CN1197555A - 具有噪声抑制特性的目标位置检测器 - Google Patents

Abstract

一种抑制触摸垫光标控制装置中的噪声的方法,该装置通过以多个扫描频率中的一个扫描与触摸垫相关的若干输入来运行,所述方法包括在所述多个扫描频率的每一个下测量噪声电平和将触摸垫光标控制装置的扫描频率设置为所述多个扫描频率中具有最低噪声电平的一个的步骤。

Description

具有噪声抑制特性的目标位置检测器

本发明相关于光标控制装置，更详细地说，本发明相关于具有噪声抑制特性的电容触摸传感器系统和用于电容触摸传感器系统的噪声抑制方法。

在目前可以获得的电容触摸垫上的电容传感器通过使电流流过电容传感器或使电压加在电容传感器上并测量产生的电压而工作。靠近或放在这个传感器上的手指增加了电容并改变了测量的电压。由于手指根本不与触摸垫电连接，因此手指与触摸垫不共享共同的电压参考值，手指相对触摸垫的电压能自由改变。这就使由触摸传感器系统测量的电压产生了失真。

先前的触摸垫技术接受了这个问题，并解决了一些电压噪声源的这个问题。在美国，最通常的噪声源是人的手指电压与电线耦合并以60赫兹变化，而与此同时触摸垫传感器系统的地电位保持恒定。避免60赫兹和相关噪声的一个方法是以高采样频率采样许多结果。使用高采样频率平均掉小于采样频率一半的频率的任何手指噪声的结果。在美国专利5374787中公开的消除噪声的另一种方法是通过在电流使电压降低时采样，在电流使电压升高时采样，然后组合这些结果以消除噪声偏移，来达到消除低频噪声的目的。

这两种方法都不适合特殊高频噪声的噪声降低。在接近采样频率的噪声频率处，噪声将与采样频率耦合并导致失真。

在极端情况下，电噪声即使在美国专利5374787中描述的系统下也会令人无法接受地改变采样结果。假定初始采样周期被噪声降低，而第二采样周期被噪声升高，两个结果的组合与两个噪声成分相加而非将其消除。如果噪声是周期性的并很接近采样频率，那么在测量的数据中会产生低频混淆现象或节拍模式，这可能冒充手指移动。

降低噪声的最常用方法是滤波(将电路或机构与噪声源隔离)。然而，在电容触摸垫系统的情况下，不可能将触摸垫与所有外界危险物隔离，也不可能将用户固定在触摸垫上，因此该方案是不实际的。

因此需要一个使电容触摸垫传感器上的噪声影响最小的系统和方法。

因此本发明的一个目的是提供一个相比于现有技术的电容触摸垫传感器具有改进的噪声免疫力的电容触摸垫传感器。

根据本发明的第一方面，在通过以若干扫描频率中的一个扫描与触摸垫相关的多个输入来操作的触摸垫光标控制装置中，用于抑制噪声的方法，包括以下步骤：在若干扫描频率的每一个频率下测量噪声水平；将触摸垫光标控制装置的扫描频率设置为若干扫描频率中具有最低噪声水平的一个。在本发明进一步的改进中，执行以下另外步骤：确定手指或其它传导目标何时与触摸垫接触；当手指或其它传导目标与触摸垫接触时，禁止改变扫描频率。禁止改变扫描频率可以在手指或其它传导目标与触摸垫脱离接触之后执行一段时间，该时间段足以完成一组手势中的任何一个。

根据本发明的第二方面，在通过以若干扫描频率中的一个扫描与触摸垫相关的一些输入来操作的触摸垫光标控制装置中用于抑制噪声的本发明装置包括在若干扫描频率的每一个上测量噪声水平的电路，和将触摸垫光标控制装置的扫描频率设置为若干扫描频率中具有最低噪声水平的一个的电路。还可以包括确定手指或其它传导目标何时与触摸垫接触，以及当手指或其它传导目标与触摸垫接触时，禁止改变扫描频率的电路。禁止改变扫描频率可以在手指或其它传导目标与触摸垫脱离接触之后执行一段时间，该时间段足以完成一组手势中的任何一个。

图1示出了电容触摸垫位置传感系统的整体方框图，其中可以使用本发明的噪声抑制特性。

图2a是本发明较佳实施例的电容目标位置传感器转换器的顶视图，示出了包括一个顶部传导线迹层和与底部线迹层相连的传导垫的目标位置传感器表面。

图2b是图2a的目标位置传感器转换器的底视图，示出了底部传导线迹层。

图2c是图2a和2b的目标位置传感器转换器的复合视图，同时示出了顶部和底部传导线迹层。

图2d是图2a-2c的目标位置传感器转换器的截面图。

图3示出了传感器译码电子装置的方框图，它可以与根据本发明的较佳实施例的传感器转换器一起使用。

图4a示出了可以用于本发明中的一个电荷积分器电路的简化示意图。

图4b是图4a的电荷积分电路的示意图。

图5是图4a和4b的电荷积分电路运行的时序图。

图6是用于本发明中的示意滤波器和采样/保持电路的示意图。

图7是用于本发明中的A/D转换器的较佳结构的详细方框图。

图8是可以用于本发明中的一个示意算术单元的方框图。

图9是可以与图8的算术单元一起使用的校准单元的方框图。

图10是在本发明中有用的偏压产生电路的示意方框图。

图11a示出了与图1相同的一个触摸垫，具有贴近放置的一根手指。

图11b示出了图11a的等效电路，这里假定手指靠近触摸垫，并且手指与触摸垫共享同一地电位。

图12示出了当手指电压相对触摸垫地电势变化时的等效电路，示意由本发明解决的问题。

图13的一组波形示出了电容触摸垫系统对手指噪声敏感性的另一方面。

图14的流程图示出了根据本发明的频率选择过程。

图15的示意图示出了根据本发明使用电容器移动电容触摸垫感应系统的扫描频率。

图16是实现本发明的电路的方框图。

本申请是于1994年9月2日申请的共同未决申请08/300387的部分连续申请，后者是于1993年8月31日申请的共同未决申请08/115743(现在是美国专利5374787)的部分连续申请，后一申请又是于1992年6月8日申请的共同未决申请07/895934的部分连续申请。本发明继续在母申请中公开的方案，并提供先前所没有的更独特的特征。这些改进提供了更便利的集成手段、增大的灵敏度、较大的噪声抑制、增大的数据获取速度和降低的功耗。本发明允许连续的自校准来减去环境变化的影响，并允许从传感平面上的边缘移动的增强的光标控制。

本领域的技术人员会认识到，本发明的下述描述只是示例性的，不作任何限定。本领域的技术人员很容易想到本发明的其它实施例。

本发明汇集了一些独特的特征，使得以前不可能的新应用成为可能。由于本发明的目标位置传感器具有很低的功率要求，因此用在电池操作或诸如膝上或便携式计算机之类的低功率应用中是很有效的。本发明花费也很低，没有移动部件(因此实际上不需要维修)，并且在传感器中使用现有的印刷电路板线迹。本发明的感应技术可以被集成到计算机母板中，以便进一步降低它在计算机应用中的花费。与此类似，在其它应用中，传感器可以是已经存在的电路板的一部分。

由于体积小，本发明的传感器技术在体积是很重要的考虑因素的情况下的膝上或便携式应用中是很有用的。本发明的传感器技术需要仅仅用于一个单一传感器接口芯片的电路板空间加上感应印刷电路板所需要的区域，所述芯片可以直接与微处理器接口。

首先参考图1，它示出了本发明的电容位置传感系统6的简化方框图。电容位置传感系统6可以准确地确定手指8或其它传导目标贴近或接触传感平面10的位置。沿第一方向(即“X”)延伸的许多传导线的电容由X输入处理电路12检测，沿第二方向(即“Y”)延伸的许多传导线的电容由Y输入处理电路14检测。检测的电容值在X输入处理电路12和Y输入处理电路14中被数字化。X输入处理电路12和Y输入处理电路14的输出被提供给算术单元16，它采用该数字信息得到表示手指8或其它传导目标相对于传感平面10的位置和压力的数字信息。

算术单元16的X、Y和Z输出被提供给移动单元18，后者为主机提供光标移动方向信号。本领域的技术人员会认识到，这里所述的主机可以表示独立的计算机(如IBM或兼容PC，或由苹果计算机公司生产的计算机)、手持式控制单元、个人数字辅助装置、远程通信装置等等或可以将一个触摸板的输出作为输入的任何其他装置或系统。

算术单元16的X、Y和Z输出也被提供给手势单元20，后者用于识别用户在传感平面10上作出的某些手指动作。另外，手势单元20可以给移动单元18提供一个信号，以便启动基于手势处理状态的本发明的边缘移动特征。

传感器材料可以是能够产生触摸垫的一个传导X/Y矩阵的任何材料，这不仅包括标准的PC板，也包括但也不仅限于柔性PC板、传导弹性材料、丝网传导线和压电Kynar塑性材料。这使本发明在任何便携式装置应用或需要传感器的造型适合手形的人机接口中很有用。

传感器可以符合任何三维平面。可以在产生该传感器的几乎任何表面轮廓上镀上两层铜。这将使传感器适应任何特定应用所需要的最佳人体工程形式。它与轻接触特征的接合可以不费力地用于许用应用场合。传感器也可以以一种间接的方式使用，即它可以在接触传感表面上有由一个传导层覆盖的绝缘泡沫材料，并且可以用来检测压向其表面的任何目标(不仅仅是传导体)。

小传感器区域是比较实际的，即目前构想的实施例采用大约1.5″×1.5″的区域，然而，本领域的技术人员知道，对不同的应用可以使用不同大小的区域。可以通过改变矩阵线迹间隔或改变线迹数量来改变矩阵区域的大小。在需要更多信息的情况下，采用大的传感器区域是比较实际的。

除了简单的X和Y位置信息以外，本发明的传感器技术也提供手指压力信息。这一附加的维特定的信息可以被程序使用来控制特定的特征，如绘图程序中的“刷宽度”、特定的菜单存取等等，以允许给计算机提供更自然的感应输入。另外还发现它在实现“鼠标点击和拖曳”模式和简单的输入动作时有用。

用户甚至不必接触表面来产生最小的反应。这一特征大大减小了用户限制，并可以允许更灵活的应用。

本发明的传感系统基于一个转换器装置，它能够提供关于目标接触转换器的位置和压力信息。现在参考图2a--2d的顶视、底视、组合和截面图，这些图示出了包括用于本发明中的接触传感器阵列22的当前较佳传感器平面10。由于本发明的这个实施例采用了电容，接触传感器阵列22的表面被设计为与手指或其它传导目标的电容耦合为最大。

根据本发明的当前较佳接触传感器阵列22包括一个衬底24，它有一个第一组传导线迹26，被安置在顶部表面28，在第一方向延伸，以构成阵列的行位置。第二组传导线迹30被安置在底部表面32，在最好是与第一方向正交的第二方向延伸，以构成阵列的列位置。顶部和底部传导线迹26和30交替地与包含放大区域(如图2a-2c的菱形所示)的周期性感应垫34接触。尽管感应垫34在图2a-2c中是以菱形示出的，任何形状，如圆形，只要能允许它们紧密地装备在一起，那么对本发明的目的来说就是等同的。这里作为一种强制的惯例，第一传导线迹26被认为取向于“X”或“行”方向，有时可以将其称为“X线”，第二传导线迹30被认为取向于“Y”或“列”方向，有时可以将其称为“Y线”。

这些感应垫34的数量和间隔取决于要求的分辨率。例如，在根据本发明的原理构成的一个实际的实施例中，采用菱形的传导垫，中心之间的距离为0.10英寸，这些传导垫沿传导体的一个15行和15列的矩阵放置。在感应垫模式中的每个方向的每隔一个感应垫被分别连接到衬底24的顶部和底部表面28和32的传导线迹。

衬底24可以是印刷电路板、柔性电路板或一些可用的电路互联技术结构中的任何一种。只要能够从底部传导线迹30到其顶部表面28上的感应垫34贯通接触，那么衬底的厚度就不重要。包括衬底24的印刷电路板可以采用标准工业技术构造。板的厚度并不重要。采用印刷电路板技术中公知的标准镀通孔技术，可以实现传导垫34与底部线迹30的连接。

在本发明的另一个实施例中，衬底材料24的厚度可以在0.005到0.010英寸的数量级。这样，位于顶部表面28上的菱形和连接底部表面线迹30的镀通孔可以被略去，进一步降低系统的费用。

在顶部表面28的传感垫34上装有一个绝缘层36，用于将手指或其它目标与之绝缘。绝缘层36最好是很薄的一层(大约为5密尔)，以保证电容耦合较大，并且可以包括从其保护和人体工程特征中选择的一种材料，如聚酯薄膜(mylar)。这里采用的“明显的电容耦合”一词指幅值大于大约0.5pF的电容耦合。

当手指接近触摸传感器阵列22时产生两种不同的电容效应。第一电容效应是互电容，或传感垫34之间的耦合，第二电容效应是自电容，或与虚地的耦合。传感电路被连接到本发明的传感器阵列22，并响应上述两种电容之一或两者同时的变化。这一点是很重要的，因为两个电容的相对大小根据用户环境产生很大变化。本发明检测自电容和互电容两者变化的能力导致产生了具有很宽应用范围的通用系统。

根据本发明的较佳实施例，包括触摸传感器阵列22和相关的位置检测电路的一个位置传感器系统将通过手指接近传感器阵列22的电容效应检测手指在印刷电路板线迹的一个矩阵上的位置。该位置传感器系统将以大大高于行和列线迹26和30之间的间隔的精度报告靠近传感器阵列22的手指的X、Y位置。根据本发明实施例的位置传感器还将报告正比于手指外形的一个Z值，从而指示手指接触传感阵列22的绝缘层36表面的压力。

根据本发明的当前较佳实施例，可以采用适应性模拟和数字VLSI技术提供一个非常灵敏的轻触摸检测器。本发明的电路非常可靠并且校准了处理和系统误差。本发明的检测电路将处理电容输入信息并提供可能直接提交给微处理器的数字信息。

根据本发明的这个实施例，传感电路被包括在一个单一的传感处理器集成电路芯片上。传感处理器芯片可以有任何数量的X和Y“矩阵”输入。X和Y输入的数目并不一定要相等。该集成电路有一个作为输出的数字总线。在图2a-2d中公开的示例中，传感器阵列在X和Y方向都有15条线迹。因此传感处理器芯片有15个X和15个Y输入。根据本发明原理构成的一个实际的实施例在X方向采用18条线迹而在Y方向采用24条线迹。本领域的普通技术人员会认识到，在本发明中可能采用的感应矩阵的大小是任意的，并且主要由设计选择来决定。

X和Y矩阵节点被并行驱动和检测，来自每条线路的电容信息指示手指与该节点的接近程度。扫描的信息提供了在每一维手指接近的轮廓。根据本发明的这一方面，轮廓的矩心在X和Y两方向导出，并且是该维中的位置。接近的轮廓曲线也被积分，来提供Z信息。

在本发明的触摸检测技术中采用两种驱动和检测方法。根据本发明的第一与当前较佳实施例，在传感器矩阵的所有X线路上的电压被同时移动，而Y线路的电压保持恒定。接着，在传感器矩阵的所有Y线路上的电压被同时移动，而X线路的电压保持恒定。这一扫描方法强调对由手指提供的对虚地的电容的测量。本领域的技术人员会认识到，这两个步骤的次序有一定的任意性，是可以反过来的。

根据第二驱动/检测方法，在传感器矩阵的所有X线路上的电压在正向被同时移动，而Y线路的电压在负向被移动。接着，在传感器矩阵的所有X线路上的电压在负向被同时移动，而Y线路的电压在正向被移动。第二驱动/检测方法强调互电容而不注重虚地电容。与第一驱动/检测方法相同，本领域的技术人员会认识到，这两个步骤的次序有一定的任意性，是可以反过来的。

现在参考图3，其中示出了根据本发明使用的当前较佳传感电路40的方框图。该方框图以及与之相关的公开相关于仅仅一维(X)的传感电路，并包括图1的X输入处理电路12。本领域的技术人员会认识到，可以采用一个相同的电路来检测另一维(Y)，并且可以包括图1的Y输入处理电路。本领域的技术人员会进一步注意到，两维并不一定要彼此正交。例如，它们可以是径向的，或具有任何其它特征来满足触摸传感器阵列的外形和系统的其它要求。本领域的普通技术人员会认识到这里公开的技术也可以适用于只使用一组传导线迹的一维情况。

在每个传感器矩阵节点的电容由相同的电容器42-1至42-n表示。电容器42-1至42-n的电容包括矩阵导线的电容，并且当没有目标(如手指)接近传感器矩阵的检测平面时有一个特征背景值。当一个目标接近检测面时，电容器42-1至42-n的电容与目标的大小和接近程度成正比增大。

根据本发明，在每个传感器矩阵节点的电容采用电荷积分电路44-1至44-n同时测量。电荷积分电路44-1至44-n将电荷分别注入电容器42-1至42-n，然后产生正比于在相应的X矩阵线路上检测的电容的一个输出电压。因此，电荷积分电路44-1至44-n以双向放大器符号示出。每个电荷积分电路44-1至44-n由偏压产生电路46提供一个工作偏压。

这里使用的“正比于电容”一词表示产生的电压信号是所检测的电容的一个单调函数。在这里描述的实施例中，电压与所检测的电容直接成线性正比。本领域的普通技术人员会认识到，其它单调函数，包括但并不局限于成反比，以及诸如对数或指数函数的非线性函数，也可以用在本发明中，而不脱离这里所公开的原理。另外，电流感应和电压感应技术都可以采用。

根据在本发明中采用的当前较佳驱动/检测方法，电容测量在一维的所有输入同时进行，以克服扫描单个输入的现有技术方案所固有的问题。现有技术方案带来的问题是它对高频和经由触摸目标耦合到电路上的大幅值噪声(大dv/dt噪声)敏感。由于噪声在较后的扫描周期而不是较早的扫描周期出现，并由于噪声水平的改变，这种噪声会使手指轮廓变形。

本发明通过同时“快照”X方向然后Y方向(或反之)的所有输入来克服这一问题。由于注入的噪声正比于遍布所有输入端的手指信号强度，因此它绕手指质心是对称的。由于绕手指质心对称，它不影响手指的位置。另外，电荷放大器起微分测量的功能，以进一步拒绝普通模式的噪声。

由于电荷积分电路44-1至44-n的特性，它们的输出将随时间产生变化，并且只在短时间有要求的电压输出。作为当前较佳情况，滤波器电路48-1至48-n被作为采样和保持转换电容滤波器。

要求的电压由滤波器电路48-1至48-n俘获。在控制电路56的控制下，滤波器电路48-1至48-n将从检测的信号中滤除任何高频噪声。这通过将滤波器的电容选择为大大高于电荷积分电路44-1至44-n的输出电容来实现。另外，本领域的普通技术人员会认识到，转换电容滤波电路48-1至48-n将俘获要求的电压并将其存储起来。

根据本发明，从电容测量中以电压形式得到的电容信息被数字化，并以数字格式处理。因此，由滤波器电路48-1至48-n存储的电压被存储在采样/保持电路50-1至50-n中，以便电路的其余部分处理在同一时间取得的输入数据。采样/保持电路50-1至50-n可以是现有技术中公知的传统采样/保持电路。

在采样/保持电路50-1至50-n的输出端的采样模拟电压被模--数(A/D)转换器52数字化。作为当前较佳的，A/D转换器52将输入电压转化为一个10位宽度的数字信号(分辨率为1/1024)，当然，本领域的普通技术人员会认识到也可以采用其它分辨率。A/D转换器52可以是现有技术中公知的传统的逐次逼近型转换器。

给定在本发明中采用的电荷积分电路，该电荷积分器输出的背景电平(没有目标存在)将为大约1伏特。当手指或其它目标存在时产生的ΔV典型的为大约0.4伏特。因此，A/D转换器52的电压范围应该在大约1-2伏特之间。

一个重要的考虑是A/D转换器的最小和最大电压参考点(Vmin和Vmax)。已经发现，如果这些参考电压是固定点，那么噪声将导致位置抖动。本发明中采用的解决该问题的方案是从参考电容42-Vmin和42-Vmax动态产生Vmin和Vmax，所述参考电容由电荷积分电路44-Vmin和44-Vmax检测，并由滤波电路48-Vmin和48-Vmax处理，然后存储在采样/保持电路50-Vmin和50-Vmax中。以这种方式，当信号从传感器阵列采样时存在的任何通常模式的噪声也将在Vmin和Vmax参考电压值中存在，并且将趋于消除。本领域的普通技术人员会认识到，参考电容44-Vmin和44-Vmax既可以是离散电容，也可以是传感器阵列中的额外线迹。

根据本发明，Vmin参考电压从一个电容器中产生，该电容器的值等于没有目标存在时期望在传感器阵列中遇到的最低电容(假定一个2平方英寸的传感器阵列，该值大约为12pF)。Vmax参考电压从另一个电容器中产生，该电容器的值等于有一个目标存在时期望在传感器阵列中遇到的最大电容(假定一个2平方英寸的传感器阵列，该值大约为16pF)。

A/D转换器52的输出为算术单元16提供输入。如下面参考图8更完整公开的那样，算术单元16的功能是计算在触摸传感器阵列22中X和Y方向各个检测线路上的信号的加权平均。因此，算术单元16由X输入处理电路12和Y输入处理电路14共享，如图1所示。

图3的控制电路协调电路其余部分的操作。由于系统是离散采样，并且流水线操作，因此采用控制电路56管理信号流。由控制电路56执行的功能可以经由现有技术中公知的状态机或微控制器常规产生。

现在将公开图3的各个单个方框的结构和操作。现在参考图4a、4b和5，在此将描述一个典型的电荷积分电路。电荷积分电路44在图4a中以简化示意图示出，在图4b中以示意原理图示出。电荷积分电路44的操作时序图示于图5。这些时序信号由控制器方框56提供。

电荷积分电路44基于采用电流对电容器充电的基本物理现象。如果电容器被一个恒定电流充电一个恒定时间，那么在电容器上将产生反比于该电容的一个电压，被充电的电容是与一个内部电容器并联的传感器矩阵线电容42，这个内部电容器将包含所考虑的电压。

现在参考图4a，其中示出了一个示意性的电荷积分电路44的简化示意图。一个电荷积分电路输入节点60被连接到传感器矩阵的X(或Y)线路的其中一条。第一短路开关62被连接在该电荷积分电路输入节点60和正电源干线V_DD之间。第二短路开关64被连接在电荷积分电路输入端和地(负电源干线)之间。一个恒定的正电流源66被连接到V_DD(正电源干线)和电荷积分电路输入节点60，并流经第一电流源开关68。一个恒定的负电流源70被连接到地和电荷积分电路输入节点60，并流经第二电流源开关72。显然，其它高和低的电压干线可以用来取代V_DD和地。

第一内部电容器74被连接在V_DD和电荷积分器电路44的输出节点76之间。一个正电压存储开关78被连接在输出节点76和输入节点60之间。第二内部电容器80的一块板通过开关82与地连接和通过开关84与电荷积分器电路44的输出节点76连接，另一块板通过一个负电压存储开关86与输入节点60连接和通过开关88与V_DD连接。第一和第二内部电容器74和80的电容只是单个传感器矩阵线路电容的一小部分(如大约10％)。在一个典型的实施例中，传感器矩阵线路电容大约为10pF，电容器74和80的电容大约为1pF。

根据本发明的当前较佳实施例，采用的方案是对增加的噪声抗扰性的差分测量，其优点是任何低频常规模式噪声被去掉。在下面的讨论中，除非注明是合上的，否则假定所有开关都是断开的。首先，传感器矩阵线通过开关62短时间与V_DD短接，开关78被闭合，将电容器74与传感器线路的电容并行连接。然后，并联电容器组合通过开关72用电流源70的恒定电流在一个固定的时间期间放电。在该固定时间期间的最后，开关78被打开，从而将传感器矩阵线路的电压存储在电容器74上。

然后传感器线路通过开关64被短时间与地短接，开关82和86被合上，以使电容器80与传感器线路的电容并联。开关68被合上，并联电容器组合用电流源66的恒定电流充电一个等于第一周期的固定时间期间的一个固定的时间期间。在该固定时间期间的最后，开关86被打开，从而将传感器矩阵线路上的电压存储在电容器80上。

然后将第一和第二测量电压取平均。这通过打开开关82和合上开关88和84来完成，它使电容器80与电容器74并联。由于电容器74和80具有相同的电容，在它们两端产生的电压等于单独在每个两端产生的电压的平均。这最后的结果是被传送到滤波器电路48-1至48-n中的适当一个的值。

低频噪声，特别是50/60Hz及其谐波，表现为一个DC电流成分，它在一次测量中加上，而在另一次测量中减去。当两个结果被加在一起时，噪声成分平均为零。噪声抑制量是这里将要公开的两个相对的充电和放电周期是如何相继快速执行的函数。选择这种电荷积分器电路的一个原因是它能够允许快速测量。

现在参考图4b，其中示出了图4a的简化图中的电荷积分器电路44一个示范实施例的更完整的示意图。输入节点60被示出通过取代图4a的开关62和64的导通门(pass gate)90和92与V_DD和地连接。导通门90由提供给它的控制输入端的信号ResetUp控制，导通门92由提供给它的控制输入端的信号ResetDn控制。本领域的普通技术人员会认识到，导通门90和92以及由图4b中的相同符号表示的所有其它导通门可以是现有技术中公知的CMOS导通门。这里采用的惯例是当它的控制输入端控制输入保持低电平时，导通门断开，而当控制输入端保持高电平时，导通门合上并呈现低阻抗连接。

P-沟道MOS晶体管94和96被构造成一个电流镜，P-沟道MOS晶体管94起图4a的电流源66的作用，导通门98起开关68的作用，导通门98的控制输入端由信号StepUp控制。

N-沟道MOS晶体管100和102也被构造成一个电流镜，N-沟道MOS晶体管100起图4a的电流源70的作用，导通门104起开关72的作用，导通门104的控制输入端由信号StepDn控制。P-沟道MOS晶体管106和N-沟道MOS晶体管108与P-沟道MOS电流镜晶体管96和N-沟道MOS电流镜晶体管102串联放置。P-沟道MOS晶体管106的控制栅由一个启动信号EN驱动，该信号接通P-沟道MOS晶体管106来给电流镜赋能，这个装置被用作能量保存装置，从而电荷积分器电路44在不使用时可以断开，以保存能量。

N-沟道MOS晶体管108的栅由参考电压Vbias驱动，该电压通过电流镜晶体管96和108设置电流。电压Vbias由下面将要参考图10更详细公开的一个伺服反馈电路设置。本领域的普通技术人员会认识到，这个实施例允许校准实时发生(通过长时间恒定反馈)，从而使由于传感器环境变化产生的任何长期影响被调整为零。在本发明的一个当前实施例中，对所有电荷积分器电路44-1至44-n和44-Vmax和44-Vmin，Vbias是共同的。

注意适当校准MOS晶体管102和108的大小，可以提供温度补偿，这可以通过利用N-沟道MOS晶体管108的阈值随温度减小而N-沟道MOS晶体管102和108的迁移率都随温度减小的事实来实现。阈值减小具有增大电流的作用，而迁移率减小具有减小电流的作用。通过适当的装置校准，这些作用可以在运行范围的一个有效部分内彼此抵消。

电容器74的一块板连接到V_DD，而另一块板通过导通门110(在图4a中以开关78示出)连接到输出节点76和输入节点60。导通门110的控制输入端由控制信号SUp驱动。电容器80的一块板通过导通门112(图4a中的开关86)连接到输入节点60，通过导通门114(图4a中的开关82)连接到V_DD。导通门112的控制输入端由控制信号SDn驱动，导通门114的控制输入端由控制信号ChUp驱动，电容器80的另一块板通过N-沟道MOS晶体管116(图4a中的开关82)连接到地，通过导通门118(图4a中的开关84)连接到输出节点76。导通门118的控制输入由控制信号Share驱动。

现在参考图4a、4b和图5的时序图，可以观察到电荷积分器电路44在一个扫描周期的运行。首先，EN(启动)控制信号通过成为0V而变为有效。这接通电流镜并给充电和放电电流源即MOS晶体管94和100赋能。ResetUp控制信号这时为有效高电平，它将输入节点60(和它所连接的传感器线路)与V_DD短路。SUp控制信号这时也是有效高电平，它将电容器74和输出节点76连接到输入节点60。这种结构保证下面所述的运行周期的放电部分总是从一个公知的平衡状态开始。

当ResetUp控制信号变为无效后放电过程开始。StepDn控制信号变为有效，将MOS晶体管100即放电电流源连接到输入节点60及其相应的传感器线路。StepDn在一个设定的时间内是有效的，并且恒定负电流源将传感器线路和电容器72的组合电容放电，从而降低它在该时间的电压。然后StepDn被断开。短时间之后，SUp控制信号变为无效，使测量的电压存储在电容器74上，由此结束放电周期。

接着，ResetDn控制信号变为有效并将传感器线路与地短路。与此同时，SDn和ChDn控制信号变为有效并将电容器80连接在地和传感器线路之间。电容器80对地放电，以保证下面的充电周期总是从一个已知的状态开始。

当ResetDn控制信号变为无效和StepUp控制信号变为有效后，充电周期开始。这时电流充电源即MOS晶体管94被连接到传感器线路，并提供一个恒定的电流，通过增大其上的电压来给传感器线路充电。StepUp控制信号在一个设定的时间内(最好等于前面提到的周期的时间)是有效的，允许电容被充电，然后它被断开。之后SDn控制信号变为无效，将测量的电压留在电容器80两端。

现在平均周期开始。首先，电容器80上的电压被电平移位，这由ChDn控制信号变为无效来完成，使电容器80的一块板浮动。然后，ChUp控制信号变为有效，将电容器的第二块板与V_DD连接。之后Share控制信号变为有效，将电容器80的第一块板连接到输出节点76，从而使电容器74与80并联。这具有对两个电容器两端的电压取平均的作用，由此消除前面描述的通用模式噪声。这个平均电压随后也可以在输出节点76上获得。

本领域的普通技术人员会认识到，当两个周期在很靠近的时间执行时，在放电和充电周期中得到的电压平均中固有的环境交变电流和其它低频噪声消除特征是最有效的。根据本发明，在大大小于要被消除的噪声周期的四分之一的一个时间期间内，ChDn和ChUp信号应该相互被确立，以便利用本发明这个特征。

根据本发明，公开了两个不同的驱动/检测方法。本领域的普通技术人员会很快发现，参考图4a、4b和5公开的电荷积分器电路44适合根据这里公开的任何一种扫描方法运行。

从对电荷积分器电路44运行的理解，可以清楚，它的输出电压只在短时间可以获得，并受到环境噪声的影响。为了使噪声影响最小，采用一个转换电容器滤波电路48。现在参考图6，其中示出了可以用于本发明中的转换电容器滤波电路48的示意图。本领域的普通技术人员会认识这个转换电容器滤波电路，它包括一个输入节点120、一个具有由Sample控制信号驱动的控制输入的导通门122、一个连接在导通门126的输出和固定电压(如地)之间的电容器124、和一个包括在电容器124和导通门126的输出之间的公共连接的输出节点。在一个典型的实施例中，电容器116的电容大约为10pF。

本领域的普通技术人员会认识到，转换电容器滤波器48部分是采样/保持电路，它有一个滤波时间常数，是采样周期的K倍，这里K是电容器124和与之相连的图4a和4b的电荷积分器电路44的电容器74和80的和的比率。转换电容器滤波电路48进一步减小进入系统的噪声。在较佳实施例中，K＝10/2＝5。本领域的普通技术人员会认识到，其它类型的滤波电路如RC滤波器也可以用于本发明。

现在参考图7，其中示出了图3的A/D转换器52的当前较佳结构的更详细的方框图，A/D转换器的数目比触摸传感器阵列中的线路数少，并且A/D转换器的输入端被多路复用，以共享触摸传感器阵列中几条线路之间的每个A/D转换器，图7中的结构在采用集成电路布图时比为每个输入线路提供单独的A/D转换器更有效。

在图7中所示的实施例中，对图2a-2d的传感器阵列10假定有24条传导线路线迹。如图7所示，采样/保持电路50-1至50-24的输出被馈送到模拟多路复用器130的模拟数据输入端。模拟多路复用器130有6个输出，每个驱动A/D转换器52-1至52-6中单独一个的输入端。模拟多路复用器130的内部结构使每四个不同的输入被多路复用处理为每一个输出。模拟多路复用器130在原理上画为六个内部多路复用器方框132-1至132-6。

在图7所示的例子中，从采样/保持电路50-1至50-4得到的输入被多路复用处理为驱动A/D转换器52-1的内部多路复用器方框132-1的输出。与此类似，从采样/保持电路50-5至50-8得到的输入被多路复用处理为驱动A/D转换器52-2的内部多路复用器方框132-2的输出。从采样/保持电路50-9至50-12得到的输入被多路复用处理为驱动A/D转换器52-3的内部多路复用器方框132-3的输出。从采样/保持电路50-13至50-16得到的输入被多路复用处理为驱动A/D转换器52-4的内部多路复用器方框132-4的输出。从采样/保持电路50-17至50-20得到的输入被多路复用处理为驱动A/D转换器52-5的内部多路复用器方框132-5的输出。从采样/保持电路50-21至50-24得到的输入被多路复用处理为驱动A/D转换器52-6的内部多路复用器方框132-6的输出。

模拟多路复用器130有一组用总线134示意表示出来的控制输入。在图7所示的示范实施例中，内部多路复用器132-1至132-6的每一个是4-输入的多路复用器，因此，控制总线134可以包括一条两位总线，以便从4个中间选取1个，本领域的普通技术人员会认识到，图7的结构只是解决24个通道中的A/D转换的任务的许多特定方案中的一个，其他令人满意的等同结构也是可行的。

在一个直接解码方案中，多路复用器132-1至132-6将在其第一至第四输入端上的模拟电压分别按顺序传送到A/D转换器52-1至52-6的输入端。当模拟值在A/D转换器52-1至52-6的输入端稳定后，在公用的A/D控制线136上确立一个CONVERT命令，来开始A/D转换过程。

当A/D转换过程完成时，表示输入电压的数字值被存储在寄存器138-1至138-6。作为当前较佳方案，寄存器138-1至138-6每个可以包括一个两字寄存器，以便一个字可以从寄存器读到算术单元54，而第二个字被写入寄存器，从而使系统的速度最快。这种寄存器的设计是常规的现有技术。

现在参考图8，其中示出了算术单元16的详细方框图。本领域的普通技术人员会认识到，算术单元16处理来自X和Y两个方向的信息，即来自图1的X输入处理电路12和Y输入处理电路14的信息。

在公开算术处理单元16的结构之前，先理解根据本发明确定目标靠近传感器阵列22的质心位置的最佳方法是很有用的。

根据本发明的当前较佳实施例，在任一方向的目标位置可以通过估算在传感器阵列10的各个检测线路上测得的电容的加权平均来确定。在下面的讨论中，使用X方向，但本领域的普通技术人员会认识到，该讨论也同样适用确定在Y方向的加权平均。如公知的那样，加权平均可以如下确定：其中ΔCi＝Ci-C0i，Ci是在第i个线迹上当前测得的电容，C0i是在某个过去的时间当没有目标存在时在同一线迹上测得的值。根据这些过去与当前电容测量，位置可以表示为：

采用乘对加的分配律，这个式子等同于：

其中在分子和分母中的负数项是偏移，并表示没有目标时电容的背景值。如果O_N项被用来表示分子的偏移，O_D项被用来表示分母的偏移，那么等式3可以重写为：

现在参考图8，可以看到，算术单元16包括X分子和分母累加器150和152以及Y分子和分母累加器154和156。X分子和分母累加器150和152以及Y分子和分母累加器154和156的操作数据源是在图1的传感器阵列22的每个(X和Y)方向的寄存器138-1至138-6。X和Y分母累加器152和156将来自A/D转换器的数字结果相加。X和Y分子累加器150和154计算输入数据的加权和而不是直接和。累加器150、152、154和156可以用硬件元件构造，也可以用在微处理器上运行的软件实现，本领域的普通技术人员对此很容易理解。

观察图8可以看出，分子累加器150和154计算等式4的公式： $\underset{i=0}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}i\×C_i---\left(5\right)$

分母累加器152和156计算等式4的公式： $\underset{i=0}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{C}_i---\left(6\right)$

从加法器166、168、170和172中的累加器150、152、154和156中存储的结果中减去X和Y分子和分母位移寄存器158、160、162和164的内容。加法器166减去存储在X分子位移寄存器158中的位移O_NX。加法器168减去存储在X分母位移寄存器160中的位移O_DX。加法器170减去存储在Y分子位移寄存器162中的位移O_NY。加法器172减去存储在Y分母位移寄存器164中的位移O_DY。分子分母对被除法方框174和176相除，产生X和Y位置数据，并且X和Y分母对被方框178用来产生Z轴(压力)数据。方框178执行的功能将在后面介绍。当校准单元180发出指示时，从累加器的内容采样位移O_DX、O_NX、O_DY和O_NY。

本领域的普通技术人员会认识到，本发明系统的结构可以以多种方式分布，其中一些包括使用微处理器，它可以在本发明系统与之相连的主机中，也可以在这里描述的集成电路和主机之间的某处。本发明的实施例是做了仔细考虑的，其中表示和项的累加分子和分母值与O_N和O_D位移值一起被送到微处理器进行处理，或者所有处理都由编程设计的微处理器完成，如现有技术中公知的那样。

一开始，分子和分母累加器150、152、154和156在系统启动时被设置为零。如果采用如图7所示的多路复用的A/D转换器，那么在寄存器138-1的第一个字中的数字化电压数据(代表在采样/保持电路50-1的输出端的电压)被加到累加器的和中，并且结果存储在累加器中。接下来，在寄存器138-2至138-6的第一个字中存储的数字化电压数据(分别代表在采样/保持电路50-5、50-9、50-13、50-17和50-21的输出端的电压)被加到累加器的和中，并且结果存储在累加器中。如前所述，A/D转换器52-1至52-6这时可以转换在采样/保持电路50-2、50-6、50-10、50-14、50-18和50-22的输出端出现的电压，并将数字化值分别存储在寄存器138-1至138-6的第二个字中。

然后，紧接着，存储在寄存器138-1至138-6的第二个字中的数字化电压值(分别代表采样/保持电路50-2、50-6、50-10、50-14、50-18和50-22的输出端的电压)被加到累加器的和中，并且结果被存储在累加器中。

然后，紧接着，存储在寄存器138-1至138-6的第一个字中的数字化电压值(分别代表采样/保持电路50-3、50-7、50-11、50-15、50-19和50-23的输出端的电压)被加到累加器的和中，并且结果被存储在累加器中，随后是存储在寄存器138-1至138-6的第二个字中的数字化电压值(分别代表采样/保持电路50-4、50-8、50-12、50-16、50-20和50-24的输出端的电压)。

在该时间点，累加器保持所有各个数字化电压的和。现在从分子和分母累加器中存储的值中分别减去存储在O_N和O_D位移寄存器158、160、162和164中的数字值。随后除法器174和176中的除法操作完成加权平均计算。

除法操作也可以由一个外部微处理器执行，它可以取出存储在累加器中的值或自身执行累加运算。由于O_N和O_D位移值现在由外部微处理器导出，因此该除法操作给这个外部微处理器带来的额外的处理开销最小。另一方面，可以在芯片上包括一个专用的微处理器，来处理这些处理任务，而不脱离这里所公开的本发明。

上面公开的处理在大约1毫秒内发生，并且可以重复执行。当前的鼠标标准每秒更新位置信息40次，因此本发明的装置可以很容易地以这个重复频率运行。

由于本发明中采用的方法的特性，有机会提供另外的抗噪声性，而不需要在本发明系统中增加额外的硬件。尽管很明显在上面公开的序列完成后，累加器可能被清零，处理被重复，但该值也可以被允许保留在累加器中。如果这样做，可以执行平均处理功能，以进一步滤掉噪声。根据本发明的这一方面，可以取若干采样值，在累加器中运行，在处理序列结束时也不清除。作为当前较佳方案，在得到一个单一的除法结果供系统使用之前，有二十五个采样值被处理，从而大大降低瞬间系统噪声峰值的影响。本领域的普通技术人员会认识到，在清除累加器之前取的采样值数目主要是设计上的选择，选择因素如数据获取速度、数据处理速度等等。

最好对由图8的算术单元16的除法方框174和176产生的X和Y位置数据提供额外的滤波。该滤波最好发生在图1的算术单元16和移动与手势单元18和20之间。X和Y坐标作为独立的数单独滤波。每个滤波器是现有技术中公知的计算“运行平均”的一个平均寄存器。当第一次检测到手指的存在时，滤波寄存器用当前商启动。在随后的采样值中，用滤波寄存器值对新的商取平均，产生新的滤波寄存器值。在当前较佳实施例中，这些值在平均中被同等加权，但不同的权重可以用来提供较强或较弱的过滤。滤波寄存器中的值的次序作为X和Y坐标，由图1中的移动与手势单元18和20使用。

本发明的系统适用于变化的环境，如元件老化，由于湿度引起的电容变化，以及触摸表面弄脏，等等。另外，本发明使外界噪声被有效地减为最小。根据本发明，这些效果可以从三方面考虑。首先，位移值O_N和O_D被动态更新以适应变化的环境。第二，提供一个伺服反馈电路来确定用于设置电荷积分器电路44-1至44-n的偏置的偏压。第三，如本文前面公开的那样，A/D转换器的Vmax和Vmin的参考电压点也被动态改变，以增大信噪容限。

现在参考图9，其中示出了可以与图8的算术单元一起使用的校准单元150的方框图。该校准单元150执行一个算法，通过试图确定何时没有手指或其它传导目标接近触摸传感器阵列22来建立分子和分母位移值。

如前面所述，O_N和O_D位移值代表没有目标时阵列电容的基准值。这些值也被根据本发明更新，因为太低或太高的基准电平具有根据误差的符号移动目标的视在位置的作用。选择当传感器阵列22没有目标时读出的值来建立这些值。由于没有外部方式“得知”何时传感器阵列22中没有目标，采用根据本发明另一方面的一个算法来建立并动态更新这些位移值。当校准单元看见一个看起来像是没有手指存在时典型的Z值时，它指示位移寄存器(图8的158、160、162和164)从累加器的当前值重新装入。根据本发明的当前较佳实施例，更新位移值的决定基于X或Y方向的仅仅其中一个中的传感器阵列22的行为，但当决定作出时，所有四个位移(O_NX、O_DX、O_NY、O_DY)都被更新。在本发明另外的实施例中，更新决定可以根据这里叙述的标准对每个方向单独作出。

校准算法通过监控分母累加器值的一个选定值的改变来工作。根据本发明，已经观察到，对触摸传感器阵列22中传导线路组的其中一个的电容改变的灵敏度比对触摸传感器阵列22中传导线路组的另一个的电容改变的灵敏度大。经验表明，对电容改变具有较大灵敏度的传导线路组是在物理上位于另一方向中的传导线路之上的传导线路组，因此最靠近传感器阵列22的触摸表面。从传感器阵列22表面上发生的电容变化，上面的传导线路组趋于部分屏蔽较下面的传导线路组。

通过将在检测线路上测得的电容相加得到手指压力。在减去位移O_D之后这个值已经在分母累加器中出现。如果压力大于一个适当的阈值，那么手指存在。这个阈值可以根据经验选择，它是表面材料和电路时序的函数。可以调节阈值来适应每个用户的口味。

由装置报告的压力是X和Y方向分母的一个简单函数f(X_D，Y_D)，由图8的方框178实现。可能的函数包括选择一个较佳分母值或将分母累加。在一个当前较佳实施例中，从两个分母中选择较小的一个。如果手指从垫板的边缘稍稍移开，这里X传感器正在产生有效数据，而Y传感器不产生，或反过来，那么该选择具有使压力变得低于阈值的作用。这可以在传感器区域的周围起电子档板(bezel)的作用，代替机械档板。

在图8的例子中，Y分母被选择来进行监控，因为它最灵敏。为校准算法的目的，将选定的分母表示为Z。对该分母当前保留的位移被表示为O_Z。

校准算法的目的是跟踪静止的Z水平中的逐渐变化，同时保证不对手指进行校准，也不对从噪声中产生的瞬时峰值作校准。由下面的描述，本领域的普通技术人员会认识到，校准算法可以用数字或模拟硬件实现，也可以用软件实现。在由发明人实际测试的当前实施例中，是用软件实现的。

当Z值到达校准单元时，它们经过了滤波器182。与滤波器182一起运行的历史缓冲器184保持最近Z值的“运行平均”，当一个新Z值到来时，当前运行平均F_Z根据下面的公式更新：

        新F_Z＝α(旧F_Z)+(1-α)Z      (7)其中α是0和1之间的一个常数因子，通常靠近1，Z是当前Z值。在较佳实施例中，α近似0.95。本发明要使F_Z变化足够慢，以跟随逐渐变化，而不受Z中短扰动的大影响。

滤波器182从控制单元186接收一个信号ENABLE。只有当ENABLE被确立时，运行平均F_Z根据新Z值更新。如果ENABLE被撤销，那么，F_Z保持恒定，不受当前Z值影响。

历史缓冲器184记录几个最近的F_Z值。在本实施例中，历史缓冲器记录两个先前的F_Z值。该历史缓冲器可以是移位寄存器、循环队列或模拟延迟线路。当历史缓冲器从控制单元186接受一个REWIND信号时，它将当前运行平均F_Z恢复为最旧的保存值。如同滤波器182相应历史缓冲器的深度被“追溯”禁止一段时间一样。历史缓冲器的目的是允许这种追溯禁止。

用绝对差单元188和190和比较器192将当前运行平均F_Z与当前Z值和当前位移O_Z进行比较。绝对差单元188将值Z和F_Z相减，并输出其差的绝对值。绝对差单元190将值O_Z和F_Z相减，并输出其差的绝对值。如果绝对差单元188的输出小于绝对差单元190的输出，即如果F_Z与Z而不是与O_Z更接近，那么比较器192确立UPDATE信号。当Z的平均值移位到一个新的静止水平时，更倾向于确立UPDATE信号。当Z从它的正常静止水平发生瞬时偏移时，倾向于不确立UPDATE信号。滤波器常数α确定为该目的被认为是“瞬时”的偏移的长度。

减法器单元194是计算Z和O_Z的带符号差的一个简单减法器。这个减法器实际上是图8中的减法器172的冗余，因此在实际实施中可以与它合并在一起。这个减法器的输出C_Z是被校准的Z值，即对手指压力的估算。用比较器196和198将这个压力值与一个正和负Z阈值比较。这些阈值在图中被表示为Z_TH和-Z_TH，但它们实际上并不要求具有相等的幅值。

如果压力信号C_Z大于Z_TH，那么确立信号FINGER，指示可能存在手指。由校准单元使用的Z_TH阈值与由系统其余部分检测手指存在时采用的一样，但也可以具有不同的值。在本实施例中，校准Z_TH被设定为稍小于主Z_TH，以保证校准单元对手指的存在作一个保守的选择。

如果压力信号C_Z小于-Z_TH，那么确立信号FORCE。由于O_Z意为等于手指不存在时Z的静止值，手指只能增大传感器电容从而增大Z的值，因此一个大的负C_Z意味着装置一定曾相对刚刚被移开的手指不正确地校准了自己。校准逻辑200采用这个事实，在手指不再存在时强制执行重新校准。

控制逻辑186负责制止当手指存在时产生的Z值对运行平均F_Z的影响。当FINGER信号为真时，输出ENABLE通常断开，当FINGER信号为假时合上。然而，当FINGER从假转变为真时，控制逻辑也使REWIND信号产生脉动。当FINGER从真转变为假时，控制逻辑在确立ENABLE之前等待一段较短的时间(可与历史缓冲器的深度相比)。因此，当手指存在和手指存在之前或之后的一段短时间，运行平均被制止跟随Z变化。

校准逻辑200从三个比较器192、196和198的输出产生信号RECAL。当RECAL被确立时，位移寄存器O_N和O_D将从当前累加器值重新装入。RECAL由下面的逻辑等式产生：

     RECAL＝FORCE或(UPDATE与非FINGER)     (8)

另外，每当系统第一次被启动时，可能在等待电荷积分器电路和其它电路稳定的一个短暂时间之后，安排校准逻辑200确立RECAL。

从对控制逻辑186和校准逻辑200的描述，本领域的普通技术人员会认识到，根据简单常规的逻辑设计采用传统逻辑可以很容易构造这些方框。

对本领域的普通技术人员来说，很显然，描述的校准算法并不是本发明的电荷积分器和累加器的特定系统专用的，它可以用在产生接近或按压数据的任何触摸传感器中，在该触摸传感器中需要保持一个校准点，以反应当手指或伪噪声不存在时传感器的状态。

现在参考图10，其中用示意图的形式示出了在本发明中有用的一个偏压产生电路46。根据本发明的一个当前较佳实施例，电荷积分器电路44-1至44-n的所有偏压晶体管108(图4b)的栅极被连接到一个单独的偏压源，但本领域的普通技术人员会认识到其他结构也是可行的。有多种方式来产生电荷积分电路44-1至44-n需要的偏压。

观察图10可以发现，偏压产生电路46是一个过阻尼伺服系统，近似电荷积分器电路44-1至44-n中一个典型的电荷积分器电路的电流源函数的一个参考源包括一个电容器202，该电容器的一块板被接地，另一块板通过第一导通门204连接到V_DD电源，通过第二导通门208连接到一个电流源晶体管206。与滤波器电路48-1至48-n相同并由控制滤波电路48-1到48-n的同一信号控制的一个滤波器电路210被连接来采样电容器202上的电压，其方式与滤波和采样/保持电路48-1至48-n对传感器阵列22中传感器导体电容上的电压采样的方式相同。

滤波器电路210的输出被传送到一个弱跨导放大器212的非反向输入，放大器212有一个范围从大约0.1微安到0.2微安的偏流。跨导放大器212的反向输入连接到一个大约1伏特固定电压，它例如由二极管214和电阻216产生。跨导放大器212的输出经由导通门222被电容器218以及电容器220旁路。选择电容器220比电容器218大得多。在本发明的一个典型实施例中，电容器218可以为大约0.2pF，电容器220可以是大约10pF。

电容器220被连接到N沟道MOS晶体管224的栅极，该晶体管的漏极被连接到P-沟道MOS晶体管226的漏极和栅极，源极被连接到N-沟道MOS晶体管228的漏极和栅极。P-沟道MOS晶体管226的源极被连接到V_DD，N-沟道MOS晶体管228的源极被接地。晶体管224和228的公用漏极连接是偏压输出节点。

一个可选的导通门230可以被连接在一个固定电压源(如大约2伏)和电容器220之间。导通门230可以在启动时通过将电容器220充电到固定的电压来开启偏压产生电路46。

在每个采样期间，滤波器电路210取一个新的样值。如果该新样值与前面的样值不同，那么跨导放大器212的输出电压将产生变化，并开始对电容器218充电或放电到一个新的电压。导通门222被短时间(如大约1微秒)合上，电容器218和220上的电压试图对其自身取平均。由于电容器218和220之间大小差别很大，因此，电容器218在导通门222被打开期间不能提供足够的电荷来均衡该电压。这种结构防止了周期与周期之间产生大的偏压变化。

电容器202应该看起来尽可能像一个传感器阵列通道，并且有一个等于典型的传感器线路的背景电容(即没有目标接近或按压电容元件)的值。电容器202可以用多种方式形成。电容器202器可以包括在传感器阵列一部分中的一个额外的传感器线路，被配置来近似有效传感器线路中的一个，但通过接地板等等与手指电容隔离。另一方面，电容器202可以是集成电路中形成的或与之相连的一个电容器，它有一个被选定来与典型的传感器线路的值相匹配的一个值。在这方面，包括电容器202和滤波电路210的信号源与产生Vmax和Vmin参考电压的电路有些相似，即它模拟典型的传感器线路。

作为另一个替代方案，一个实际的传感器线路可以被用来设置偏压。在两个端点传感器线路上的测定电压可以被比较，并根据如果手指或其它目标接近传感器阵列，它就不会出现在位于阵列的相对侧的传感器线路上的理论，选定具有最低值的那个线路。

在当前可以获得的电容触摸垫上的电容传感器，如本文中公开的那种，在操作时使电流流经或电压加在电容传感器上并测量产生的电压。放在电容触摸垫传感器上或靠近电容触摸垫传感器的手指或其它目标增加电容并改变测得的电压。由于手指或其它目标与触摸垫根本没有电气连接，因此，手指和触摸垫不共享同一参考电压，手指相对于触摸垫的电压可以随便改变。这会使测得的电压扭曲。

参考图11和12，其中示出了由本发明解决的问题。图11a示出了一个触摸垫240，手指242靠近该触摸垫。图11b是图11a结构的等效电路，这里假定手指靠近触摸垫，手指与触摸垫共享公共的地。电容器244代表触摸垫240的电容，电容器246代表手指242的电容。电容器244和246并联，并共享用在参考号248处的接地符号示意性表示的一个公共地连接。这并不是通常的情况，因为它不方便用户使用手环或其它装置将其自身接地。

图12示出了当手指相对触摸垫地浮动并使手指电压相对触摸垫地改变时图11a结构的等效电路。同样，电容器244代表触摸垫的电容，电容器246代表手指的电容。然而，从图12可以看出，在电容器244和电容器246之间不存在公共的地。这种情况由插在电容器246的下板和在参考号248处的地之间的噪声源250表示。根据这里公开的内容，本领域的普通技术人员会认识到，图12代表实际电容触摸垫运行环境下的最常见情况，并示出了由本发明解决的问题。

图13的一组波形示出了电容触摸垫系统对手指噪声灵敏性的另一方面。第一个波形是被采样的实际信号，第二个波形是噪声成分，第三个波形是产生的采样信号加上噪声。在图13中，假定初始采样周期被噪声驱动为低，第二采样周期被噪声驱动为高。两个结果的组合使两个噪声成分相加而不是被消除。如果噪声是周期性的并很靠近采样频率，那么在测得的数据中将产生低频假信号或节拍模式，它们可以冒充手指移动。

根据本发明，在图11、12和13中示出的解决问题的方案被表示为在电容触摸垫系统中减小噪声影响的装置和方法。本发明的解决方案包括两个概念。第一，确定是否存在假信号噪声情况，如果存在这种危险的噪声情况，那么触摸传感器系统的采样频率被改变为不受本噪声情况影响的一个频率。

根据本发明的当前较佳实施例，在两个或多个可能的工作频率下存在的噪声量受到监控。作为当前较佳方案，该系统通过将运行从一个频率切换到另一个频率并估算在每个频率下有多少噪声来实现该监控。当手指向下接触触摸垫时，系统采用存在最少噪声的频率，并将运行保持在该频率直到手指提起为止。

本发明的这个方面被示于图14的流程图中。首先，在步骤260确定手指是否下压。如果手指下压，那么处理周期返回步骤260，直到确定触摸垫上没有手指(或其它目标)为止。在步骤262和264，测量在第一和第二频率下的噪声量。在步骤266，确定噪声在第一频率下大还是在第二频率下大。如果噪声在第一频率下较大，那么在步骤268将系统设置在第二频率下运行，如果噪声在第二频率下较大，那么在步骤270将系统设置在第一频率下运行。

一般说来，根据本发明的较佳实施例，对周围噪声的估算可以通过在没有手指或其它目标存在时检查被测电容的序列来完成。如果测得的电容看起来振荡而不是保持在一个稳定的静态值，那么在当前采样频率上存在噪声。系统检查在两个或多个采样频率的每一个上的振荡量，并选择产生最小振荡噪声的采样频率。在较佳实施例中，为了简化器件，就采用两个采样频率。

根据本发明的较佳实施例，在一个给定的运行频率下的噪声水平可以根据图8的X分母累加器152和Y分母累加器156中的一个的改变量采用这里公开的触摸传感器系统来估算。当触摸板上没有手指时，这些累加器中的值在正常情况下非常稳定。在存在电噪声时，这些值会显著地振荡。

这些振荡在许多方面类似用户可能产生的效果，因此会使噪声检测稍微复杂化。触摸板周围的噪声特性不断改变。这意味着单一、静态选择运行频率是不能接受的。因此主动检测手指和监控噪声必定同时存在，从而需要区分噪声和有效数据。

根据本发明，当没有手指时跟踪相关分母累加器的平均值。尽管手指会造成类似噪声的干扰，但它只会导致高于平均值的增大，而不是减小。根据累加器的变化可以高于和低于其静止值的事实可以区分真正的振荡噪声。因此，本发明有意忽略一半噪声事件(高于平均的那一半)，因为这一半很难与有效手指数据区分开。

在一段时间内这些噪声事件的严重程度的运行平均提供了在一个给定的运行频率下存在的噪声量的估计值。确定新数据相关于现有平均的权重的滤波常数必须被选择为能够使该平均足够快地响应变化的条件，而不会受任何噪声样值中存在的短期随机性的影响。

如果两个运行频率的噪声平均是可比的，那么两个都被考虑为触摸数据的有效源。如果一个比另一个差，那么从噪声较大的频率中得不到触摸数据。如果两个采样率都不能接受，那么可以对触摸垫采样率或数据滤波算法作很大的变动。

保持在两个运行频率下当前噪声量的准确测量而不降低触摸垫的性能是很重要的。这里要关心的是，从一个嘈杂的运行频率中收集的任何信息为检测手指存在起见必须被考虑为不可用的，而由于这一不确定性丢失的一个以上的采样周期会导致可以感觉到的性能降低。

任何可预报方式的转换频率都会导致在转换频率下进一步混淆的危险。假定图14的噪声测量算法每秒运行40次，还假定有一个造成大约40Hz拍频的几乎被调谐的噪声源，那么在输入端的25KHz噪声转换为测量的电容数据中的40Hz的振荡噪声。这个40Hz的噪声又能与噪声检测器的40Hz的决定性节奏跳动，以几乎类似的方式混淆噪声检测器。我们看来是将在一个频率下的混淆问题与在另一个频率下的混淆问题作了折衷。

幸运的是，由噪声检测器作出的决定中的较小的不准确性用户是察觉不到的，因此足以随意改变噪声检测器的时序来破坏辅助节拍效应。准确地说，随机改变时序会减小但不会消除混淆效应。在实际电容数据中，尽量消除噪声是很重要的。在噪声检测算法中，仅仅减小由于混淆产生的破坏足以使该算法相当好地运行。

作为这些考虑的结果，转换算法采用随机输入(新来的累加器数据的一个最低有效位是一个近便的随机输入)来确定是否转变运行频率。如果两个频率的噪声水平可比，那么在每个采样周期之后有50％的机会运行会转移到另一个频率。如果一个运行频率比另一个嘈杂，那么这个转换系统只用于噪声较小的频率。在较嘈杂频率中的运行被保证在仅仅一个采样周期之后转移。这允许在该频率下的噪声采样，而不会丢失一个以上采样周期的触摸数据。

存在不希望在运行频率之间自由切换的另外环境。当已知一个手指在垫板上时(将在较小噪声频率上运行的一个单一采样周期之后检测到，因此至多在两个采样周期之后)，持续对其监控是很重要的。在允许手指从垫板提起的任何关键定时手势期间，不错过一个采样周期也是很重要的。因此频率转变在这些情况下最好被禁止。

如下面所述，对系统运行在哪个频率下的控制是基于具有其他功能的一条数据线的输出。整个采样期间都处于一个单一频率并不必要。对该算法来说在要求的频率下经过令人满意的有效时间量就足够了。

频率转换硬件允许在两个或多个完全不同的时钟频率下运行，它们彼此足够类似，因此用户和主机不能察觉到区别。

至少有两个频率转换硬件机制可以用于如本文公开的触摸垫系统中。第一是采用一个小电容器(大约50pF)，它将影响提供为控制采样的状态机使用的时钟信号的主振荡器的频率。通过将这个电容器的一侧与振荡器上的适当电路节点相连，另一侧与微处理器的输出线、开集电极类型节点等相连，电容器的作用可以被一个适当的控制信号接通和断开，这一点很容易为本领域的一般技能的人员理解。通过根据使用的振荡器电路选择电容器值，这个方法可以导致运行频率的少量转变，使其减慢大约0.4％。根据本发明的一个当前较佳实施例，理想的频率变化距离是大约百分之一的一半。

使用这样一个电容器改变振荡器的频率被示于图15所示的示意电路中。反相器272和陶瓷谐振器274构成现有技术中公知的一个传统振荡器。陶瓷谐振器在使用上与晶体类似，但准确性只到百分之零点几。通过采用电容器276降低陶瓷谐振器274的驱动侧负载，可以少量改变振荡频率。N-沟道MOS晶体管278(例如可以在微处理器的I/O端口发现)选择性地将电容器276的另一端连接到一个参考电压如地。控制单元280确定是否接通N-沟道MOS晶体管278。当N-沟道MOS晶体管278接通时，电容器276被接地并降低振荡器负载，从而改变它的运行频率。当N-沟道MOS晶体管278被断开时，电容器276被有效地从电路移开，振荡器全速运行。本领域的普通技术人员会认识到，这一技术适合振荡器的频率被少量变化的任何应用。该技术也适合RC振荡器。

另外，有可能在几个阶段减慢采样频率。这造成运行频率更显著的改变，并且需要微处理器更费时的操作。如果采用电容移位得到的频率对中的任何一个都不令人满意，那么只要将“等待状态”加入到数字定序器中就可以改变采样频率。实现等待状态在现有技术中是公知的。这有效地造成两个新的频率可以被另外一个移位方法使用。图5括号中的箭头示出了通过将等待状态加入数字定序器中产生的可变充电、放电时间。

尽管只说明了改变如图1所示的触摸垫系统的扫描频率的两种方法，本领域的普通技术人员会认识到，也可以采用其它方法来调节扫描频率，这些方法可以被视为在本发明范围之内。

本发明方法可以扩展到任意数目的操作频率。根据本发明的一个更复杂算法可以补偿频率改变对单元操作的所有影响，并且更先进的硬件可以允许“预观”其它运行频率，而且实际上根本不会影响正常的触摸垫采样。

现在参考图16，其中示出了实现本发明噪声抑制特征的电路280的示意图。本发明交替采样扫描频率，并保持每个扫描频率上的噪声统计。在任何已知的时间会有一个或多个“干净”频率，它的噪声不会大于任何其它频率的噪声，零个或多个“脏”频率，它的噪声明显多于干净频率的噪声。(下面将对此作更精确的定义)。

如前面在图14的流程图中公开的那样，本发明噪声抑制特征的基本操作监控没有手指时的不同频率，当检测到手指时，在手指接触期间锁定到干净频率。

为了增加对转换频率噪声的免疫力，将频率序列随机处理。实现方式如下：当系统在当前时间运行在一个脏频率下时，总是在下一时间转换到下一频率。但是如果系统这时运行在干净频率下，那么到下一频率的可能性只有50％。

这种随机处理技术也意味着当手指下压时系统有更多的机会已经运行在一个干净频率下，在锁定之前不再需要进行转换。

根据本发明的一个当前较佳实施例，噪声是如下测量的：假定一系列“Z”或分母值Z(t)(这些值被存储在图8的分母累加器152和156中)，

       FZ(t)＝alpha*Z(t)+(1-alpha)*FZ(t-1)    alpha≈0.1

计算分母的时间平均形式，

       N(t)＝FZ(t)-Z(t)    如果FZ(t)＞Z(t)

       N(t)＝0             如果FZ(t)＜Z(t)

对任何给定的时间采样计算一个半波整流噪声估计值，

       FN(t)＝beta*N(t)+(1-beta)*FN(t-1)      beta≈0.1计算这个噪声估计值的时间平均形式。FZ(t)、N(t)和FN(t)计算只是在手指不存在时执行。

本领域的普通技术人员会认识到，FZ(t)可以是由振荡算法使用的同一对时间取平均的分母值(图9中滤波器182的输出端的“Fz”)。回忆一下，该振荡算法也只希望在手指不存在时改变它的“Fz”值。

半波整流保证只有低于平均FZ(t)的Z(t)的负偏移被看作噪声。这防止例如由于手指靠近垫板产生的稍微正的Z被错误地记录为噪声。

在根据本发明有用的另一个变化中，

      N(t)＝FZ(t)-Z(t)

      FN(t)＝beta*N(t)+(1-beta)*FN(t-1)  如果N(t)≥0

      FN(t)＝FN(t-1)                     如果N(t)＜0这与前面的例子大体相同，只是当FZ(t)＜Z(t)时FN(t)没有被更新，不象第一定义中那样取零平均值。

对每个频率保持一个单独的FN(t)，并且在任何给定的时间，上面的等式被用来修正当前选定频率的FN(t)。如果一个频率的FN(t)没有明显大于任何其它频率的FN(t)，那么该频率是“干净”的。“明显大于”可以认为是大于在另一FN(t)之上的某个阈值。因此，

对所有频率，MN(t)＝最小的FN(t)

对任何给定的频率，干净(t)＝FN(t)＜MN(t)+阈值

如果当前采样的频率为“脏”，那么最好防止FZ(t)基于噪声Z(t)被更新，并且防止规律的振荡、算法和手势单元在该采样过程中运行。(如果手指向下，那么装置在下一时间步骤将被锁定到一个干净频率，因此有用的手指数据处理的仅仅一个采样会由于这个规则被遗漏)。

由于图1的手势单元20在采样一个脏频率时被冻结，并且由于频率之间的交替如前面所述是随机的，因此如果输入的数据流被用作它的时基，手势单元可能不能定时手势的操作。因此，即使在手指离开垫板之后，只要任何手势处理仍然在继续，最好持续锁定到一个干净的频率，

通常至少有一个频率会没有噪声的，即FN(t)＜阈值。偶尔会在所有可用的频率上都有噪声，这意味着即使对所谓的干净噪声，FN(t)＞阈值。当发生这种情况时，已经发现采用移动滤波算法更强地过滤最后计算的X、Y值是有用的。强滤波产生不太敏感的触摸垫，但如果没有其它选择，不太敏感的触摸垫要比极爱抖动的触摸垫好。“强”滤波可以采用现有技术中公知的多种方式实现。

现在参考图16，其中示出了实现本发明噪声抑制特性的电路280的示意图。用滤波器282对Z值取平均产生FZ。滤波器282可以与具有图9的历史缓冲器184的滤波器182是同一滤波器。减法器284计算FZ-Z得到初步噪声估算值N。

初步噪声估算值N被输入到一组滤波器FN286，每个频率有一个滤波器。正被采样的当前频率被用于选择运行哪个FN滤波器。只有当N＞＝0，并且控制单元288确定没有手指时，该滤波器才运行。

MIN单元290计算所有FN值的最小值，并加上某个小阈值。对已知的触摸垫系统设计，本领域的普通技术人员很容易构造这样一个MIN单元290和阈值。

对每个FN，比较器292、294和296检查FN是否超过最小值加上阈值。如果一个频率的FN不超过最小值加上阈值，那么对该频率输出“干净”信号是真实的。本领域的普通技术人员会认识到，尽管图中示出了三个滤波器和比较器，其它数量的滤波器和比较器也属于本发明范围内。

频率选择器298采用该“干净”值加上来自随机单元300的一个随机位信号来确定接下来采样哪个频率。频率选择被传送到传感器定时电路(图3的控制方框56的一部分)。

本发明的频率转换算法和硬件试图解决触摸垫操作的电噪声效应。在实现本发明之前，如果这种噪声以与触摸垫的模拟采样电路的运行频率相关的一个频率出现，那么性能会受到明显的影响。通过使细微地改变触摸垫的运行频率成为可能，其性能可以显著改进。尽管在几个窄频带的任何一个中的噪声原先可能使运行困难或不可能，但现在触摸垫可以在所有频率下几乎很好地运行。

本发明的另一个改进相关于高度限制资源的有效使用。根据本发明的一个当前较佳实施例，微处理器提供一个单一输出信号，该信号控制使用可能的运行频率对中的哪一个。这个信息需要被持续输出，或以某种方式存储在处理器之外。后一方案需要对硬件作出改进，而对前者没有可用的未被使用的输出线路。相反，使用其其它功能在所有时间都没被采用的一条数据线就足够。这就是说，如果数据线只在5％的时间有效地传输数据，那么它在其它95％的时间可以使用。在这条线路是影响运行频率的唯一输出的一个简单实现中，原始使用(数据传输)导致在5％的时间在两个运行频率之间随机、迅速地转换，但其影响足够小，因此可以允许该单一数据线的两种使用同时存在。

尽管这里公开的噪声检测和频率改变技术是对电容触摸垫传感器系统描述的，本领域的普通技术人员会认识到，这些技术也可以在存在周期性噪声时用于周期性地采样一个信号的任何系统。

尽管图示并描述了本发明的实施例和应用，但本领域的普通技术人员显然知道，在不脱离本发明概念的前提下，可以作出更多的改进。因此，除了权利要求书之外，本发明不作限定。

Claims (10)

1.一种抑制电容触摸传感器中的噪声的方法，该传感器通过以多个扫描频率中的一个频率扫描与触摸垫相关的若干输入来运行，所述方法包括以下步骤：

在所述多个扫描频率的每一个频率下测量噪声电平；

将电容触摸传感器的扫描频率设置为所述多个扫描频率中具有最低噪声电平的一个。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述多个扫描频率包括两个频率，它们彼此频率不同，相差大约0.5％。

3.根据权利要求1所述的方法，进一步包括以下步骤：

确定手指或其它目标何时与所述触摸垫接触；以及

当所述手指或其它目标与所述触摸垫接触时，禁止改变所述扫描频率。

4.根据权利要求3所述的方法，进一步包括在所述手指或其它传导目标脱离与所述触摸垫的接触后禁止改变所述扫描频率一段时间，所述时间段足以完成一组手势中的任何一个。

5.一种抑制电容触摸传感器中的噪声的装置，该传感器通过以多个扫描频率中的一个频率扫描与触摸垫相关的若干输入来运行，所述装置包括：

用于在所述多个扫描频率的每一个频率下测量噪声电平的装置；

用于将该电容触摸传感器的扫描频率设置为所述多个扫描频率中具有最低噪声电平的一个的装置。

6.根据权利要求5所述的装置，进一步包括：

用于确定手指或其它目标何时与所述触摸垫接触的装置；以及

当所述手指或其它传导目标与所述触摸垫接触时，用于禁止改变所述扫描频率的装置。

7.根据权利要求6所述的装置，进一步包括在所述手指或其它传导目标脱离与所述触摸垫的接触后禁止改变所述扫描频率的装置一段时间，所述时间段足以完成一组手势中的任何一个。

8.一种抑制电子系统中的噪声的方法，该系统通过周期性地以多个扫描频率中的一个频率扫描一个或多个输入来运行，所述方法包括以下步骤：

在所述多个扫描频率的每一个频率下测量噪声电平；

将扫描频率设置为所述多个扫描频率中具有最低噪声电平的一个。

9.根据权利要求8所述的方法，其中所述多个扫描频率包括两个频率，它们彼此频率不同，相差大约0.5％。

10.抑制电子系统中的噪声的装置，该系统通过以多个扫描频率中的一个频率扫描若干输入来运行，所述装置包括：

用于在所述多个扫描频率的每一个频率下测量该噪声电平的装置；

用于将该扫描频率设置为所述多个扫描频率中具有最低噪声电平的一个的装置。

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