CN1179525C - 估计cpfsk信号频移的方法 - Google Patents

Abstract

为估计CPFSK信号(x(t))，引入了一个变量，整数延迟参数D。以时间间隔k·T+τ扫描各个CPFSK信号(x(t))，T是扫描周期，k是扫描系数，τ是延迟常数。对于时间间隔k·T+τ，根据获得的对于依靠该参数的时间间隔k·D·T+τ和[k-1]·D·T+τ的CPFSK信号扫描值(x(k))来确定中间信号值(z(k))。然后从前面确定的、对于时间间隔i·D·T+τ(i＝0…L₀-1)的许多中间信号值(z(k))来获得频移的估计值(v)。

Description

估计CPFSK信号频移的方法

本发明涉及估计CPFSK信号频移的方法。

用于频率或相位调制信号，特别是CPFSK信号(“连续相位频移键控”)的数字接收机系统为了正确和高效的检测到发射标识，除了标识同步之外，常常还需要估计并修正可能存在的相移或频移。

为了估计频移，可以使用直观的方法，它利用已知的信号特性或从输入信号得到的信号的特性，以及基于称作ML准则(“最大相似性”)的方法。在这种情况下基本上可以得到数据辅助和非数据辅助方法之间以及时钟辅助和非时钟辅助方法之间的差别。此外可以得到无反馈估计方法(前反馈或开环)和有反馈估计方法(闭环)之间的差别。

在U.Mengali和A.N.D’Andrea编著，1997年纽约Plenum出版社出版的“数字接收机同步技术”一书中，讲述了很多估计数字频移的已知方法，其中特别介绍了依靠称作“延迟多路”准则的非数据辅助，但需时钟辅助的MSK信号(“最小偏移键控”)估计方法。在这种情况下，使用的差分解调器是一个必需部件。下面会更为详细的解释这种用于估计CPFSK信号频移的已知方法。

使用这种已知方法，首先要假设MSK输入信号r(t)对噪声限制滤波且以预定义的时间间隔kT+τ对得到的已滤波MSK输入信号x(t)进行扫描，其中k表示扫描系数，T表示输入信号的标识持续时间，τ表示延迟常数。按照U.Mengali和A.N.D’Andrea编著，1997年纽约Plenum出版社出版的“数字接收机同步技术”一书中更为详细的描述，可以由已滤波和扫描的输入信号的复包络x(k·T+τ)(和对应的共轭复信号x^*(k·T+τ))推导出中间信号z(k·T+τ)，如下所示：

z(k·T+τ)＝x²(k·T+τ)·{x²{[k-1]·T+τ)}^*＝{x(k·T+τ)·x^*([k-1]·T+τ)}²

这个中间信号通过估算包含L₀个接收机标识的观察区间来给出频移v的估计值：

$v=-\frac{1}{4\mathrm{\πT}}\·\arg \{z\left(\mathrm{\τ}\right)+z(T+\mathrm{\τ})+z(2\·T+\mathrm{\τ})+...+z\left(\right[L_D-1]\·T+\mathrm{\τ})\}=-\frac{1}{4\mathrm{\πT}}\·\arg \left\{\underset{k=0}{\overset{L_D-1}{\mathrm{\Σ}}}z(k\·T+\mathrm{\τ})\right\}$

但是如已经提到的，上面讲述的方法涉及一个为MSK输入信号设计的原型。在MSK调制期间，标识时间T内的载波相位旋转大约总计±π/2，因此发射信号的频率根据所发射的标识，在ω₀+π/(2T)和ω₀-π/(2T)之间变化，其中ω₀表示标称载波频率。

在角度调制信号的情况，载波信号的相位随相配的相位滤波器的相位函数q(t)而变。MSK信号的相位函数定义如下：

因此相位函数q(t)在发射标识持续时间T之后取其端值。

但是CPFSK信号与MSK信号不同，常常有一个相位函数，只在时间L·T的时间间隔之后达到它们的端值，其中L＞1，也就是说用于CPFSK信号的相位函数q(t)定义如下：

本发明的目的是以上面讲述的技术情况为基础，为CPFSK信号提供一种通常有效的估计频移的方法。

根据本发明这个目的是通过具有权利要求1特征的方法来达到的。下面的权利要求定义了本发明的优选和有利的实施方案。

根据本发明，为了估计CPFSK信号的频移，引入了一个整数延迟参数D，该参数可以在所有情况下根据所选的CPFSK信号类型或调制类型进行适当的调整。

按时间间隔k·T+τ扫描CPFSK信号，其中T表示扫描周期，k表示扫描系数，τ表示延迟常数。中间信号值在所有情况下都是根据由时间间隔k·D·T+τ和[k-1]·D·T+τ获得的CPFSK信号的扫描值计算得来的。然后根据前面由时间间隔i·D·T+τ(i＝…L₀-1)确定的L₀个中间信号值获得频移的估计值。

特别是可以通过计算表达式

$\frac{1}{4\·\mathrm{\π}\·D\·T}\·\arg \left\{\underset{i=0}{\overset{L_D-i}{\mathrm{\Σ}}}z(i\·D\·T+\mathrm{\τ})\right\}$

来得到频移的估计值，其中z(i·D·T+τ)表示由时间间隔i·D·T+τ得到的中间信号值。根据本发明的估计方法对于CPFSK信号通常是有效的，而且尽管考虑到复杂度也是可以顺利实现的。此外，对于短观察周期，也就是最小的L₀值，也可以获得非常好的估计结果。

下面结合附图来更为详细的解释本发明。

图1给出了估计信号频移的装置的原理结构图，以及

图2，为强调本发明的优点，给出了使用根据本发明的方法估计的平均频移与实际频移相比的图表。

图1中说明了估计数字接收机接收信号r(t)的频移或频偏v的装置。

因为输入信号r(t)除了想要的部分之外还有噪声部分，所以为了尽可能的抑制噪声，输入信号r(t)开始时要通过一个去假频滤波器，其形式通常是低通滤波器。接下来在时钟为1/T、延迟常数为τ的设备2中扫描得到的已滤波输入信号x(k)。接下来利用起差分调制器功能的设备3，由已滤波和扫描的输入信号x(k)得到中间信号z(k)，该信号是使用估计设备4估计频移v的基础。

下面将更为详细的解释估计设备4用来估计频移的方法。

虽然已经将输入信号r(t)通过滤波器1以抑制噪声，但是得到的已滤波输入信号x(t)除了想要的部分之外还有剩余的噪声部分。因此应用了已滤波和扫描的输入信号的复包络：

x(k·T+τ)＝s(k·T+τ)+n(k·T+τ)

在这种情况下，s(k·T+τ)表示想要的信号部分，而n(k·T+τ)表示剩余的噪声部分。复CPFSK信号的想要信号部分s(k·T+τ)定义如

$s(k\·T+\mathrm{\τ})=e^{j[2\·\mathrm{\π}\·v\·(k\·T+\mathrm{\τ})+\mathrm{\θ}]}\·\sqrt{\frac{2\·E_b}{T}}\·e^{\mathrm{j\ψ}(k\·T,\⟨{\mathrm{\α}}_k\⟩)}$

下：

在这种情况下v表示要估计的频移，而θ表示未知的相移。此外E_b表示每个发射位的位能量，表示时间间隔k·T处的相位角度。相位角度取决于分配给每个发射机标识的相位变化α_i和调制系数η，如下所示：

ψ(k·T，<α_k>)

$\mathrm{\&psi;}(k\&CenterDot;T,\&lang;{\mathrm{\&alpha;}}_k\&rang;)=\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;\mathrm{\&eta;}\&CenterDot;\underset{i=0}{\overset{k-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{\&alpha;}}_i$

以下面的方法根据已扫描复包络x(k·T+τ)及其共轭复包络x*(k·T+τ)确定中间信号z(k·T+τ)，其中对于CPFSK信号引入了一个延迟参数D，例如在MSK信号的情况下其值D＝1：

z(k·T+τ)＝x²(k·D·T+τ)·{x²([k-1]·D·T+τ)}^*＝{x(k·D·T+τ)·x^*([k-1]·D·T+τ)}²

在观察周期结束之后，使用以这种方法得到的中间信号z(k·T+τ)的L₀个值得到估计的频移v：

$v=\frac{1}{4\&CenterDot;\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;D\&CenterDot;T}\&CenterDot;\arg \{z\left(\mathrm{\&tau;}\right)+z(D\&CenterDot;T+\mathrm{\&tau;})+z(2\&CenterDot;D\&CenterDot;T+\mathrm{\&tau;})+...+z\left(\right[L_0-1]\&CenterDot;D\&CenterDot;T+\mathrm{\&tau;})\}=$

$=\frac{1}{4\&CenterDot;\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;D\&CenterDot;T}\&CenterDot;\arg \left\{\underset{i=0}{\overset{L_0-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}z(i\&CenterDot;D\&CenterDot;T+\mathrm{\&tau;})\right\}$

因此通过引入延迟参数D得到了一个对于CPFSK信号通常有效的、估计频移v的公式。为了估计CPFSK信号的频移v(L＞1)，延迟参数D的可能值，例如是D＝L，其中L等于对应相位函数q(t)达到其端值为止的标识数(比较上面的语句)。

在图2中记录了使用根据本发明的方法估计的、与实际频移f_offset相比的平均频移v。这关系到一个对信噪比为12dB，调制系数η＝0.5的GMSK信号(“高斯最小频移键控”)进行的模拟的结果。滤波器1的带宽BT＝0.5，而延迟参数选择了值D＝3。此外，为了估计频移v，设定观察时间间隔长度L₀＝32。从图2的图表中可以看出，对于较短的观察周期也可以获得非常好的估计结果。

根据本发明的估计方法可以简单的实现，例如借助于下面表示为“DM_CA_频率”的mat-lab函数，要用参数x、T、D和L0来调用该函数，结果f产生了频移的估计值：

函数[F]＝DM_CA_频率(x，T，D，L0)

z＝(x(1:D:L0).*conj(x(1+D:D:L0+D))).^2；

f＝-angle)(-sum(z))/(4*pi*D*T)；

在最后通过L₀个助变量z值的和由函数获得频移的估计值之前，在函数之中首先定义了差分调制器或设备3(比较图1)的助变量z。

Claims (6)

1.估计CPFSK信号频移的方法，包括步骤：

a)扫描CPFSK信号，

b)确定步骤a)中扫描的CPFSK信号的中间信号值，以及

c)通过估算预定的L₀个在步骤b)中获得的连续中间信号值来确定CPFSK信号频移的估计值(v)，

其中定义了整数延迟参数D，其中在步骤b)中，根据获得的对于时间间隔K·D·T+τ和[k-1]·D·T+τ的CPFSK信号扫描值确定在所有情况下对于时间间隔k·T+τ的中间信号值，其中T表示时间周期，在步骤a)中使用该周期对CPFSK信号进行扫描，k表示扫描系数，τ表示延迟常数，其中在步骤c)中，根据在步骤b)中以这种方式获得的，对于时间间隔i·D·T+τ，i＝0…L₀-1，的中间信号值来确定频移的估计值(v)，其特征在于整数延迟参数D是变量，根据用于CPFSK信号的CPFSK调制类型来选择。

2.根据权利要求1的方法，其特征在于步骤a)中扫描的CPFSK信号x(K·T+τ)是以复数形式表示的，

并且在步骤b)中，中间信号值z(K·T+τ)是根据等式

z(k·T+τ)＝{x(k·D·T+τ)·x*([k-1]·D·T+τ)}²来确定的，其中x表示CPFSK信号，而x*表示CPFSK信号的相应的共轭复数形式，并且在步骤c)中，频移的估计值v是根据等式

$v=\frac{1}{4\&CenterDot;\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;D\&CenterDot;T}\&CenterDot;\arg \left\{\underset{i=0}{\overset{L_0-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}z(i\&CenterDot;D\&CenterDot;T+\mathrm{\&tau;})\right\}$

来确定的。

3.根据权利要求1的方法，其特征在于CPFSK信号的相位在其调制期间是随预定义的相位函数而变化的，其中相位函数在预定义的L个CPFSK信号标记之后达到其端值，并且延迟参数选定值为D＝L。

4.根据权利要求1的方法，其特征在于分配给CPFSK信号的相位函数取L＞1。

5.根据权利要求1的方法，其特征在于在步骤a)中，CPFSK信号在扫描之前要通过一个低通滤波器。

6.根据权利要求1的方法，其特征在于CPFSK信号是一个通过数字无线电系统，特别是数字移动无线电系统，发送的发射信号，并且估计CPFSK信号频移(v)的方法是在数字无线电系统接收机中执行的，目的是根据估计的频移(v)来修正输入CPFSK信号。

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