CN102207804B

CN102207804B - 电容式感测模拟前端

Info

Publication number: CN102207804B
Application number: CN201110082574.4A
Authority: CN
Inventors: Y·格唐; K·坦; K·A·尼恩格拉特; 郭佃波
Original assignee: STMicroelectronics Asia Pacific Pte Ltd
Current assignee: STMicroelectronics Asia Pacific Pte Ltd; STMicroelectronics lnc USA
Priority date: 2010-03-31
Filing date: 2011-03-30
Publication date: 2014-09-17
Anticipated expiration: 2031-03-30
Also published as: CN102207804A

Abstract

一种具有改善的信噪比的、用于触摸屏系统的电容式感测模拟前端，包括：电容到电压转换器，具有用于耦合到外部采样电容器的输入；加法器，具有耦合到所述电容到电压转换器的输出的第一输入；低通滤波器，具有耦合到所述加法器的输出的输入及用于提供输出信号的输出；采样和保持电路，具有耦合到所述低通滤波器的输出的输入及耦合到所述加法器的第二输入的输出。通过在监测时段期间提取触摸信号的DC移位，且然后在对所述触摸信号进行积分之前减去所述DC移位，触摸屏系统的信噪比得以改善。

Description

电容式感测模拟前端

相关申请的交叉引用

本申请涉及且要求申请日为2010年3月31的美国临时专利申请No.61/319,422及申请日为2010年7月1的美国专利申请No.12/829,130的优先权，为各种目的，在此以引用的方式将上述申请全文并入本申请，就像在此申请中完整阐述一样。

技术领域

本发明涉及电容式感测触摸屏系统，且更具体地，本发明涉及触摸屏系统及相关的稳健的操作方法，在其中剔除手指噪声(fingernoise)并提取最精确的可能的触摸信息。

背景技术

1.本发明的领域

在许多电子应用中，能够通过给定电容的变化监测物理参数。这对于压力感测器、运动感测器、加速度计以及其他感测器电路都是适用的。在投影电容式触摸技术的情况中，通过电容器的两端可获得要测量的电容。

图1示出了投影电容式触摸矩阵100，下面对其进行描述。实际触摸屏102的一部分104示出为包括多个可由R线(行)及C线(列)获得的电容器。按压触摸屏部分104的手指106牵涉4个边缘电容108。能够在C线及R线上感测到手指106引起的扰动。边缘电容在没有触摸手指的扰动的情况下即已独自存在。触摸手指的出现改变了边缘电容的值。

触摸屏通常为堆叠在显示装置的顶部上的“透明触摸矩阵”。这被称为“单元上(on-cell)”技术。触摸矩阵也能够“并入”显示装置内，而这称为“单元内(in-cell)”技术。在图1的示例中，触摸矩阵是一层ITO菱形类型。其他类型的触摸屏系统为本领域已知。

诸如触摸屏的触摸设备是用于检测是否有某物(例如手指、指甲、笔或者别的东西)正在触摸(触摸检测)或者靠近(接近检测)触摸屏的装置。触摸设备还必须检测触摸事件的位置。触摸事件的读取是通过测量Ci和Rj电容(Cs)的变化来实现的。电容Cs由四个边缘电容组成，如在图2中进一步详细示出的那样。触摸屏的一部分204示出为表示四个边缘电容208、手指206的电容C_finger以及与来自用户身体的噪声相关联的噪声VNPP。

有许多种不同的测量Cs电容变化的方式，但是这些方式都基于相同的原理。将预先知道的电量(电压、电流、电荷......)强加进触摸矩阵中且，作为响应，从矩阵读出某些经调制的电值。手指的出现(以及指甲、笔或者其他可能与触摸屏一起使用的物品)局部地影响由“强加电量”及边缘电容值的调制产生的电场，这被检测为触摸事件。可假定手指和触摸矩阵之间的接触为电容式接触(如图2示出的C_finger)，以及存在于用户身体中的电噪声注入到触摸矩阵内。

在所有触摸屏系统的设计中，期望的是剔除手指噪声的能力及提取最精确的触摸信息的能力。感测实际上是否存在触摸以及该触摸的强度和位置的能力是设计电容式感测模拟前端的主要挑战。

2.相关背景技术

电容式触摸感测器技术广泛应用于移动、计算以及甚至消费者应用中。其工作原理是当物体即手指靠近电容器时，触摸屏的电容减小。电容的改变由感测器电路检测以指示所述物体的存在。电容值在1pF到5pF范围内，且电容的变化大约为10％。因此电容值的检测对于任何引入到系统的噪声都很敏感。

更确切地说，在其中测量互电容的投影电容技术的情况下电容减小。然而，一些其他技术测量自身电容(相对于地)，且在这些情况下，当发生触摸时，电容实际上增加。

在现有技术中已知各种形式的电容式接触感测器架构。下面列举一些示例：

美国专利公开No.2009/0244014教示了一种使用电荷放大器的方法(参见其中的图3A)；

美国专利公开No.2010/0097077教示了一种使用电荷转移以及时钟时段计数器的方法(参见其中的图3)；

美国专利公开No.2008/0007534教示了一种使用张弛振荡器以及数字计数器的方法(参见其中的图3B)；

美国专利No.5,854,625教示了一种使用振荡器的方法(参见其中的图5)；以及

美国专利公开No.2009/0322410教示了一种使用充电时段比较的方法(参见其中的图6)。

发明内容

一种具有改善的信噪比的、用于触摸屏系统的电容式感测模拟前端，包括：电容到电压转换器，具有用于耦合到外部采样电容器的输入；加法器，具有耦合到所述电容到电压转换器的输出的第一输入；低通滤波器，具有耦合到所述加法器的输出的输入及用于提供输出信号的输出。该系统还包括：采样和保持电路，具有耦合到所述低通滤波器的输出的输入以及耦合到所述加法器的第二输入的输出。通过在监测时段期间提取触摸信号的DC移位，且然后在对所述触摸信号进行积分之前减去所述DC移位，触摸屏系统的信噪比得以改善。

本发明的方法包括在其中复位输入电容的复位阶段、在其中对噪声进行积分的监测阶段以及发生在积分阶段开始早期且持续一小段时间的“瞬时”消除事件。在这个特定时间，先前积分的噪声被消除。所述方法还包括在其中对噪声和信号都进行积分的积分阶段。

附图说明

图1为根据现有技术的一层氧化铟锡(ITO)菱形类型触摸屏的平面图。

图2为图1的相同平面图，但是示出由来自用户身体的外部触摸的出现而产生的噪声信号。

图3为根据本发明的触摸屏感测系统的整体方框图。

图4为现有技术的电荷放大器(C2V转换器)的示意图。

图5为图4的示意图，由外部引起的噪声信号扰动。

图6为根据本发明第一方面的通过噪声的模拟消除而改善SNR的电路图及对应图。

图7是用于实施根据本发明的图6的电路的更详细电路图。

图8为示出了RC滤波器及RC积分器的输出电压对频率的波特图。

图9为根据本发明第二方面的触摸屏系统的电路图。

图10为与图9中的电路相关联的时序图。

图11为与本发明第二方面相关联的时序图。

图12为示出了其行和列的电容式触摸板的示意图。

图13为图12所示电容式触摸板的电路表示的示意图。

图14为根据本发明的触摸屏系统的一部分的示意图，图示了与分布式RC电容式触摸板的感测相关的问题。

图15为与图14所示出的相同部分的示意图，但是根据本发明进行了修改以包括用于处理分布式RC电容式触摸板问题的另外的开关。

图16是供在本发明第一及第二方面中使用的C2V转换器的实际实施方式的示意图，C2V转换器包括未要求保护的偏移消除。

图17是供在本发明第一及第二方面中使用的低通滤波器或者RC积分器的实际实施方式的示意图，低通滤波器或者RC积分器包括未要求保护的偏移消除。

图18为根据本发明第三方面的触摸屏感测系统的电容到电压转换器的示意图，电容到电压转换器包括未要求保护的偏移消除。

图19为根据本发明第三方面的触摸屏感测系统的低通滤波器的示意图，低通滤波器包括未要求保护的偏移消除。

图20为与本发明第三方面相关联的时序图。

图21为与本发明第三方面相关联的另外的时序图。

图22为与本发明第三方面相关联的又一时序图。

图23为与本发明第四方面相关联的时序图。

图24为与本发明第四方面相关联的另外的时序图。

图25为与本发明第五方面相关联的时序图。

具体实施方式

根据本发明，图3示出了触摸屏感测系统300的整体方框图。图3示出了根据本发明的电容式感测模拟前端的整体架构。值得注意的是，前端的架构以及相关联的时序图将本发明与上述描述的其他已知技术区别开来。任何前端的主要性能与尺寸(尺寸必须要小，以限制相应成本)、速度(操作速度必须尽可能快以便精确地跟随人类手势)及功耗(功耗必须要低以便如果需要的话在移动设备中使用)相关。同时，噪声剔除性能也非常关键以确保使用该触摸屏系统的移动设备能够在任何恶劣环境中工作。

根据本发明的电容式触摸感测器包括四个主要部分，关于它们对整个系统性能的贡献而对这几个部分进行描述。

电路900是用于将电容Cs转换为电压的电荷放大器。电荷放大器包括Chold电容器，且电荷放大器在正输入上接收VCM电压。在所述放大器的负输入上接收感测电压，以及在所述放大器的输出处提供OUT 1电压。电路901是用于滤除HF噪声并提供LF噪声信息的RC电荷积分器。电路901包括也在正输入处接收VCM电压的放大器，且电路901通过开关SW1切换到电路900的输出。在放大器的负输入与输出电压OUT2之间提供电容器CFi。电路902为积分器输出电平移位器，其用于对积分器输出DC电压进行移位以便使用模拟到数字数据转换(ADC)来测量噪声电平，如以下所描述的。电路902包括用于接收动态Voffset偏移电压的缓冲放大器，并且还包括输出电容器Coffset。电路903为强制驱动放大器，其用于驱动电容器Cs。电路904为ADC和CDS电路，用于操作ADC及执行相关双采样操作以便(数字地)消除LF噪声。需要注意，CDS操作也能够在模拟域中进行，如以下将进一步详细解释的。

图4示出了现有技术的电荷放大器400(标准C2V转换器)。开关矩阵1004包含用于把将要监测的Cs外部电容1006连接到监测电子设备的开关。监测电子设备包括开关S1、S2、S3、S4及S5、放大器1002以及保持电容器Chold。开关矩阵1004耦合到强制和感测线(如图所示)。C2V转换器400在电容上操作强制和感测周期，如下所描述。

现在将描述C2V操作以及ADC转换，其中Φ2、Φ1、Φ0为C2V操作的子阶段。

在Φ2阶段(采样)期间：

复位Cs及Chold

(将强制和感测“强加”到Vdd和Vcm)

在Φ1阶段(积分)期间

电荷从Cs转移到Chold

(在感测到“感测”时，将强制“强加”到地)

在Φ0阶段(保持)期间

与Φ2阶段类似地复位C s，但是不复位Chold

ADC开始其操作。所述操作可持续整个Φ0。

为深入理解本发明，必须进一步详细解释系统的信噪比(SNR)。

对于给定的Cs，输出电压由以下给出：

Vout＝Vcm+Cs/Chold*Vf

(Vcm即共模电压＝0.9V)(Vf即强制电压＝1.8V)

且对于变化ΔCs，输出电压的改变由以下给出：

信号＝ΔVout＝ΔCs/Chold*Vf

以相似的方式，可以导出由系统内噪声的引入带来的输出电压的变化。噪声，举例来说可由人体触摸Cs的“适当端”而引入，该端为监测电路的感测端。这样的接触通常为电容性质，且图5示出了电原理图，其包括放大器1102、开关矩阵1104及前电容1106，和开关S1-S5。且从那里可估计SNR(信噪比)。

现在参见图5，源自噪声输入的输出电压由以下给出：

ΔVout＝Cfinger/Chold*Vnpp

依赖于何时闭合开关S1，输出电压包括DC移位。

结果，将ΔVoutpp影响到原来的2倍，且可以得到：

噪声＝ΔVoutpp＝2*Cfinger/Chold*Vnpp

且SNR由以下给出：

SNR＝ΔCs/(2*Cfinger)*(Vf/Vnpp)

选择ΔCs＝0.2pF，Cfinger＝0.5pF，Vf＝1.8V且Vpp＝2V

SNR＝0.18

假定Chold＝6pF(C2V转换器能够处理高达Cs＝3pF)

-对于2pF输出摆幅为600mV

-对应于0.2pF变化的信号量是60mV

-输出峰峰噪声可以达到333mV

换言之，不能从嘈杂的输出电压中提取出“有用”信号/信息。

在图5中，信号和噪声1108示出为具有最大值、最小值及期望值。

现在将描述改善SNR的方案的概述。

SNR由以下给出：

SNR＝ΔCs/(2*Cfinger)*(Vf/Vnpp)

由于ΔCs、Cfinger依赖于环境，唯独两个明显可获得的用于改善SNR的参数为Vf及Vnpp。

现有技术中已知的方案为：

-通过对施加到电容上的强制电压使用“高”电压(在20V范围内)来对“信号”进行升压

-通过利用非DC强制信号及解调所述信号以用于监测从而降低噪声带宽来降低“噪声”(减小“噪声有用带”)。

-进行多数据提取并对所述数据求平均。

技术上证明，这些方案能够工作，但是它们要么不是成本有效的，要么实现复杂，要么对于诸如消耗和/或尺寸和/或速度的一些其他性能不合适。

本发明是可以在任何低电压CMOS技术中实现的简单方案。

现在描述有关通过噪声的模拟消除而改善信噪比的本发明第一方面。图6示出了电路图1200以及对应的时序图。电路图1200包括耦合到外部Cs电容器以提供OutC2V电压的标准C2V模块1202。将OutC2V电压传递到加法器1203的正输入。加法器1203的输出由低通滤波器1204的输入接收以提供OutC2VRfiltered输出电压，如图所示。这个电压由采样和保持模块1206接收。SH模块1206的输出反馈回到加法器1203的负输入。在阶段0期间，产生用于操作C2V模块1202的采样/复位脉冲。在阶段1期间，产生AC噪声滤波和DC噪声监测脉冲。在阶段Tx期间，产生信号转变和AC噪声滤波脉冲。

根据本发明的方法，在监测时段期间提取LF噪声(DC移位)且然后在进行信号的积分之前将其减去。这是LF噪声的模拟消除及HF噪声的模拟滤波。

在第一阶段期间，复位触摸矩阵及C2V级。这对应于图6中所示的Φ0及先前描述(在图5的现有技术电路中)的Φ2。

在第二阶段期间，开始积分，但是强制信号并未激活。换言之，阶段Φ1分裂为两部分。

在其中开关S1接通(但是S2未接通)的第一子阶段期间，参见图5示出的现有技术电路，输出电压经低通滤波且通过低通滤波器提取LF噪声(即在S1接通时刻引入的DC移位)。

在第一子阶段结束时，DC移位保持在电容内且将其从C2V转换器的输出中直接减去。

在第二子阶段(叫做ΦTx)期间，S2接通(S1保持接通)，及C2V的输出理想地以DC电压为“中心”且能够摆动(outC2V)，而AC由LPF滤波。

DC移位消除的精确性以及在滤波器的输出处(outC2VRCfiltered)的剩余AC的幅度直接制约SNR值。

现在参看图7进一步详细描述本发明第一方面的第一实现方案。图7示出的电路1300为根据本发明的触摸屏系统，其包括：耦合到Cs电容器的开关矩阵1302、多个具有对应阶段控制节点信息的开关、具有切换Chold电容器的电荷放大器1304、包括耦合到VCM电压的电容器CFi及电阻器RFi的低通滤波器1306。该低通滤波器耦合到采样和保持电路1308，该采样和保持电路表示为切换电容器CSH＝Chold。

将系统设计为使得其行为在ΦTx上升转变期间保持线性。这是保证噪声信号在ΦTx上升转变期间的连续性的条件。只要放大器的回转快于触摸板自身的RC时间常数该条件就很容易满足。

DC移位存储在值严格等于保持电容的电容CSH内，且电荷在ΦTx开始的时候推入到Chold内。值得注意的是，在C2V转换器内执行DC移位消除。开关的对应阶段示出如下。在感测周期的第一部分期间，Φ0为高，Φ1为低，且ΦTx为低。在感测周期的第二部分期间，Φ0为低，Φ1为高，且ΦTx为低。在感测周期的第三部分期间，Φ0为低，Φ1为高，且ΦTx为高。

现在将讨论图7示出的电路1300的性能。通过摆脱DC移位，SNR已经改善了2倍。通过对AC噪声进行滤波，给定频率f(高于RC滤波器的截止频率)下的SNR由比率f/fc改善：

SNR＝ΔCs/Cfinger*(Vf/Vnpp)*f/fcl

为示例说明改善量，给出一个示例，其中考虑噪声为在450KHz处的纯音调，针对该噪声，未改善的SNR＝0.18。

具有改善时：

(此时ΔCs＝0.2pF，Cfinger＝0.5pF，Vf＝1.8V，Vnpp＝2V，f＝450kHz，fcl＝191kHz)

SNR＝0.84

因此SNR改善了4.6倍。

如先前所讨论的，DC移位消除的精确性以及在滤波器输出(outC2VRCfiltered)处的剩余AC的幅度直接制约SNR值。使用RC滤波器主要的限制与其响应时间有关。对于RC滤波器的给定截止频率，需要大约6*R*C的时间来使得滤波器的输出合适地建立其最终值。换言之，为了给定积分的持续时间，截止频率不能设置得太低。结果是，即使完全消除DC移位，AC剩余分量仍然存在，从而影响SNR。

简单RC滤波器的一种替代方案是使用如图8所示的RC积分器1402。RC积分器1402包括放大器1404、输入电阻器RFi及切换反馈电容器CFi。图8还示出了RC滤波器与RC积分器的对应的转移函数对比频率图(波特图1406及1408)。

需要调整积分的持续时间使得积分器的输出从不超过最大摆幅。当C2V转换器的输出在其最大摆幅(Vdd)时，在时段tint内，积分器输出处的输出摆幅为ΔVout＝Vdd/2R*tint/C，且调整tint等于RC以使得ΔVout从不超过Vdd/2。换言之，RC积分器具有单位增益。

对于RC滤波器，通过确保6*RC＝tint来选择RC，(例如)tint为5μs，导致截止频率为191kHz，且对于fc以上的频率，增益滚降(roll-off)为6/(tint)。对于RC积分器，增益滚降1/(tint)。这意味着在高频处的AC衰减是RC滤波器的6倍。对于在高频处的增益，RC积分器与32kHz的RC滤波器类似。

回到450kHz噪声音调的示例，这转化为SNR改善6倍，导致SNR等于5，这意味着原始的SNR＝0.18已经改善了27倍。

仔细参看图8示出的滤波器的波特图，可以观察到两个系统行为之间根本的差别。RC滤波器表现出低频时趋于0dB的波特图，而RC积分器表现出在低频处增益增加。这可能转化为趋于低频时SNR的损失。然而，由于噪声包含在一定带内且其表现出一定的功率频谱，RC积分器的整体效应分析起来很复杂。使用噪声模型以模拟系统，且结果是本发明该第二个提出的版本将SNR改善了至少两倍，其产生接近10倍的总体改善。

下面将参照图9进一步详细描述本发明第一方面的第二实现方案。电路1500包括外部Csample电容器、开关矩阵1502、电荷放大器1504和Chold电容器、RC积分器1506以及采样和保持及DC消除模块1508。

Φ0、Φ1、Φ2、ΦTx阶段的时序由图10示出。图9的系统包括用于消除放大器偏移的装置。这些装置为标准装置并为本领域已知，且在图中并未表示出来。

在RC积分器1506内而不是C2V 1504内执行DC移位消除。源自噪声的DC移位在阶段ΦTx以及Φ1期间积分。结果，由于预测到持续的DC移位将要在ΦTx阶段进一步积分，在Φ1结束时观察到的DC必须被减去两次。这可通过对电容CSH(其等于积分电容Cfi的两倍)进行充电并就在ΦTx开始之前将电容CSH放电到Cfi来完成。替代地，积分电容Cfi可在ΦTx期间简单互易(swap)，这在不需要任何额外电容代价的情况下将会产生精确相同的结果，但是其要求额外的开关。“互易”意思是就在ΦTx转变之前，Cfi的左/右端可以断开连接且反过来重新连接。积分器的输出电压将从VOUT2(参见图9)＝VCM+V(Cfi)变化到VOUT2＝VCM-V(Cfi)。

本发明第一方面可以总结为以下描述。

输入噪声在C2V转换器内引起原始DC移位，DC移位由在C2V开始其积分时的外部噪声的值限定。提出了一种架构及“协议”以用来消除DC移位及有效过滤剩余的HF噪声纹波。所述架构由常规C2V转换器、低通滤波器或者优选地能够对HF进行滤波且能够恢复DC的RC积分器组成。所述架构还包括能够直接在C2V转换器内或者RC积分器内消除DC移位的一种额外“偏移”结构。所述“偏移”结构可以由电容器加开关或者只由电容器组成。

所述协议包括在其中复位输入电容的复位阶段(R)、在其中对噪声进行积分的监测(M)阶段以及发生在积分阶段开始早期且持续一小段时间的“瞬时”消除(Ca)事件。在这个特定时间中，先前积分的噪声被消除。还包括在其中对噪声和信号都进行积分的积分(I)阶段。

现在将描述本发明第二方面，除了先前已经公开的之外，其涉及插入转变时间时段。这个转换时间时段涉及本发明第一方面中并不存在的额外阶段Φ3。参看图12，其示出了具有从COL 0到COL M的列线以及从ROW 0到ROW N的行线的电容式触摸板1800。图13示出了对应的电路表示1900，其中触摸板示出为分布式电容性和电阻性电路阵列。注意，标识出了阵列中的第一电容器CS₀₀以及阵列中的最后一个电容器CS_MN。

现在参看图14，基本如先前描述的电路2000包括包含电荷放大器2002的电荷到电压部分以及包含放大器2004的低通滤波器或者积分器部分。图14还示出了对应的时序图，其中示出了输入信号Vin并且还示出了电压OUT1和OUT2。Vin为由开关S2/S4(参见图4/图5)激活的强制信号(参见图3)。OUT1电压为电荷放大器2002的输出，且OUT2电压为放大器2004的输出。从时间t0到t1为积分/检测时间。由于在不同平板位置处的RC负载不同，即比较CS₀₀和CS_MN，OUT2电压将会不同。

现在参看图15，基本如先前描述的电路2100包括包含电荷放大器2102的电荷到电压部分以及包含放大器2104的低通滤波器或者积分器部分，以及用于选择性地将OUT1电压耦合到低通滤波器的输入的开关SW1(先前并未描述)。图15也示出了对应的时序图，其中示出了输入信号Vin并且还示出了电压OUT1和OUT2。OUT1电压为电荷放大器2102的输出，且OUT2电压为放大器2104的输出。在M&I(监测和积分)时段之前实现转变时间T，以便给平板时间来统一地建立，无论被强制/感测的位置如何。通过插入开关SW1来实现转变时间，如图15所示。开关SW1一直打开直到时间t0；SW1在从时间t0到t1的时段期间为闭合的。

总之，本发明第二方面包括在其中复位输入电容的复位阶段(R)、在其中触摸矩阵有时间建立的转变阶段(T)、在其中对噪声进行积分的监测(M)阶段以及发生在积分阶段开始早期且持续一小段时间的“瞬时”消除(Ca)事件。在这个特定时间中，先前积分的噪声被消除。转变阶段(T)是在其中触摸矩阵有时间建立的阶段，且积分(I)阶段是在其中对噪声和信号两者都进行积分的阶段。考虑RMI协议(本发明第一方面)，由于在M之前的R(R＝复位)本身具有转变到0的效果，所以只需要一个转变T。RMTI协议由RMI协议推导出。然而，如以下将要进一步详细解释的，也考虑RMI协议，这要求一个T在I之前以及一个T在M之前。结果是，实现了RTMTI协议。

现在参看图16，其示出了供在本发明第一及第二方面中使用的C2V转换器或者电荷放大器2200的实际实施方式。电路2200基本如先前描述的。电容器CC与三个周围开关一起形成了如先前提到的放大器的未要求保护的偏移消除电路，且这在本领域中已知。电容器CC及三个周围开关旨在消除放大器的偏移。这与先前描述的S/H以及DC消除不相关。给出了与每个开关相关联的阶段，基本如先前所描述的。图16的最终开关在本发明第一方面中由Φ1控制，而在本发明第二方面中由Φ3控制。

现在参看图17，其示出了供在本发明第一及第二方面中使用的LPF或者RC积分器2300的实际实施方式。电路2300基本如先前描述的。电容器CC的值为1pF，且电容器Cfi的值为2pF。给出了与每个开关相关联的阶段，基本如先前所描述的。

C2V输出电压如下：

最大信号＝Vcm+Cs/Chold*Vdd

最大noisepp＝Vnpp*Cfinger/Chold

最大C2V输出＝Vcm+Cs/Chold*Vdd+Vnpp*Cfinger/Chold＜Vdd

＝＞(Cs*Vdd+Cfinger*Vnpp)/Chold＜Vcm

＝＞Ci＞(Cs*Vdd+Cfinger*Vnpp)/Vcm

＝(2pF*1.8V+0.5pF*2V)/0.9V＝5.11pF

＝＞Chold＝6pF(Chold-15％＝5.1pF)

上述方程描述了怎样正确地确定Chold电容的大小来确保C2V转换器的输出从来不到达饱和。上述方程的推导假设给定Cs电容值、给定电源电压Vdd、给定噪声电压Vnpp、给定Cfinger电容值以及进一步假设任何集成电容能够在其期望值的±15％内改变。

图11示出了与本发明第二方面相关联的时序图，其包括Φ0信号1702、Φ1信号1704以及Φ2信号1706。值得注意的是，在本发明第一及第二方面中，在第一T时段之后，RC积分器复位一次。还描述了ΦTx信号1708、Φ3信号1710、C2V输出信号1712以及低通滤波器输出信号1714。

现在主要参看图18至图22，将描述关于数字噪声消除的本发明第三方面。

定制先前呈现及描述的协议以适应DC移位的模拟消除。本发明的模拟方法能够扩展到使用ADC。在这种特定情况下，不再使用模拟“偏移”结构，且有利地使用先前描述的原始协议来在每个周期中执行两个ADC转换，第一转换(单纯噪声的转换)在第二T时段期间执行，刚好在M时段之后。第二转换(信号+噪声的转换)在下一周期的第一T时段期间执行。当ADC执行其转换时，RC积分器只需在T时段期间保持信号。

换言之，在M时段之后，在T时段期间在RC积分器之内保持电压，使得ADC能够执行转换以获得噪声值。在T时段结束时，RC积分器复位。

在I以及下一个R时段之后，再次在T时段期间在RC积分器之内保持电压，使得ADC可执行信号+噪声转换。

需要注意到，在每个T时段之后，不论T是在M时段之前还是在I时段之前，RC积分器都将复位，因为不再有误差的模拟消除，而所述误差通过由ADC完成的两个连续的读出之间的差别来消除。这与在其中RC积分器只在第一T时段之后复位一次的本发明第一和第二方面有显著差别。

也需要注意的是，为某些目的，M&I时段可以互易，因为在序列为TMTI的情况下，输出信号可计算为S＝(S+N)-N，及在序列为TITM的情况下，输出信号可计算为S＝-[N-(S+N)]。换言之，数字消除允许使用两种不同的协议RTMTI及RTITM。这个特征在上述提及的通过参考引入的共同未决专利申请中得以描述。

如以下将要进一步详细解释的，也可将两个先前描述的协议与模拟消除一起使用，只要对Tx信号时序做一些修改。

图18示出了适用于本发明的数字噪声消除方法的电容到电压转换器2400。

图19示出了适用于本发明的数字噪声消除方法的低通滤波器(RC积分器)2500。注意到，开关2504且因而RC积分器2500只在如先前关于本发明第二方面所讨论的M和I时段期间启用。先前版本(模拟)确实包括S/H结构，而其数字版本中不存在这样的结构。如上述所讨论的，阶段相同但是Φ2的时序不同。

现在参见图20，其示出具有3个操作周期的RTMTI操作模式。示出了阶段切换波形2602、2604、2606、2608及2610，以及C2V转换器的输出2612及ADC的输出2614。

现在参见图21，其示出具有3个操作周期的RTITM操作模式。示出了阶段切换波形2702、2704、2706、2708及2710，以及C2V转换器的输出2712及ADC的输出2714。

现在参见图22，其示出具有3个操作周期的组合操作模式。示出了阶段切换波形2802、2804、2806、2808及2810，以及C2V转换器的输出2812及ADC的输出2814。

任何协议RTMTI、RTITM对特定噪声频率敏感。

示例1：RTMTI RTMTI RTMTI RTMTI

在该示例中，存在具有时段T₀的信号S，其在每个I时段被捕获，这使得信号S对在T₀时段或者T₀时段的约数或者倍数中发生的任何扰动都很敏感。

示例2：RTITM RTITM RTITM RTITM

在该示例中存在相同的敏感度。

示例3：RTITM RTMTI RTITM RTMTI

在该示例中，协议对时段T₀的约数或者倍数不敏感，但是对频谱中的其他范围敏感。注意到，对于后续操作模式，在I时段之间的时段比时段T₀小或者大。

示例4：RTITM RTITM RTMTI RTMTI RTITMRTITM

在该示例中示出了另一种组合。通过选择序列，可以确保系统不对特定音调的噪声/激励敏感。值得注意的是，不存在最佳选择，只存在一个或者多个在特定操作环境中不敏感的优选序列。

总之，本发明第三方面的方法是一种用于操作触摸屏系统前端的协议，其包括在其中复位输入电容的复位阶段(R)、在其中触摸矩阵有时间建立的转变阶段(T)、在其中对噪声进行积分的监测(M)阶段、在其中触摸矩阵有时间建立的转变阶段(T)以及在其中对噪声和信号两者进行积分的积分阶段(I)。Tx的下降沿用于对所述信号进行积分。通过对噪声及信号+噪声的双采样来完成噪声消除。更确切地，这实际上是噪声的相关双采样。如图21所示，RTITM协议也是可能的。在这种情况下，Tx的下降沿用于对信号进行积分，且Tx的上升沿用于“移除”信号的DC分量。

现在将关于图3、图23及图24讨论关于DC移位以及使用半供给输入范围ADC的本发明第四方面。如图23示出的，强制信号2902的单独一个沿，或者是下降沿用于将电荷从电容器Cs转移到电容器Chold。举例来说，只使用下降沿，积分器输出OUT2(2904)将会从VCM到地。这将只要求具有从VCM到地的输入动态范围的ADC。

现在参看图24，在监测阶段期间，由于噪声电平可以为正或者负，OUT2电压将如所示那样在VCM之上或者之下。由于ADC只具有半供给输入范围，OUT2需要被电平移位1/4电源电压。在图24的时序图中示出了强制信号3002、Voffset信号3004以及Vcm*(Coffset/Cint)信号3006。

图3示出的电路902为了这个目的而实施。在监测阶段之前的转变阶段期间，Voffset从VCM翻转到地，且OUT2下移了Vcm*(Coffset/Cint)。噪声电平正好移动到ADC输入范围的中心，且所述噪声可在ADC输入动态范围从VCM到地的情况下转换为数字代码。

现在将讨论本发明第五方面，其涉及组合了RTMTI/RTITM协议的噪声的模拟消除。按照根据本发明的数字消除协议，需要注意以下几点。在每个T时段之后，RC积分器将复位。M时段提供“噪声”而I时段提供“信号+噪声”。无论顺序如何(RTMTI或者RTITM)，信号可由其间的差别恢复。在RTMTI协议及RTITM协议期间，信号在Tx信号的下降沿(C2V的输出上升到上限范围，及RC积分器的输出下降到下限范围)期间转换(在C2V中)。只有在RTITM期间，在Tx信号的上升沿期间(C2V的输出回到0)“移除”信号。当存在信号时C2V的输出总是去往上限范围，而RC积分器的输出总是去往下限范围。

根据本发明第五方面，描述了在不需要对现有系统做任何额外改变，尤其是不需要ADC输入范围要求有任何改变的情况下，怎样也可以将RTITM协议扩展到模拟消除的方法。以下讨论可参见描述本发明第一及第二方面的图16及图17。

根据本发明的模拟消除协议，在每个RTMCaTI或者RTICaTM周期，RC积分器只复位一次。这类似于关于本发明第一方面所描述的情形。更确切地说，RC积分器的复位发生在第一个T结束时(如果使用RTMCaTI，其恰好在M前面，或者如果使用RTICaTM，则其恰好在I前面)。

在RTMCaTI协议期间，信号在Tx信号的下降沿期间(C2V的输出上升)转换，这类似于关于本发明第一方面所描述的情形。

在RTICaTM协议期间，信号在Tx信号的上升沿期间(C2V的输出下降)转换。这是与本发明第一方面的主要不同。

完全如关于本发明第一方面已经描述的那样执行消除。

以下描述在RTICaTM协议期间基本行为的差别。由于在Tx上升时(TI时段)，“信号+噪声”首先积分：

在TI期间，C2V的输出去往下限范围；

在I期间，RC积分器的输出去往上限范围；以及

在I阶段结束时，在Ca期间，RC积分器的输出摆动回到下限范围，因为正在执行消除操作：

“信号+噪声”-2*“信号+噪声”＝-“信号+噪声”

消除执行一种从一个范围(上限)到另一个范围(下限)的“回扫”函数。

在Ca之后且在TM期间，RC积分器的输出总是保持在下限范围，且DC移位完全如已经关于本发明第四方面描述的那样实现。

C2V的架构类似于针对本发明第二方面的图16(使用Φ3)所描述的架构。值得注意的是，在此阶段ΦTx信号尽管具有相同的名称，但就时序而言与先前讨论的不同。

RC积分器的架构与图17描述的架构相似。值得注意的是，在第一转变之后，Φ2信号每个时段发生一次，而在数字消除模式中，Φ2信号在每个T时段之后发生。

现在参看图25，其示出了涉及表示交替的RTMTI、RTMTI、RTITM以及RTITM操作模式的周期1到周期4的操作周期的时序图。示出了相位信号3302、3304以及3306。也示出了电压节点信号3308、3310、3312、3314、3316以及3318。

图25强调了在数字消除和模拟消除扩展到RTITM协议的(或者反之亦然)的情况下ΦTx信号、V(OUT 1)、V(OUT2)的差别。Φ2信号并未表示，因为对于模拟消除，在图10及图11中已经充分地标示，而对于数字消除，在图20、图21及图22中已经充分地标示。V(TXAC)表示在模拟消除情况下的ΦTx，而V(TXDC)表示在数字消除情况下的ΦTx。V(OUT1_AC)和V(OUT2_AC)表示模拟消除。V(OUT1_DC)和V(OUT2_DC)表示数字消除。可以注意到，RC积分器的输出V(OUT2_AC)可摆动到两个范围。然而，在发生Ca(消除)事件时，其总是回复到下限范围。

值得注意的是，此处并未实现关于本发明第四方面所描述的DC偏移结构，且噪声信号以VCM为中心，而不是以下限范围的中间为中心。这对于理解该系统是不重要的。

总之，根据本发明第五方面，使用RTMTI/RTITM操作模式的模拟消除方法的益处如下。使用RTMTI和RTITM协议的能力对于音调噪声的剔除非常理想，如先前关于本发明第三方面所描述的。使用模拟消除的能力对于抑制每周期一个ADC转换很有用。然而，如果ADC输入范围需要覆盖下限范围和上限范围，其将是不利的，因为这将使得ADC设计更复杂。本发明第五方面代表了处理上述两个限制的方式。本发明第五方面通过使用先前描述的模拟消除架构，以及依赖于选择了RTMTI还是RTITM来选取合适的TX(TXAC)时序来满足这些要求。值得注意的是，为清楚起见，在先前的时序图中并未包括监测阶段期间的DC移位。然而，如果想要使用具有半供给输入范围的ADC，则应当将其实现。

现在参看本发明第六方面，描述用以改善SNR以及ADC分辨率的过采样。

如先前所描述的，有多种改善触摸屏系统SNR的方法。这些方法中的一个是使用许多周期且对结果求平均。平均操作可使用模拟累加器在模拟域中完成，或者替代地在数字域中完成。

假定使用N位ADC来执行模拟到数字转换，且假设执行Nacc个周期的累积。根据过采样理论，在ADC输入信号的一些条件下，对每个四倍过采样，ADC转换的分辨率可以扩展一位。换言之，在N＝10位的ADC以及Nacc＝16个周期的情况下，可获得12位的分辨率。

根据本发明，C2V以及RC积分器模块以如下方式实现，使得RC积分器输出处的噪声被称作“白”噪声，且噪声幅度在10位ADC的两个LSB范围内。在这个条件下，过采样理论有效且可有利地使用以降低针对给定系统分辨率要求的ADC分辨率要求。

进一步扩展这个概念，且通过折中触摸矩阵扫描速率，可以将系统的分辨率扩展到14-16位。

对于本领域技术人员显然的是，在不违背本发明精神或者范围的情况下，在本发明中可以做出各种修改及变化。对于本领域技术人员显然的是，可使用替代电路实施方案来实现本发明的等同实施方式。另外，虽然为了帮助理解本发明而示出了代表性模块图，但是模块之间的具体边界可以根据特定应用或者实施方案的需要而改变、组合或者分离出来。因此，本发明旨在于覆盖只要其在所附权利要求以及其等同方案的范围内的本发明的修改和变化。

Claims

1.一种具有改善的信噪比的、用于触摸屏系统的电容式感测模拟前端，包括：

电容到电压转换器，具有用于耦合到外部采样电容器的输入；

加法器，具有耦合到所述电容到电压转换器的输出的第一输入；

低通滤波器，具有耦合到所述加法器的输出的输入及用于提供输出信号的输出；以及

采样和保持电路，具有耦合到所述低通滤波器的输出的输入及耦合到所述加法器的第二输入的输出。

2.根据权利要求1的前端，其中所述加法器的第一输入包括正输入。

3.根据权利要求1的前端，其中所述加法器的第二输入包括负输入。

4.根据权利要求1的前端，其中所述低通滤波器包括RC滤波器。

5.根据权利要求1的前端，其中所述低通滤波器包括RC积分器。

6.一种具有改善的信噪比的、用于触摸屏系统的电容式感测模拟前端，包括：

开关矩阵，具有用于耦合到外部采样电容器的输入、第一输出和第二输出；

第一开关和第二开关，耦合到所述开关矩阵的所述第一输出；

第三开关和第四开关，耦合到所述开关矩阵的所述第二输出；

电荷放大器，具有耦合到所述第三开关的输入；

低通滤波器，具有耦合到所述电荷放大器的输出的输入；以及

采样和保持电路，具有选择性地耦合到所述低通滤波器的所述输出的输入及用于选择性地提供输出信号的输出。

7.根据权利要求6的前端，其中所述第一开关耦合在所述开关矩阵的第一输出与地之间。

8.根据权利要求6的前端，其中所述第二开关耦合在所述开关矩阵的第一输出与VDD之间。

9.根据权利要求6的前端，其中所述第三开关耦合在所述开关矩阵的第二输出与所述电荷放大器的输入之间。

10.根据权利要求6的前端，其中所述第四开关耦合在所述开关矩阵的第二输出与参考电压之间。

11.根据权利要求6的前端，进一步包括用于切换与所述电荷放大器相关联的保持电容器的第五开关。

12.根据权利要求6的前端，进一步包括耦合在所述低通滤波器的输出与所述采样和保持电路的输入之间的第六开关。

13.根据权利要求6的前端，其中所述低通滤波器包括RC滤波器。

14.根据权利要求6的前端，其中所述低通滤波器包括RC积分器。

15.根据权利要求6的前端，包括第一操作模式、第二操作模式以及第三操作模式。

16.根据权利要求6的前端，其中所述第二开关和第四开关在第一操作模式期间闭合。

17.根据权利要求6的前端，其中所述第三开关在第二操作模式期间闭合。

18.根据权利要求6的前端，其中所述第一开关和第三开关在第三操作模式期间闭合。

19.根据权利要求6的前端，其中操作所述开关使得在监测时段期间提取与所述外部采样电容器相关联的触摸信号的DC移位，且然后在对所述触摸信号进行积分之前减去所述DC移位。