CN1193731A - 全角跟踪振动旋转传感器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种振动旋转传感器,它包括:共振器,共振器为旋转对称的薄壁物体,能够以多种驻波模式振动,驻波相对共振器上参考点的方向由方位角定义,一个或多个电极附着在共振器表面,一个或多个电极与单个输出端口电学连接;具有与共振器输出端口相连的输入端口的检测电子线路,检测电子线路从共振器输出端口的共振器信号中获取驻波方位角与跟踪角之间的差值,跟踪角相对共振器的参考点而言。

Description

全角跟踪振动旋转传感器

本发明的主题与专利申请“加交流作用力和检测电子线路的振动旋转传感器”(Kumar和Foster)、“具有多路复用电子线路的振动旋转传感器”(Matthews，Darling和Varty)和“施加交流作用力电压的振动旋转传感器”(Lynch)中揭示的发明主题相同。

本发明通常涉及振动旋转传感器，特别是涉及与这类旋转传感器相连的电子线路。

图1示出了组装前的现有技术振动旋转传感器(VRS)10，它由外层部件12、半球形共振器14和内层部件16组成，所有这些部分由熔凝石英构成并通过铟结合在一起。惰性敏感元件为薄壁状直径为5.8cm的半球形共振器14，它位于外层部件12与内层部件16之间并且由杆26支承。

一个环状冲头电极20和16个分立的冲头电极22被淀积在外层部件12的内表面上。在组装好的VRS10中，环状冲头电极20和16个分立的冲头电极22紧靠在半球形共振器14的外部金属化表面32附近。在组装好的VRS中，淀积在内层部件16上的8个敏感元件电极24紧靠在半球形共振器14的内部金属化表面30附近。

电容力借助半球形共振器与环状冲头电极20之间适当的作用力电压施加在半球形共振器14上从而使其以最低阶非伸缩(或柔性)模式振动。建立起了具有沿四周以90度相隔的四个反节点的驻波，四个节点与反节点偏离45度。0度和180度反节点与90度和270度反节点形成相差90度的振荡。驻波使半球形共振器的边缘形状从圆形变化为椭圆状(半主轴通过0度/180度的反节点和90度/270度的反节点)。

VRS10围绕垂直于半球形共振器边缘34平面的轴转动，使得驻波相对VRS沿反方向转动，其转动角度正比于VRS10的转动角。这样，通过测量驻波相对VRS10的转动角度，可以确定VRS10的转动角度。

通过在半球形共振器14上施加直流偏压并在环状冲头电极20上施加交流电压激发了半球形共振器14的振动模式，其中交流电压的频率是半球形共振器14共振频率的两倍。

当半球形共振器14振动并且敏感元件电极24相对半球形共振器的电容发生变化时，通过测量流入流出敏感元件电极24的电流确定了驻波相对VRS10的模式角。x轴信号I_x源于组合I₀-I₉₀+I₁₈₀-I₂₇₀，这里的下标表示相对电流源电极x轴的角度定向。同样，y轴信号I_y源于组合I₄₅-I₁₃₅+I₂₂₅-I₃₁₅。两倍于驻波相对0度(即x)轴模式角的正切值等于I_y/I_x.。

由于半球形共振器14厚度的不均匀，第一驻波的建立将会导致第二驻波的生成，第二驻波以正交相位振荡，其反节点与第一驻波的节点重合。通过在16个分立冲头电极22上施加合适的电压可以阻止第二驻波的形成。

为了降低施加在环状冲头电极20和分立冲头电极22上的交流作用力电压的幅值并且使施加在共振器上的力相对交流驱动电压呈线性变化，直流偏压通常维持在半球形共振器14上。直流偏压的存在导致VRS电学性质变化缓慢，这归因于外层部件12和内层部件16上或内部发生的电荷迁移现象所引起的电容变化。这些缓慢变化导致时间性能令人无法接受地大幅度下降，因此需要提供特殊的装置来补偿这些效应。

本发明提供一种包含共振器和附着共振器的壳罩的振动旋转传感器，本发明还提供一种利用大小等于平均方位角的跟踪角读取这种传感器的驻波方位角的方法。共振器为旋转对称的薄壁物体，可以以多种驻波模式振动。驻波的方向由驻波某一反节点轴相对共振器上固定点的方位角限定。

在共振器表面上淀积有一个或多个电极并且与单输出端口电学连接。壳罩包括多个靠近一个或多个共振器电极的淀积电极。

读取特定驻波方位角的方法包括以下步骤：产生多个激发电压；将激发电压施加到壳罩电极上；以及通过对出现在共振器输出端口的共振器信号进行运算处理确定方位角与合成跟踪角之差。

施加在壳罩电极上的驱动电压借助壳罩电极与共振器电极之间的电容连到共振器输出口。驱动电压包括一对激发电压或作用力电压，或者包括全部二者。当激发电压到达共振器输出端口时，它对共振器的动力学基本上没有影响，但是却携带了与跟踪角有关的信息和驻波参数。作用力电压使力施加在共振器上并改变了共振器动力学性能和驻波参数。

施加在壳罩电极上的驱动电压与单个共振器信号结合在一起，这是通过壳罩-电极-共振器-电极构成的电容向共振器输出端口发送的结果。为了确定驻波方位角与跟踪角之差，激发和作用力信号被设计成可以通过对共振器信号作适当的运算而分离开来。

激发和作用力电压可以采用不同的形式构成。频分多路复用途径使得激发电压局限在分离的频带内而作用力电压的频谱局限在与激发电压有关的频带分离的频带内。

相分多路复用途径使得激发电压为频率相同而相位相差1/4周期的时间周期函数，作用力电压的频谱局限在与激发电压频率分离的频带内。

一种时分多路复用途径使得激发电压正比于取值为0和1的单一方波，而每个作用力电压包括正比于取值为0和1的方波的倍增因子，其中在任何给定时刻只有与激发和作用力电压相连的方波才取值为1。

第二种时分多路复用途径使得每个激发电压正比于具有预定频率和相位的时间周期函数与取值为0和1的独特方波之积，而每个作用力电压包括正比于取值为0和1的方波的倍增因子，其中在任何给定时刻只有与激发和作用力电压相连的一个方波才取值为1。码分多路复用途径使得激发电压正比于按照预定伪随机序列取值为1和-1的独特方波，作用力电压的频谱局限在与激发电压相关频段分离的频带内。

从共振器信号中确定驻波方位角的过程包括首先从共振器信号中提取至少两个分量并随后通过对两个分量所作的运算确定方位角与跟踪角之差。在频分多路复用情形下，两个分量占据分离的频带，通过对共振器信号所作的区分分离频带的运算提取每个分量。

在相分多路复用情形下，两个分量是频率相同而相位相差1/4周期的周期函数，通过对共振器信号所作的区分两分量相位的运算提取每个分量。

在时分多路复用情形下，两个分量存在于不同时间间隔的共振器信号内，通过对共振器信号所作的区分不同时间间隔的运算提取每个分量。

在码分多路复用情形下，两个分量是0和1的伪随机序列，伪随机序列的交叉相关度为零，通过对共振器信号所作的区分两伪随机序列的运算提取每个分量。

跟踪角不断被调整从而使方位角与跟踪角之差平均为零。通过将跟踪角加上方位角与跟踪角之差计算得到方位角。

图1示出了已有技术振动旋转传感器的结构。

图2示出了本发明的控制和读取电子线路的框图。

图3示出了本发明特定实施例的多路复用控制信号。

本发明为用多路信号实现控制和读取的振动旋转传感器。本发明的振动旋转传感器由共振器、附着共振器的壳罩和多路复用电子线路组成。共振器可以是任一具有驻波振动模式的旋转对称薄壁物体。现有技术的共振器一般为半球形。

图2示出了确定驻波参数并控制共振器动力学的简单方法。驻波相对固定于共振器的x和y轴描述。同相驻波相对共振器的方向可以用从x轴顺时针方向测量的同相反节点轴的方位角θ来定义。共振器边缘沿同相反节点轴与圆的偏离假定随cos(ωt+φ)变化，ω为振动频率，t为时间，而φ为任意相位角。四极驻波相对共振器的取向用从x轴顺时针方向测量的四极反节点轴方位角θ+π/4来定义。共振器边缘沿四极反节点轴与圆的偏离假定随sin(ωt+φ)变化。

淀积在共振器内表面上的连续圆周共振器电极42施以直流电压VB并且通过直流阻断电容器43与放大器-多路分配器44连接。附着在VRS壳罩上的8根电极46在紧靠共振器电极42附近的四周等距分开，最上面的xp电极位于x轴的中心。8根电极46的驱动电压V_xp(t)、V_xn(t)、V_yp(t)和V_yn(t)取自多路复用器48：

V_xp(t)＝V_mxr(t)cos2θ_rcos(ω_xrt+ψ_xr)-V_myr(t)sin2θ_rcos(ω_yrt+ψ_yr)+V_cx(t)U_xp(t)

V_xn(t)＝-V_mxr(t)cos2θ_rcos(ω_xrt+ψ_xr)-V_myr(t)sin2θ_rcos(ω_yrt+ψ_yr)+V_cx(t)U_xn(t)

V_yp(t)＝V_mxr(t)sin2θ_rcos(ω_xrt+ψ_xr)-V_myr(t)cos2θ_rcos(ω_yrt+ψ_yr)+V_cy(t)U_yp(t)    (1)

V_yn(t)＝-V_mxr(t)sin2θ_rcos(ω_xrt+ψ_xr)-V_myr(t)cos2θ_rcos(ω_yrt+ψ_yr)+V_cy(t)U_yn(t)激发电压V_mxr(t)cos(ω_xrt+φ_xr)和V_myr(t)cos(ω_yrt+φ_yr)是图2x_r-y_r跟踪角坐标系的分量(用下标r表示)。激发电压较佳实施例包括正弦cos(ω_xrt+φ_xr)和cos(ω_yrt+φ_yr)。有各种周期函数F(ω_xrt+φ_xr)可以替代正弦函数，包括普通的方波。

x_r轴沿x轴以跟踪角θr顺时针旋转。激发电压被设计为不会影响共振器上驻波的参量。角频率ω_xr和ω_yr以及相位φ_xr和φ_yr取决于所用的多路复用类型。作用力电压V_cx(t)U_xp(t)、V_cx(t)U_xn(t)、V_cy(t)U_yp(t)和V_cy(t)U_yp(t)(表示为x-y坐标系的分量)使得作用力施加在共振器上以控制共振器上一个或多个驻波的参量。函数U_xp(t)、U_xn(t)、U_yp(t)和U_yp(t)由控制单元50产生并提供给多路复用器48。电压V_cx(t)和V_cy(t)为预先确定的函数，用来隔离作用力电压与激发电压。

从共振器电极42流入放大器-多路分配器44的电流I(t)给定如下：

I(t)＝I_xp(t)+I_xn(t)+I_yp(t)+I_yn(t)                     (2)这里

I_xp(t)＝K_I[V_mxr(t)ω_xrcos2θ_rcos(ω_xrt+ψ_xr)-V_myr(t)ω_yrsin2θ_rcos(ω_yrt+ψ_yr)

                            +V_cx(t)ω_UxpU_xp(t)]C_xp

I_xn(t)＝K_I[-V_mxr(t)ω_xrcos2θ_rcos(ω_xrt+ψ_xr)+V_myr(t)ω_yrsin2θ_rcos(ω_yrt+ψ_yr)

                            +V_cx(t)ω_UxnU_xp(t)]C_xn

I_yp(t)＝K_I[V_mxr(t)ω_xrsin2θ_rcos(ω_xrt+ψ_xr)-V_myr(t)ω_yrcos2θ_rcos(ω_yrt+ψ_yr)

                            +V_cy(t)ω_UypU_yp(t)]C_yp    (3)

I_yn(t)＝K_I[-V_mxr(t)ω_xrsin2θ_rcos(ω_xrt+ψ_xr)+V_myr(t)ω_yrsin2θ_rcos(ω_yrt+ψ_yr)

                            +V_cy(t)ω_UynU_yp(t)]C_yn电容C_xp、C_xn(t)、C_yp和C_yp是xp、xn、yp和yn电极46相对共振器电极42的电容。角频率ω_Uxp、ω_Uxn、ω_Uyp和ω_Uyp是与相应的U_s关联的角频率并且等于或小于2ω，这里ω为共振器振动频率符号K₁表示常数。驱动电压与得出电流之间的相位差没有相关性并且在上述方程中可以忽略。电容给定如下：

C_xp＝C_o[1+d_icos2θcos(ωt+φ)-d_qsin2θsin(ωt+φ)]

C_xn＝C_o[1-d_icos2θcos(ωt+φ)+d_qsin2θsin(ωt+φ)]

C_yp＝C_o[1+d_isin2θcos(ωt+φ)-d_qcos2θcos(ωt+φ)]    (4)

C_yn＝C_o[1-d_isin2θcos(ωt+φ)+d_qcos2θcos(ωt+φ)]这里省略了涉及d_i和d_q的高次项。高次项的影响在后面的处理操作中考虑。量C_o为共振器未激发时电极对的电容，d_i和d_q分别为共振器未激发时共振器电极42与电极46之间缝隙除同相和四极模式的最大弯曲幅度，θ为同相驻波的反节点与x轴之间的角度，ω为共振器振动角频率，以及φ为任意的相位角。

在电流方程中代入电容表达式并求和得到的I为：

I(t)＝2K_IC_oV_mxr(t)ω_xrcos(ω_xrt+ψ_xr)d_icos(2θ-2θ_r)cos(ωt+φ)

      -2K_IC_oV_mxr(t)ω_xrcos(ω_xrt+ψ_xr)d_qsin(2θ-2θ_r)sin(ωt+φ)

      +K_IV_cx(t)ω_UxpU_xp(t)C_xp+K_IV_cx(t)ω_UxnU_xn(t)C_xn

      +2K_IC_oV_myr(t)ω_yrcos(ω_yrt+ψ_yr)d_isin(2θ-2θ_r)cos(ωt+φ)

      +2K_IC_oV_myr(t)ω_yrcos(ω_yrt+ψ_yr)d_qcos(2θ-2θ_r)sin(ωt+φ)    (5)

      +K_IV_cy(t)ω_UypU_yp(t)C_yp+K_IV_cy(t)ω_UynU_yn(t)C_yn通过放大器-多路分配器44将电流I(t)变换为电压V(t)：

V(t)＝K_V[V_x(t)R_x(t)+V_y(t)R_y(t)]+K_F[F_x(t)+F_y(t)]                     (6)这里K_v和K_F为常数，

V_x(t)＝V_mxr(t)ω_xrcos(ω_xrt+ψ_xr)

V_y(t)＝V_myr(t)ω_yrcos(ω_yrt+ψ_yr)

R_x(t)＝d_icos(2θ-2θ_r)cos(ωt+φ)-d_qsin(2θ-2θ_r)sin(ωt+φ)

R_y(t)＝d_isin(2θ-2θ_r)cos(ωt+φ)+d_qsin(2θ-2θ_r)sin(ωt+φ)        (7)以及

F_x(t)＝V_cx(t)[ω_UxpU_xp(t)C_xp+ω_UxnU_xn(t)C_xn]

F_y(t)＝V_cy(t)[ω_UypU_yp(t)C_yp+ω_UynU_yn(t)C_yn]                        (8)由于包含了驻波参量d_i、d_q、θ_r-θ、ω和φ，所以信号R_x(t)和R_y(t)为所需的多路分配过程输出，该过程由施加电压V(t)的分立操作组成。

包含信号信号R_x(t)和R_y(t)的信号S_x(t)和S_y(t)由放大器-多路分配器44通过对信号S_x(t)操作O_x和对S_y(t)操作O_y提取。放大器-多路分配器44中多路分配器部分的操作原理取决于电压V_mxr(t)、V_myr(t)、V_cx(t)和V_cy(t)的形式和ω_xr、ω_yr、φ_xr和φ_yr的数值。

对于频分多路复用来说，V_mxr(t)、V_myr(t)、V_cx(t)和V_cy(t)全部为常数，ω_xr、ω_yr和|ω_xr-ω_yr|大于6ω左右，而φ_xr和φ_yr为任意的常数。包含驻波参量的信号R_x(t)和R_y(t)可以通过对两个V(t)的乘积解调得到，一个是相对cos(ω_xrt+φ_xr)，另一个是相对cos(ω_yrt+φ_yr)。如果采用正弦以外的周期函数，则采用周期函数的副本进行解调。乘积解调包括将输入电压乘以基准正弦函数(或副本)和低通滤波乘积，低通滤波器的截止频率为3ω左右。上述处理的结果为信号S_FDMx(t)和S_FDMy(t)：

S_FDMx(t)＝K_FDMR_x(t)

S_FDMy(t)＝K_FDMR_y(t)                                                  (9)这里K_FDM为常数。由于频谱F_x(t)和F_y(t)的上限为3ω，所以通过多路分配去除了这些量。

对于相分多路复用，ω_xr和ω_xr具有相同的值ω_o，ω_o大于6ω，并且φ_xr-φ_yr等于π/2圆弧。信号S_FDMx(t)和S_FDMy(t)通过相对cos(ω_xrt+φ_xr)和cos(ω_yrt+φ_yr)对V(t)进行乘积解调得出(或者相对所用周期函数的副本)。

S_PDMx(t)＝K_PDMRx(t)

S_PDMy(t)＝K_PDMRy(t)                                                 (10)这里K_PDM为常数。

对于时分多路复用的一种形式，ω_xr和ω_xr具有相同的值ω_o，ω_o大于6ω，并且φ_xr和φ_yr等于任意的相位φ_o。电压V_mxr(t)和V_myr(t)正比于取值为0和1的方波，只有其中一个在任意给定时刻等于1并且“1”的间隔等于2π/ω的整数倍。电压V_cx(t)和V_cy(t)等于常数。信号S_TDMx(t)和S_TDMy(t)通过相对于cos(ω_ot+φ_o)(或副本)、对V(t)执行乘积解调后与V_mxr(t)和V_myr(t)并行相乘而得到。

S_TDMx(t)＝K_TDMV_mx(t)R_x(t)

S_TDMy(t)＝K_TDMV_my(t)R_y(t)                                           (11)这里K_TDM为常数。值得注意的是，只有当V_mxr(t)和V_myr(t)非零时才可以使用R_x(t)和R_y(t)。

如果V_mxr(t)、V_myr(t)、V_cx(t)和V_cy(t)正比于取值为0和1的方波，该方波只有其中一个在任意给定时刻等于1并且“1”的间隔等于2π/ω的整数倍，则可以得到同样的结果(除了常数K_TDM值以外)。由于将作用力电压V_cx(t)U_xp(t)、V_cx(t)U_xn(t)、V_cy(t)U_yp(t)和V_cy(t)U_yn(t)完全相互隔离并与激发电压V_max(t)cos(ω_xrt+φ_xr)和V_myr(t)cos(ω_yrt+φ_yr)隔离开来，所以这种操作模式是期望的。

对于另一种形式的时分多路复用，ω_o为零并且电压V_mxr(t)、V_myr(t)、V_cx(t)和V_cy(t)正比于取值为0和1的方波，该方波只有其中一个在任意给定时刻等于1并且“1”的间隔等于2π/ω的整数倍时。将V(t)与V_mxr(t)和V_myr(t)相乘得到与第一种时分多路复用形式相同的结果。

对于码分多路复用，ω_xr、ω_yr、φ_xr和φ_yr为零，V_cx(t)和V_cy(t)为常数，V_mxr(t)和V_myr(t)正比于方波，该方波对伪随机序列取值-1/T和1/T并满足下列条件：

这里下标i和j表示下标mxr、myr、cx和cy中的任意一个。积分时间周期T小于2π/3ω。信号S_CDMx(t)和S_CDMy(t)通过将V(t)分别与V_mxr(t)和V_myr(t)相乘并对T积分得到：

S_CDMx(nT)＝K_CDMR_x(nT)

S_CDMy(nT)＝K_CDMR_y(nT)                                               (13)这里K_CDM为常数并且n为整数。值得注意的是，信号S_CDMx(t)和S_CDMy(t)提供了有关T间隔内驻波参量的信息。

电压U_x(t)和U_y(t)一般包括三种分量：

U_xp(t)＝U_axp(t)+U_qxp(t)+U_rxp(t)

U_xn(t)＝U_axn(t)+U_qxn(t)+U_rxn(t)

U_yp(t)＝U_ayp(t)+U_qyp(t)+U_ryp(t)                                    (14)

U_yn(t)＝U_ayn(t)+U_qyn(t)+U_ryn(t)这里下标a、q和r表示幅度、四极和速率控制电压。在所有的应用中无需将这些分量相互隔离。但是如果需要隔离，则可以在上述方程中作下列替换。

V_cax(t)U_axp+V_cqx(t)U_qxp(t)+V_crx(t)U_rxp(t)对V_cx(t)U_xp(t)

V_cax(t)U_axn+V_cqx(t)U_qxn(t)+V_crx(t)U_rxn(t)对V_cx(t)U_xn(t)

V_cay(t)U_ayp+V_cqy(t)U_qyp(t)+V_cry(t)U_ryp(t)对V_cy(t)U_yp(t)            (15)

V_cay(t)U_ayn+V_cqy(t)U_qyn(t)+V_cry(t)U_ryn(t)对V_cy(t)U_yn(t)经过替换，任何对V_cx(t)和V_cy(t)的限制同样可以用于V_cax(t)、V_cqx(t)、V_crx(t)、V_cay(t)、V_cqy(t)和V_cry(t)上。例如，方程(1)变为

V_xp(t)＝V_mxr(t)cos2θ_rcos(ω_xrt+ψ_xr)-V_myr(t)sin2θ_rcos(ω_xrt+ψ_xr)

        +V_cax(t)U_axp(t)+V_cqx(t)U_qxp(t)+V_crx(t)U_rxp(t)

V_xp(t)＝-V_mxr(t)cos2θ_rcos(ω_xrt+ψ_xr)+V_myr(t)sin2θ_rcos(ω_yrt+ψ_yr)

        +V_cax(t)U_axn(t)+V_cqx(t)U_qxn(t)+V_crx(t)U_rxn(t)

V_yp(t)＝V_mxr(t)sin2θ_rcos(ω_xrt+ψ_xr)-V_myr(t)cos2θ_rcos(ω_yrt+ψ_yr)

        +V_cay(t)U_ayp(t)+V_cqy(t)U_qyp(t)+V_cry(t)U_ryp(t)              (16)

V_yp(t)＝-V_mxr(t)sin2θ_rcos(ω_xrt+ψ_xr)+V_myr(t)sin2θ_rcos(ω_yrt+ψ_yr)

        +V_cay(t)U_ayn(t)+V_cqy(t)U_qyn(t)+V_cyx(t)U_ryn(t)

一种可能的时分多路复用结构是与共振器柔性速率同步的间隔32π/ω的16时隙帧。多路复用控制电压如图3所示。当θ等于θ_r时，x_r轴与反节点轴一致并且y_r轴与节点轴一致。八个时隙分配给读取y_r信号分量，四个时隙读取x_r信号分量，并且幅度、四极和对共振器的速率作用力各分配1个时隙。对于4kHz的振动频率而言，可以分别在2kHz和1kHz速率下读取x_r和y_r信号分量。控制电压的施加速率为0.25kHz。

总之，从放大器-多路分配器44输出的信号S_x(t)和S_y(t)具有如下形式：

S_x(t)＝KV_xR_x(t)

S_y(t)＝K_VyR_xy(t)                                                   (17)这里除了时分多路复用以外，当K_vx等于K_vV_mx(t)而K_vy等于K_vV_my(t)时，K_vx和K_vy等于K_v。

为了从信号S_x(t)和S_y(t)中提取驻波参量，需要稳定和精确的共振器振动信号cos((ωt+φ)的副本。副本取自副本生成器52中的电压受控振荡器，其中电压受控振荡器对同相驻波反节点信号是锁相的。处理的第一个步骤是首先将S_x(t)和S_y(t)与副本信号cos(ω_rt+φ_r)相乘并低通滤波结果，随后乘以相移副本sin(ω_rt+φ_r)并低通滤波结果。该过程的结果为：

    K{d_icos2θcos[(ω_r-ω)t+(φ_r-φ)]S_ix(t)＝

    +d_qsin2θsin[(ω_r-ω)t+(φ_r-φ)]}

    K{d_isin2θcos[(ω_r-ω)t+(φ_r-φ)]S_iy(t)＝

    -d_qcos2θsin[(ω_r-ω)t+(φ_r-φ)]}

    K{d_icos2θsin[(ω_r-ω)t+(φ_r-φ)]S_qx(t)＝                                                               (18)

    -d_qsin2θcos[(ω_r-ω)t+(φ_r-φ)]}

    K{d_isin2θsin[(ω_r-ω)t+(φ_r-φ)]S_qy(t)＝

    +d_qcos2θcos[(ω_r-ω)t+(φ_r-φ)]}这里K为常数。下一步骤是形成以下S_ix(t)、S_iy(t)、S_qx(t)和S_qy(t)的乘积组合： $E=S_{\mathrm{ix}}^2+S_{\mathrm{qx}}^2+S_{\mathrm{iy}}^2+S_{\mathrm{qy}}^2=K^2(d_i^2+d_q^2)$ Q＝2(S_ixS_qy-S_iyS_qx)＝K²(2d_id_q) $R=S_{\mathrm{ix}}^2+S_{\mathrm{qx}}^2-S_{\mathrm{iy}}^2-S_{\mathrm{qy}}^2=K^2(d_i^2-d_q^2)\cos 4\mathrm{\θ}----\left(19\right)$ $S=2(S_{\mathrm{ix}}{S}_{\mathrm{iy}}+S_{\mathrm{qx})}{S}_{\mathrm{qy}})=K^2(d_i^2-d_q^2)\sin 4\mathrm{\θ}$ $L_i=2(S_{\mathrm{ix}}{S}_{\mathrm{qx}}+S_{\mathrm{iy}}{S}_{\mathrm{qy}})=K^2(d_i^2-d_q^2)\sin \[2({\mathrm{\ω}}_r-\mathrm{\ω})t+2({\mathrm{\φ}}_r-\mathrm{\φ})\]$ 这里L_i(t)为误差信号，锁相环路将副本相位φ_r锁定为φ而ω_r锁定为ω。

驻波方位角与跟踪角之间的差值θ-θ_r可以由下式确定： $\tan (4\mathrm{\θ}-4{\mathrm{\θ}}_r)=\frac{S\left(t\right)}{R\left(t\right)}----\left(20\right)$ 并得出S_ix(t)与S_iy(t)泊符号。量S(t)可以用作控制环路中的误差信号，该环路产生θ_r并使平均θ等于θ_r和d/dt(θ-θ_r)＝0。数字同步的跟踪角θ_r用来生成sinθ_r和cosθ_r，它们被提供给多路复用器48。任意给定时刻给出的实际角度为 $\mathrm{\θ}={\mathrm{\θ}}_r+\frac{1}{4}{\tan }^{-1}\frac{S\left(t\right)}{R\left(t\right)}\≈{\mathrm{\θ}}_r+\frac{1}{4}\frac{S\left(t\right)}{R\left(t\right)}-----\left(21\right)$

E(t)与特定数之间的差值用作幅度控制环路中的误差信号，该环路使得正比于d_i ²+d_q ²的复合同相和四极驻波的总能量等于特定数。

量Q(t)用作四极控制环路中的误差信号，该环路使得四极驻波幅度d_q为零。当环路是闭合的时候，幅度控制环路使同相幅度d_i保持为特定的数值。

上述控制变量的应用经过证明是可以优化的。对于本领域内普通技术人员来说是显而易见的，即有许多控制变量的选用是次最佳的，但仍是实用的。

控制单元50的输出是函数U_xp(t)、U_xn(t)、U_yp(t)和U_yn(t)与θ的sin和cos，它们被提供给多路复用器48。

在Loper等人于1990年8月28日提交的美国专利4,951,508中包含有振动旋转传感器的其它细节，它们作为参考文献包含在这里。

Claims (46)

1.一种振动旋转传感器，其特征在于包括：

共振器，共振器为旋转对称的薄壁物体，能够至少以多种驻波模式中的一种振动，驻波相对共振器上参考点的方向由方位角定义，一个或多个电极附着在共振器表面，一个或多个电极与单个输出端口电学连接；

具有与共振器输出端口相连的输入端口的检测电子线路，检测电子线路从共振器输出端口的共振器信号中获取驻波方位角与跟踪角之间的差值，跟踪角相对共振器的参考点而言。

2.如权利要求1所述的振动旋转共振器，其特征在于信号和V_x(t)R_x(t)+V_y(t)R_y(t)包含在共振器信号之中，V_x(t)和V_y(t)是预先确定的时间t的函数而R_x(t)和R_y(t)是时间、驻波方位角与跟踪角之间的差值Δθ和其它一个或多个驻波参量的函数，检测电子线路分别对共振器信号完成O_x和O_y操作以分别获取经过标度修正的R_x(t)和R_y(t)。

3.如权利要求2所述的振动旋转传感器，其特征在于O_x包括将共振器信号与角频率为ω_x而相位为φ_x的周期函数副本相乘并随后进行低通滤波，而O_y包括将共振器信号与角频率为ω_y而相位为φ_y的周期函数副本相乘并随后进行低通滤波，值ω_x、φ_x、ω_y和φ_y都是预先确定的。

4.如权利要求2所述的振动旋转传感器，其特征在于O_x包括将共振器信号与角频率为ω_o而相位为φ_o的周期函数副本相乘并随后进行低通滤波，而O_y包括将共振器信号与相位为(φ_o+π/2)的周期函数副本相乘并随后进行低通滤波，值ω_o和φ_o都是预先确定的。

5.如权利要求2所述的振动旋转传感器，其特征在于O_x包括将共振器信号与V_mxr(t)相乘，而O_y包括将共振器信号与V_myr(t)相乘，这里V_mxr(t)和V_myr(t)正比于预先确定的取值为0和1的时间方波函数，方波函数在同一时刻不能同时取值为1。

6.如权利要求2所述的振动旋转传感器，其特征在于：(1)O_x包括(a)将共振器信号与周期函数副本相乘，随后进行低通滤波，以及(b)与V_mxr(t)相乘，以及(2)O_y包括(a)将共振器信号与周期函数副本相乘并随后低通滤波，以及(b)与V_myr(t)相乘，这里周期信号副本的角频率为ω_o而相位为φ_o，它们都是预先确定的，V_mxr(t)和V_myr(t)正比于预先确定的取值为0和1的时间方波函数，方波函数在同一时刻不能同时取值为1。

7.如权利要求2所述的振动旋转传感器，其特征在于O_x包括将共振器信号与V_mxr(t)相乘并随后在预先确定的时间间隔T上积分，而O_y包括将共振器信号与V_myr(t)相乘而后在时间间隔T上积分，这里V_mxr(t)和V_myr(t)正比于在时间间隔T内取值为-1和1序列的时间方波函数。

8.如权利要求2所述的振动旋转传感器，其特征在于R_x(t)和R_y由下列方程给定：

R_x(t)＝d_i cos(2Δθ)cos(ωt+φ)-d_qsin(2Δθ)sin(ωt+φ)

R_y(t)＝d_i sin(2Δθ)cos(ωt+φ)+d_qcos(2Δθ)sin(ωt+φ)这里d_i和d_q分别是同相和四极振动模式的柔性幅度，ω为共振器振动角频率而相位φ为振动相位。

9.如权利要求1所述的振动旋转共振器，其特征在于进一步包括：

附着共振器的壳罩，所述壳罩包括多个靠近一个或多个共振器电极的附着电极；

向第一壳罩电极提供电压V_x1(t)并向第二壳罩电极提供电压V_y2(t)的驱动电子线路，V_x1(t)包括电压分量V_mxr(t)cos(2θ_r)F(ω_xrt+φx_r)和V_myr(t)cos(2θ_r)F(ω_yrt+φ_yr)而V_y2(t)包括电压分量V_mxr(t)cos(2θ_r)F(ω_xrt+φ_xr)和V_myr(t)cos(2θ_r)F(ω_yrt+φy_r)，这里V_mxr(t)和V_y2(t)是预先确定的时间t函数或者常数，θ_r为跟踪角，F(ωt+φ)为时间t的周期函数，频率为ω而相位为φ，ω_xr、φ_xr、ω_yr和φ_yr是预先确定的，V_mxr(t)F(ω_xrt+φ_xr)和V_myr(t)F(_yr+φ_yr)对共振器的驻波动力学没有大的影响。

10.如权利要求9所述的振动旋转传感器，其特征在于V_mxr和V_myr为常数，ω_xr、ω_xr以及|ω_xr-ω_xr|大于6ω，ω为共振器的振动角频率。

11.如权利要求9所述的振动旋转传感器，其特征在于V_mxr和V_myr为常数，ω_xr和ω_xr等于预先确定的值ω_o，φ_xr-φ_yr等于π/2圆弧，ω_o大于6ω，ω为共振器的振动角频率。

12.如权利要求9所述的振动旋转传感器，其特征在于ω_xr和ω_xr，φ_xr-φ_yr都等于0而V_mxr(t)和V_myr(t)正比于分别取值为0和1的第一和第二时间方波函数，第一和第二方波函数不能同时为1。

13.如权利要求9所述的振动旋转传感器，其特征在于ω_xr和ω_xr等于预先确定的数值ω_o而φ_xr-φ_yr等于预定值ψ_o，且V_mxr(t)和V_myr(t)正比于分别取值为0和1的第一和第二方波函数，ω_o大于6ω，ω为共振器的振动角频率，第一和第二方波函数不能同时为1。

14.如权利要求9所述的振动旋转传感器，其特征在于ω_xr、ω_xr、φ_xr和φ_yr等于0而V_mxr(t)和V_myr(t)正比于对伪随机序列取-1和1值的第一和第二方波函数。

15.如权利要求9所述的振动旋转传感器，其特征在于V_x1(t)和V_y2(t)还分别包括电压分量V_cx(t)U_x1(t)和V_cy(t)U_y2(t)，量V_cx(t)和V_cy(t)是时间t的函数或者常数，电压分量V_cx(t)U_x1(t)和V_cy(t)U_y2(t)使作用力施加到共振器上。

16.如权利要求15所述的振动旋转传感器，其特征在于V_mxr(t)、V_myr(t)、V_cx(t)和V_cy(t)为常数，ω_xr、ω_xr和|ω_xr-ω_xr|大于6ω，ω为共振器的振动角频率。

17.如权利要求15所述的振动旋转传感器，其特征在于V_mxr(t)、V_myr(t)、V_cx(t)和V_cy(t)为常数，ω_xr和ω_yr等于预先确定的值ω_o，φ_xr-φ_yr等于π/2圆弧，ω_o大于6ω，ω为共振器的振动角频率。

18.如权利要求15所述的振动旋转传感器，其特征在于ω_xr、ω_xr、φ_xr和φ_yr等于0而V_mxr(t)、V_myr(t)、V_cx(t)和V_cy(t)正比于分别取值为0和1的第一、第二、第三和第四时间方波函数，第一、第二、第三和第四方波函数不能同时为1。

19.如权利要求15所述的振动旋转传感器，其特征在于ω_xr和ω_xr等于预先确定的数值ω_o而φ_xr和φ_yr等于预先确定的数值φ_o，V_mxr(t)、V_myr(t)、V_cx(t)和V_cy(t)正比于分别取值为0和1的第一、第二、第三和第四时间方波函数，ω_o大于6ω，ω为共振器的振动角频率，第一、第二、第三和第四方波函数不能同时为1。

20.如权利要求15所述的振动旋转传感器，其特征在于V_x1(t)包括电压分量V_cax(t)U_ax1(t)、V_cqx(t)U_qx1(t)、和V_crx(t)U_rx1(t)，而V_y2(t)包括电压分量V_cay(t)U_ay1(t)、V_cqy(t)U_qy1(t)、和V_cry(t)U_ry1(t)，ω_xr、ω_xr、φ_xr和φ_yr等于0，V_mxr(t)、V_myr(t)、V_cax(t)、V_cqx(t)、V_crx(t)、V_cay(t)、V_cqy(t)、和V_cry(t)正比于分别取值为0和1的第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七和第八时间方波函数，第一、第二、第三和第四、第五、第六、第七和第八方波函数不能同时为1。

21.如权利要求15所述的振动旋转传感器，其特征在于V_x1(t)包括电压分量V_cax(t)U_ax1(t)、V_cqx(t)U_qx1(t)、和V_crx(t)U_rx1(t)，而V_y2(t)包括电压分量V_cay(t)U_ay1(t)、V_cqy(t)U_qy1(t)、和V_cry(t)U_ry1(t)，ω_xr和ω_xr等于预先确定的数值ω_o而φ_xr和φ_yr等于预先确定的数值φ_o，ω_o大于6ω，ω为共振器的振动角频率，V_mxr(t)、V_myr(t)、V_cax(t)、V_cqx(t)、V_crx(t)、V_cay(t)、V_cqy(t)、和V_cry(t)正比于分别取值为0和1的第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七和第八时间方波函数，第一、第二、第三和第四、第五、第六、第七和第八方波函数不能同时为1。

22.如权利要求15所述的振动旋转传感器，其特征在于ω_xr、ω_xr、φ_xr和φ_yr等于0而V_mxr(t)和V_myr(t)正比于伪随机序列取值-1和1的的第一和第二时间方波函数，V_cx(t)和V_cy(t)为常数。

23.如权利要求1所述的振动旋转传感器，其特征在于进一步包括：

附着有共振器的壳罩，壳罩包括多个靠近一个或多个共振器电极的附着电极；

向一个或多个壳罩电极提供控制电压的驱动电子线路，驱动电子线路产生跟踪角，驱动电子线路使得跟踪角等于常数或者是多个变量中的一个或多个的函数，多个变量包括时间、驻波方向和外部电源的变量。

24.如权利要求1所述的振动旋转传感器，其特征在于进一步包括：

附着有共振器的壳罩，壳罩包括多个靠近一个或多个共振器电极的附着电极；

向一个或多个壳罩电极提供控制电压的驱动电子线路，驱动电子线路产生跟踪角，驱动电子线路通过将跟踪角加上方位角与跟踪角之差值确定驻波的方位角。

25.一种控制和读取振动旋转传感器的方法，所述传感器包括具有与单个输出端口相连的一个或多个电极的共振器和靠近共振器电极包括多个电极的壳罩，共振器能够以一种或多种驻波模式振动，每种驻波模式由多个参量定义，驻波相对共振器上参考点的方向由方位角定义，所述方法的特征在于包括以下步骤：

(a)定义相对共振器上参考点的跟踪角；

(b)生成多个作为跟踪角函数的驱动电压；

(c)将驱动电压施加到多个壳罩电极的每一个上；

(d)通过对共振器输出端口上共振器信号进行的操作确定驻波方位角与跟踪角之间的差值。

26.如权利要求25所述的方法，其特征在于每个驱动电压包括第一激发电压和第二激发电压，第一和第二激发电压的频谱局限于分立的频带。

27.如权利要求25所述的方法，其特征在于不同驱动电压的个数为2个，每个驱动电压包括第一激发电压和第二激发电压，每个激发电压都是频率和相位预先确定的时间周期函数，第一和第二激发电压的频率相同，相位相差1/4周期。

28.如权利要求25所述的方法，其特征在于每个驱动电压包括第一激发电压和第二激发电压，每个第一和第二激发电压正比于取值为0和1的独特方波，在任何给定时刻只有一个方波取值为1。

29.如权利要求25所述的方法，其特征在于每个驱动电压包括第一激发电压和第二激发电压，每个第一和第二激发电压正比于具有预先确定频率和相位的周期函数与取值为0和1的独特方波的乘积，在任何给定时刻只有一个方波取值为1。

30.如权利要求25所述的方法，其特征在于每个驱动电压包括第一激发电压和第二激发电压，每个第一和第二激发电压正比于按照预先确定的伪随机序列取值为1和-1的独特方波。

31.如权利要求25所述的方法，其特征在于每个驱动电压包括第一激发电压和第二激发电压，第一激发电压包括与两倍跟踪角的余弦值相等的倍增因子，第二激发电压包括与两倍跟踪角正弦值相等的倍增因子。

32.如权利要求25所述的方法，其特征在于至少两个驱动电压中的每一个包括第一激发电压、第二激发电压和作用力电压，第一和第二激发电压的频谱局限于分立的频带，作用力电压的频谱局限于与第一和第二激发电压有关频带相分离的频带。

33.如权利要求25所述的方法，其特征在于不同驱动电压的个数为2个，每个驱动电压包括第一激发电压、第二激发电压和作用力电压，第一和第二激发电压中的每个都是频率和相位预先确定的周期函数，第一和第二激发电压的频率相同，相位相差1/4周期，作用力电压的频谱局限于与第一和第二激发电压频率分离的频带。

34.如权利要求25所述的方法，其特征在于至少两个驱动电压中的每一个包括第一激发电压、第二激发电压和作用力电压，每个第一和第二激发电压正比于取值为0和1的独特方波，每个作用力电压包括正比于取值为0和1的方波的倍增因子，在任意时刻只有一个与激发和作用力电压相关的方波取值为1。

35.如权利要求25所述的方法，其特征在于至少两个驱动电压中的每一个包括第一激发电压、第二激发电压和作用力电压，每个第一和第二激发电压正比于具有预先确定频率和相位的周期函数与取值为0和1的独特方波的乘积，每个作用力电压包括正比于取值为0和1的方波的倍增因子，在任意时刻只有一个与激发和作用力电压相关的方波取值为1。

36.如权利要求25所述的方法，其特征在于至少两个驱动电压中的每一个包括第一激发电压、第二激发电压和作用力电压，每个第一和第二激发电压正比于按照预先确定的伪随机序列取值为1和-1的独特方波，作用力电压的频谱局限于与激发电压有关频带相分离的频带。

37.如权利要求25所述的方法，其特征在于共振器信号是两个作为驻波参量和跟踪角函数的分量之和，步骤(d)包括以下步骤：

(d1)从共振器信号中提取两个分量中的每一个；

(d2)通过对两个分量的操作确定一个驻波方位角与跟踪角之差值。

38.如权利要求37所述的方法，其特征在于两个分量占据分立的频带，每个分量通过在区分分立频带的共振器信号上进行操作而提取。

39.如权利要求37所述的方法，其特征在于两个分量为频率相同而相位相差1/4周期的时间周期函数，每个分量通过在区分两分量相位的共振器信号上进行操作而提取。

40.如权利要求37所述的方法，其特征在于两个分量存在于不同时间周期内的共振器信号中，每个分量通过在区分不同时间周期的共振器信号上进行操作而提取。

41.如权利要求37所述的方法，其特征在于两个分量是0和1的伪随机序列，两个伪随机序列的交叉相关度为零，每个分量通过在区分两伪随机序列的共振器信号上进行操作而提取。

42.如权利要求37所述的方法，其特征在于两个分量各包括两项，一项包含方位角与跟踪角差值的正弦值，另一项包含方位角与跟踪角差值的余弦值。

43.如权利要求37所述的方法，其特征在于进一步包括以下步骤：

(e)使跟踪角等于常数或者一个或多个变量的函数，多个变量包括时间、驻波方向和外部电源的变量。

44.如权利要求43所述的方法，其特征在于进一步包括以下步骤：

(f)通过将跟踪角加到方位角与跟踪角之差值上计算方位角。

45.用于实现如权利要求25所述方法的装置。

46.用于实现如权利要求37所述方法的装置。

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