CN1225091C

CN1225091C - 接收机的基带电路和低频截止频率控制方法

Info

Publication number: CN1225091C
Application number: CNB031033113A
Authority: CN
Inventors: 市原正贵
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 2002-01-30
Filing date: 2003-01-22
Publication date: 2005-10-26
Anticipated expiration: 2023-01-22
Also published as: JP2003224489A; US20030142767A1; CN1435951A; GB0302183D0; JP3622728B2; GB2385475A; GB2385475B; US7257178B2

Abstract

一种接收机的基带电路和低频截止频率控制装置，它将高通滤波器的低频截止频率设置得尽可能地低来迅速收敛因增益波动引起的过渡现象。该接收机的基带电路包括：按照增益控制信号可变地放大基带信号的可变放大器；设置在基带信号路径中的高通滤波器；和控制装置，用于检测所述增益控制信号的变化量和按照检测的变化量控制所述高通滤波器装置的低频截止频率的变化。

Description

接收机的基带电路和低频截止频率控制方法

技术领域

本发明一般涉及接收机的基带电路和低频截止频率控制方法。具体地，本发明涉及具有高通滤波器的直接转换式接收机，所述高通滤波器用于阻塞基带电路中的直流偏移的传输。

背景技术

直接转换式接收机未来将会得到广泛的应用，因为与常规的超外差式接收机相比，它能够简化高频电路部分，以允许减少诸如滤波器之类的部件的数目，并且能够在基带范围内执行诸如带宽限制、AGC(自动增益控制)之类的大多数功能，以便由便于封装成大规模集成电路(LSI)的CMOS模拟电路来实现大多数功能。

图7示出了这种直接转换式接收机的具体结构的方框图。在图7中，高频带通滤波器402对由天线401接收的高频信号进行频带限制，用于提取接收频带的信号。经过带宽限制的信号被低噪声放大器(LNA)403放大，然后输入到正交解调器404。正交解调器404由本机振荡器425产生的本机信号来驱动。本机信号与要接收的高频信号的中心频率相同。通过正交解调器404，从高频信号中直接生成基带信号。在图7中，参考数字431表示平衡放大器，432和433表示混频器，而434表示移相器。

基带信号是I和Q两套信号。在基带滤波器405和406对基带信号进行带宽限制之后，基带信号被AGC电路407放大，以致平均幅度变为常数。由于控制增益的电路和算法并不直接与本发明相关，故省略对该电路详细讨论。AGC电路407的动态范围达到几十个dB(在CDMA(码分多址)系统中，动态范围大约是80dB)。AGC电路407的输出被输出到后级，作为各自的信号423和424。应该注意的是，参考数字408到411和412到415是由控制电路416控制的压控可变增益放大器。参考数字422是外部增益控制信号。

在直接转换系统中，用于限制毗邻的信道的信道滤波器不是IF频带的SAW滤波器，而是由基带滤波器405和406来实现的。由于这些滤波器是用采用了有源元件的电路实现的，所以适合于封装成IC。另一方面，由于高频被直接转换成了基带，所以不需要第二本机振荡器。因此，从LNA 403到基带输出的所有接收电路都可以被集成为单片IC组件。这有助于减小蜂窝电话的尺寸和降低元件的数目。

但是，在滤波器405和406以及AGC电路407中，一旦出现即使很小的直流偏移，AGC的增益就会高达80dB，在一些情况下，导致饱和，输出维持在电源电平或者接地电平上。例如，假设在滤波器405上出现1mV的直流偏移并且AGC电路407的增益是80dB，即，一万倍，则在AGC电路407的输出端出现10V的直流分量。当然，在蜂窝电话的情况下，该电压远小于电池电压，但是该蜂窝电话就会出故障。因此，在直接转换式接收机的基带电路中，尽可能消除直流偏移是最重要的任务。

消除直流偏移最简单的方法是图8所示的C-cut(由电容器来隔直流)。在图8的电路中，与C-cut对应的高通滤波器305到307被插入构成AGC电路的VGA(可变增益放大器)之间或者插入VGA的输出端之间。在图8中，滤波器301是对基带进行带宽限制的低通滤波器，并且滤波器301的转移函数设为H(s)。由于该低通滤波器并不与本发明直接相关，因此本公开中省略了对它的详细讨论。实际上，图8所示的结构表现为两套I、Q的形式。由于这两套电路实际上相同，所以以下仅对一套进行讨论，借助图示电路的结构，防止了各部分产生的直流偏移向输出侧的转移。这里，假设带通滤波器的转移函数是B(S)。

但是，在C-cut中，需要插入多个高通滤波器，用于确定地消除各个部分中产生的直流偏移分量，如图8所示。为了以很高的保真度将信号传输到后级，需要尽可能低的设置高通滤波器的截止频率。借助所示的这种结构，实际上可以完全防止静态直流偏移。

但是，实际将会遇到下面的问题。例如，假设可变增益放大器(以下称为VGA)304的输入转换的偏移(在“a”点转换的直流偏移)为Vofs，再假设Vofs的数值不随时间变化。如图9中“a”所示，直流电压是常数。这里，假设VGA304的增益最开始为1倍(0dB)，在时间“t0”变化到10倍(20dB)。图9中的波形“b”表示VGA输出点“b”处的电压。如波形“b”所示，点“b”处的电压在时刻t0迅速从Vofs变化到10×Vofs。

高通滤波器307对波形进行电容隔直(C-cutting)产生的高通滤波器的输出(点“c”处的电压)变成了图9的实线“c”所示的波形。从图中可以清晰看到，电容隔直(C-cut)消除了静态直流偏移。由于输入转换的偏移和VGA增益的波动，在输出中出现了过渡波形。在后级的解调电路(本发明中并未明确公开该解调电路)中，在基带的处理过程中这种波形还变成了干扰。

过渡中的峰值V_peak可以用VGA的输入转换偏移Vofs和VGA之前和之后的增益g0和g1来如下表达：

V_peak＝(g1-g0)×Vofs ……(1)

也就是说，增益波动越大时，峰值越大。

另一方面，关于波形“c”的持续时间，假设电压到达峰值V_peak的1％的收敛时间是τ，高通滤波器307是线性滤波器，截止频率是fc，收敛时间τ可以表示为：

τ＝-ln(0.01)/2πfc ……(2)

例如，fc是10kHz，τ变为大约73.3微秒。这个值相当于W-CDMA的大约281个码片(假设码片速率是3.84Mcps，即每秒3.84M个码片)。这一时间相当地长。当增益的变化明显时，这种较长的时间τ造成比特率的恶化。与此相比较，如果fc是1MHz，则τ变成0.733微秒。因此，小于或者等于峰值的1％的过渡收敛时间可以被限制在两至三个码片中。

但是，在增益变化较小的正常状态下，需要尽可能低地设置截止频率。也就是说要求以这种方式进行控制，即：

(1)当增益的变化相当小时(例如，≤6dB)，尽可能低地设置低频截止频率(例如，大约10kHz)。

(2)当增益的变化超过预定的值(例如，＞6dB)时，将低频截止频率设置为较高(例如，大约1MHz)，用于迅速收敛过渡中的直流电流偏移(例如，图9中虚线d所示的波形)。

另一方面，尽管已经对由VGA304的增益波动引起的过渡现象的对策进行了讨论，但是如果造成了增益的波动并且通过高通滤波器305到307输出，则在VGA302和VGA303中同样会引起过渡现象。因此，碰到相似的问题就需要相似的对策。

发明内容

鉴于上述问题完成了本发明。因此，本发明的目的是提供一种接收机的基带电路和低频截止频率控制方法，所述的方法可以通过将高通滤波器的低频截止频率设置得尽可能低来迅速收敛因增益波动造成的过渡状态。

根据本发明的第一方面，一种接收机的基带电路，包括：

可变放大器装置，用于按照增益控制信号可变地放大基带信号；

设置在基带信号路径中的高通滤波器装置；和

控制装置，用于检测增益控制信号的变化量和按照检测的变化量控制高通滤波器装置的低频截止频率的变化，

其中，高通滤波器装置可以具有两个低频截止频率，而控制装置按照变化量来有选择地改变低频截止频率，

控制装置以这种方式进行控制，即，当变化量小于预定的值时，将低频截止频率设置为较低的值，当变化量大于或者等于预定值时，将低频截止频率设置为比较低的值高的较高的值，另一方面，一旦将低频截止频率从较高的值变化到较低的值，控制装置的操作在控制定时方面提供预定的延迟时间。

增益控制信号可以是模拟信号，控制装置包括：绝对值产生装置，用于通过求模拟信号关于时间的微分来产生与变化量相对应的信号的绝对值；比较装置，用于比较该绝对值和预定的数值，以按照比较结果来改变低频截止频率。

另一选择是，增益控制信号是数字信号，控制装置包括：采样装置，用于以预定的间隔采样数字信号；比较装置，用于比较采样间隔中的数字信号的变化量的绝对值和预定值，以按照比较结果来改变低频截止频率。

根据本发明的第二方面，一种在接收机的基带电路中的低频截止频率的控制方法，所述的接收机包括用于按照增益控制信号来可变地放大基带信号的可变放大器装置，和设置在基带信号路径中的高通滤波器装置，所述的方法包括以下步骤：

控制步骤，检测增益控制信号的变化量并且按照检测的变化量来控制高通滤波器的低频截止频率的变化；

其中，所述高通滤波器装置具有两个低频截止频率，并且在所述控制步骤中按照所述变化量有选择地改变所述低频截止频率；

所述控制步骤以这种方式进行控制，即，当所述变化量小于预定的值时，将所述低频截止频率设置为第一值，当所述变化量大于或者等于所述预定值时，将所述低频截止频率设置为比所述第一值高的第二值，一旦将所述低频截止频率从所述第二值变化到所述第一值，执行所述控制步骤，以在控制定时中提供预定的延迟时间。

在本发明的工作过程中，在设计成用于按照增益控制信号来可变地放大基带信号的接收机基带电路中，当增益的变化足够小(例如，≤6dB)时，将高通滤波器中用于阻塞直流的低频截止频率设置得尽可能的低，而当增益的变化超过预定值(例如，＞6dB)时，将低频截止频率设置为较高(例如，大约1MHz)，以迅速收敛直流偏移。

通过进行上述的控制，当增益波动较小时，可以降低低频截止频率，以便以尽可能高的保真度将波形馈送到解调电路，从而获得稳定的接收性能。另一方面，当增益波动较大时，造成了较大的过渡性直流偏移。因此，在这种情况下，低频截止频率设置得较高，以迅速收敛过渡过程中的直流偏移。

附图说明

根据以下给出的详细说明和本发明优选实施例的附图，将会更全面地理解本发明，但是，这些说明和附图不是局限性的而仅是用于解释和理解的目的。

在附图中：

图1是说明本发明的直接转换式接收机的基带电路中的低频截止频率控制方法的概略图；

图2是表示要在本发明的优选实施例中使用的低频截止频率可变的高通滤波器的结构方框图；

图3示出了积分常数可变的反相积分器的一个例子的方框图；

图4示出了低频截止频率控制电路的例子的方框图；

图5示出了解释低频截止控制电路的工作情况的时序图；

图6示出了由处理器来实现低频截止控制电路的情况下的流程图；

图7示出了常规直接转换式接收机的结构图；

图8示出了直接转换式接收机的常规基带电路的结构方框图；

图9是用于说明增益发生变化时基带电路中造成的过渡状态的时序图。

具体实施方式

下面将参考附图对根据本发明的接收机的基带电路的优选实施例进行详细说明，具体对根据本发明的直接转换式接收机和低频截止频率控制方法进行详细说明。在下面的说明中，对诸多具体的细节进行了阐明，以全面理解本发明。但是，本领域的技术人员应该清楚没有这些具体的细节也可以实施本发明。

图1是用于解释本发明的直接转换式接收机中基带电路的低频截止控制方法的概略图。在下面的公开中，以相同的数字来表示与图8中相同的组成部分，并且省略了对公知组成部分的公开，以避免多余公开，从而保持公开的简洁性，以便于清楚地理解本发明。应该注意的是基带信号通过的路径与图8中的相同。新添加到本发明的优选实施例中的是：增益控制信号的输入端子；通过分流增益控制信号来产生要提供给各个VGA(可变增益放大器)的增益控制信号的增益分配电路101；和控制电路102，它将增益控制信号作为输入，监视增益控制信号的变化并且执行控制，以按照增益控制信号的变化来改变各自的高通滤波器305，306和307的低频截止频率。

在这些新添加的组成部分中，增益分配电路并不与本发明直接相关。因此，省略了增益分配电路的详细描述。具体而言，仅需要按照输入的增益控制信号来改变整个基带电路的增益。因此，增益分配电路具有向多个VGA分配整个基带电路的增益的功能。

本发明的重点是高通滤波器305、306和307以及控制电路102的结构和工作过程。如背景技术中所述，本发明的目的是以这种方式实现控制，即：

(2)当增益的变化超过预定的值(例如，＞6dB)时，将低频截止频率设置为较高(例如，大约1MHz)，用于迅速收敛过渡过程中的直流电流偏移。通过进行上述的控制，当增益波动较小时，可以降低低频截止频率，以便以尽可能高的保真度将波形馈送到解调电路，从而获得稳定的接收性能。另一方面，当增益波动较大时，造成了较大的过渡性直流偏移。因此，在这种情况下，低频截止频率设置得较高，以将收敛过渡过程中的直流偏移迅速收敛到小于或者等于峰值的1％，从而恢复稳定的接收条件。

为了实现这种功能，需要高通滤波器305、306和307具有能够调节低频截止频率的功能。在图8中，假设高通滤波器是具有电容器和电阻器的线性结构。与此相对比，在本发明中，如图2所示，对该结构有这样的考虑，即，缓冲放大器(具有1倍增益)201的输出被反相积分器202积分，并且馈送回加法器203。在图2中，α是积分常数。这种结构的转移函数可以用下式来表达：

B(s)＝s/(s+α) ……(3)

然后，如下用α来表示截止频率fc：

fc＝α/2π ……(4)

这是与由电容器和电阻器构成的简单高通滤波器相同的类型。上述这种结构的优点是包括带增益的放大器或者低通滤波器的功能，以彻底地消除直流偏移。这一点并不直接与本发明相关，因此在下面的公开中省略了它的详细说明。

当图2的积分器的积分常数α可以由外部信号(通过图2的控制端子输入的信号)改变时，从前面的表达式(4)中可以明显看出，能够改变低频截止频率。图3中示出了实现了对低频截止频率的调节的反相积分器的结构。图3示出了平衡式反相积分器。图3所示的平衡式反相积分器由运算放大器502和501、电容器504和503以及电阻器505到508构成。开关509和510由外部控制端子控制。当该控制端子的信号为“1”时，开关509和510打开(ON)，当控制端子的信号为“0”时，开关509和510关闭(OFF)。通过构造这种电路，按照控制端子的状态来如下表示积分常数α和低频截止频率fc。

当控制＝1：

α＝1/CR2

fc＝1/2πCR2 ……(5)

当控制＝0：

α＝1/C(R1+R2)

fc＝1/2πC(R1+R2) ……(6)

例如，选择C＝10pF，R1＝1.576MΩ，R2＝15.190kΩ，可以设计为：当控制＝1时，fc实际上变为1MHz，而当控制＝0时，fc实际上变为10KHz。

图3的控制端子是图2的控制端子。这个端子也是图1中每个高通滤波器的控制端子，并且与控制电路102的输出相连接。

接着，说明控制电路102的具体结构和工作过程。图4示出了在增益控制信号是模拟信号(需要模拟信号与增益的dB值具有线性关系)的情况下控制电路的结构的一个实施例。

转换式差分电路601首先将输入增益控制信号A转换成正比于该信号变化量的B。可以很容易地由运算放大器606、电容器604和电阻器605来构成差分电路606。图5中示出了差分电路601的输入信号A与输出B之间的关系。差分的输出B被输入到调节电路602，以由比较器607和608将它与阈值电压Vt和-Vt比较。Vt值是预先确定的，作为6dB增益变化相对应的电压变化值，其中假设用于切换低频截止频率的增益变化的标准是6dB。

如图5所示，当差分输出B超过Vt时，电容器607的值C变为“1”，相反，仅当差分输出B小于或者等于-Vt时，比较器608的值D变为“1”。在另一例子中，值C和D都保持为“0”。在本发明中，等同地对待增益的正变化和负变化。因此，在OR电路609中C和D的OR(逻辑和)取值E。在电路603中，在延迟电路610中，通过将信号E延迟为用于延迟时间τ的输入信号来产生延迟信号F。然后，通过OR电路611来产生作为E和F的OR输出的信号G。这样，在增益的变化量从大切换到小之后的给定时间(＝τ)中，控制输出G维持在“1”。τ的值设置为足够高通滤波器收敛过渡性直流偏移的时间。

如上所述，在给定的时间“τ”的范围中，仅在长于输入增益控制信号的变化的绝对值大于预定值|Vt|的情况下的时间中，能够控制高通滤波器的低频截止频率达到较高值。因此，达到了上述本发明的任务。

作为本发明的另一实施例，尽管基本结构与前面的实施例相同，也对控制电路102的构造方法进行讨论。前面的实施例的讨论是在增益控制信号是模拟信号的情况下进行的，而本实施例的情况是增益控制信号是数字信号。例如，增益控制信号由外部CPU以数据的形式提供。在这种情况下，控制电路102构成为一种处理器。

图6是增益控制信号以数字数据的形式给出的情况下的处理过程流程图。首先，控制电路(以下称为“处理器”)从初始状态开始工作。在步骤900，控制输出“输出”设置为“0”。即，在初始条件下，低频截止频率是低频状态。

接着，在步骤901存储过去的增益控制信号G(0)的值之后，输入要被存储在寄存器G(0)中的新的增益控制信号“输入”。在判断步骤902，判断新的和旧的增益的绝对值是否大于预定的阈值，例如，6dB。如果绝对值大于阈值，处理过程跳到步骤907，如果绝对值小于阈值，处理过程推进到步骤903。在步骤907，重新启动定时器。然后，在步骤908，控制输出“输出”设置为“1”。在此之后，处理过程推进到步骤906。

另一方面，在步骤903，检查定时器的值是不是超过τ。如果未超过τ，处理过程简单地不经任何处理推进到步骤906。如果超过了τ，复位定时器，并且在步骤904停止定时器，将控制输出“输出”设置为“0”。在此之后，处理过程推进到步骤906。在步骤906，在等待了与处理器的输入采样间隔相对应的时间ΔT之后，处理过程返回到步骤901。重复上述的处理过程。

通过在控制电路中实现实施例所示的处理器工作过程，能够实现与图5所示的时序图相同的工作过程。因此，可以实现与第一实施例相同的效果。

另一方面，在所示的实施例中，对增益控制信号是数字信号的情况进行了说明。但是，即使对于模拟增益控制信号，通过加入用于模数转换的A/D转换器，所示的实施例也是可应用的。该实施例也包括在本发明的范围之中。

如上所述，借助本发明，变得能够以这种方式来实现控制，即，当增益的变化足够小时，将低频截止频率设置得尽可能小，相反，当增益的变化超过了预定值时，将低频截止频率设置得较高，以迅速收敛过渡性的直流偏移。因此，通过进行这种控制，当增益波动较小时，可以降低低频截止频率，以便以尽可能高的保真度将波形馈送到解调电路，从而获得稳定的接收性能。另一方面，当增益波动较大时，造成了较大的过渡性直流偏移。因此，在这种情况下，低频截止频率设置得较高，以将过渡过程中的直流偏移迅速收敛到小于或者等于峰值的1％，从而恢复稳定的接收条件。

尽管针对示例性的实施例对本发明进行了说明，但是本领域的技术人员应该理解可以对本发明进行前述的和各种其它的变化和增删，而不偏离本发明的精神和范围。因此，不应该将本发明理解为局限于上述特定的实施例，而是应该包括各种体现在附加权利要求所表明的范围和等效范围中的所有可能的实施例。

Claims

1.一种接收机的基带电路，包括：

设置在所述基带信号路径中的高通滤波器装置；和

控制装置，用于检测所述增益控制信号的变化量和按照检测的变化量控制所述高通滤波器装置的低频截止频率的变化；

其中，所述高通滤波器装置具有两个低频截止频率，并且所述控制装置按照所述变化量有选择地改变所述低频截止频率；

所述控制装置以这种方式进行控制，即，当所述变化量小于预定值时，将所述低频截止频率设置为第一值，当所述变化量大于或者等于所述预定值时，将所述低频截止频率设置为比所述第一值高的第二值，一旦将所述低频截止频率从所述第二值变化到所述第一值，所述控制装置进行操作，在控制定时中提供预定的延迟时间。

2.根据权利要求1所述的接收机的基带电路，其特征在于，所述增益控制信号是模拟信号，所述控制装置包括：绝对值产生装置，用于通过求所述模拟信号关于时间的微分来产生与所述变化量相对应的信号的绝对值；比较装置，用于比较所述绝对值和预定值，以按照比较结果来改变所述低频截止频率。

3.根据权利要求1所述的接收机的基带电路，其特征在于，所述增益控制信号是数字信号，所述控制装置包括：采样装置，用于以预定的间隔采样所述数字信号；比较装置，用于比较所述采样间隔中所述数字信号的变化量的绝对值和预定的值，以按照比较结果来改变所述低频截止频率。

4.根据权利要求1所述的接收机的基带电路，其特征在于，所述接收机是直接转换式接收机。

5.一种在接收机的基带电路中的低频截止频率的控制方法，所述的接收机包括用于按照增益控制信号来可变地放大基带信号的可变放大器装置和设置在所述基带信号路径中的高通滤波器装置，所述方法包括以下步骤：

控制步骤，检测所述增益控制信号的变化量并且按照检测的变化量来控制所述高通滤波器装置的低频截止频率；

6.根据权利要求5所述的低频截止频率控制方法，其特征在于，所述增益控制信号是模拟信号，所述控制步骤包括：产生步骤，通过求所述模拟信号关于时间的微分来产生与所述变化量相对应的信号的绝对值；比较步骤，比较所述绝对值和预定的数值，以按照比较结果来改变所述低频截止频率。

7.根据权利要求5所述的低频截止频率控制方法，其特征在于，所述增益控制信号是数字信号，所述控制步骤包括：采样步骤，以预定的间隔采样所述数字信号；比较步骤，比较所述采样间隔中所述数字信号的变化量的绝对值和预定值，以按照比较结果来改变所述低频截止频率。

8.根据权利要求5所述的低频截止频率控制方法，其特征在于，所述接收机是直接转换式接收机。