流放大器(22)的输入端被连接到环路滤波器的输出端。

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