CN117795842A - 同步马达控制装置及电动车辆 - Google Patents

Abstract

同步马达控制装置具备：转矩指令值变换部，其将针对同步马达的转矩指令值变换为在包含所述同步马达的转矩的峰值的区域中逐渐增加的第二转矩指令值；电压相位控制部，其以所述同步马达的转矩与所述第二转矩指令值一致的方式控制电压相位角；以及电力变换部，其根据所述电压相位角和所述同步马达的旋转角，将直流电力变换为交流电力，将所述变换后的所述交流电力输出到所述同步马达输出。

Description

同步马达控制装置及电动车辆

技术领域

本发明涉及一种同步马达控制装置及电动车辆。

背景技术

进行如下的操作：通过电力变换部将直流电力变换为交流电力，通过电压相位控制将矩形波电压施加到同步马达，使同步马达旋转驱动。根据该电压相位控制，能够提高同步马达的高旋转区域的输出，另外，能够减少电力变换部的开关次数，抑制开关损失。而且，为了提高同步马达的电压利用率，使用减少了矩形波电压的一个周期中的脉冲数的省脉冲控制。

在专利文献1中，记载了以下技术：进行转矩反馈控制，以减小转矩偏差ΔT的方式设定电压相位ψ，将其范围限制在规定的相位范围，能够不会使控制失效地使实际的输出转矩接近转矩指令值。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本国专利特开2000-50689号公报

发明内容

发明要解决的问题

以往，为了控制不失效而对马达的最大转矩设置限制来进行控制，因此存在马达不能充分发挥本来能够输出的转矩的问题。

解决问题的技术手段

本发明的同步马达控制装置具备：转矩指令值变换部，其将针对同步马达的转矩指令值变换为在包含所述同步马达的转矩的峰值的区域中逐渐增加的第二转矩指令值；电压相位控制部，其以所述同步马达的转矩与所述第二转矩指令值一致的方式控制电压相位角；以及电力变换部，其根据所述电压相位角和所述同步马达的旋转角，将直流电力变换为交流电力，将所述变换后的所述交流电力输出到所述同步马达。

发明的效果

根据本发明，在电压相位控制中，能够无限制地利用同步马达能够输出的转矩。

附图说明

[图1]是第1实施方式中的同步马达控制装置的方框构成图。

[图2]是转矩指令值变换部的方框构成图。

[图3]是第二转矩指令值运算部的方框构成图。

[图4]是第二转矩运算部的方框构成图。

[图5]是电压相位控制部的方框构成图。

[图6]是矩形波产生部的方框构成图。

[图7]是表示电压相位角与转矩的关系的曲线图。

[图8]是表示比较例中的电压相位角与转矩的关系的曲线图。

[图9]是表示磁通恒定闭合曲线和转矩恒定曲线的曲线图。

[图10]是变形例1的第二转矩运算部的方框构成图。

[图11]是变形例2的第二转矩指令值运算部的方框构成图。

[图12]是变形例3的第二转矩指令值运算部的方框构成图。

[图13]是变形例4的第二转矩运算部的方框构成图。

[图14]是变形例5的第二转矩运算部的方框构成图。

[图15]是变形例6的第二转矩指令值运算部的方框构成图。

[图16]是变形例7的第二转矩指令值运算部的方框构成图。

[图17]是变形例8的第二转矩运算部的方框构成图。

[图18]是第2实施方式中的同步马达控制装置的方框构成图。

[图19]是第2实施方式中的转矩运算部的方框构成图。

[图20]是第2实施方式中的电压相位控制部的方框构成图。

[图21]是第2实施方式的变形例9中的同步马达控制装置的方框构成图。

[图22]是第3实施方式中的同步马达控制装置的方框构成图。

[图23]是第3实施方式中的电压相位控制部的方框构成图。

[图24]是表示电压相位角与转矩/电流的关系的曲线图。

[图25]是第4实施方式的电动车辆的构成图。

具体实施方式

[第1实施方式]

图1是第1实施方式中的同步马达控制装置100的方框构成图。

同步马达控制装置100驱动控制同步马达1。同步马达(PMSM：Permanent MagnetSynchronous Motor)1例如是将永久磁铁设置在转子上、将电枢绕组设置在定子上的旋转励磁型的构成。另外，同步马达1不限于永久磁铁同步马达，只要是同步磁阻马达或永久磁铁同步发电机、绕组型同步机这样的同步马达即可。

同步马达控制装置100具备电力变换部2、电流检测器3、磁极位置检测器4、频率运算部5、电压检测器6、坐标变换部7、直流电压源9、转矩指令值变换部11、电压相位控制部13、矩形波产生部15。

电力变换部2具备构成3相的上下臂的半导体开关元件而成。半导体开关元件只要是IGBT、MOSFET、其他的电力用半导体元件即可。电力变换部2根据后述的脉冲信号Su、Sv、Sw使半导体开关元件动作，将来自直流电压源9(例如电池)的直流电力变换为交流电力，驱动同步马达1。

电流检测器3由霍尔CT(Current Transformer)等构成，检测从电力变换部2流向同步马达1的U相、V相、W相这3相的电流值Iuc、Ivc、Iwc。

磁极位置检测器4由旋转变压器等构成，检测同步马达1的磁极位置，输出磁极位置信息θ*。

频率运算部5根据由磁极位置检测器4检测出的磁极位置信息θ*，例如通过微分运算输出速度信息ω1*。

电压检测器6检测从直流电压源9供给到电力变换部2的直流电压Vdc。

坐标变换部7用由磁极位置检测器4检测出的磁极位置信息θ*对由电流检测器3检测出的电流值Iuc、Ivc、Iwc进行坐标变换，输出d轴电流检测值Idc、q轴电流检测值Iqc。

转矩指令值变换部11使用转矩指令值T*、直流电压Vdc、速度信息ω1*、d轴电流检测值Idc、q轴电流检测值Iqc，运算第二转矩T2和第二转矩指令值T2*。转矩指令值T*是从省略图示的上位控制装置输入的针对同步马达1的转矩的指令值。转矩指令值变换部11将该转矩指令值T*变换为第二转矩指令值T2*。具体而言，转矩指令值变换部11根据针对同步马达1的转矩指令值T*、直流电压Vdc、速度信息ω1*，运算d轴电流指令值Id*、q轴电流指令值Iq*后，将d轴电流指令值Id*与q轴电流指令值Iq*相乘并变换为第二转矩指令值T2*。第二转矩指令值T2*是该指令值在包含同步马达1的转矩T的峰值的区域中逐渐增加的值，在本实施方式中以与磁阻转矩成比例的值为例进行说明。转矩指令值变换部11的详细情况参照图2而在后面叙述。

电压相位控制部13以同步马达1的转矩T与第二转矩指令值T2*一致的方式通过反馈控制输出电压相位角θv。电压相位控制部13的详细情况参照图7而在后面叙述。

矩形波产生部15根据电压相位角θv，生成脉冲信号Su、Sv、Sw，输出到电力变换部2。矩形波产生部15的详细情况参照图8而在后面叙述。

图2是转矩指令值变换部11的方框构成图。

转矩指令值变换部11具备电流指令生成部21、第二转矩指令值运算部23、第二转矩运算部25。

电流指令生成部21将转矩指令值T*、直流电压Vdc、速度信息ω1*作为输入，例如使用查找表等生成d轴电流指令值Id*、q轴电流指令值Iq*。电流指令生成部21将转矩指令值T*变换为d轴电流指令值Id*、q轴电流指令值Iq*。

然后，第二转矩指令值运算部23根据d轴电流指令值Id*、q轴电流指令值Iq*，运算并输出第二转矩指令值T2*。第二转矩指令值运算部23的详细情况参照后述的图3而在后面叙述，但通过将d轴电流指令值Id*和q轴电流指令值Iq*相乘，得到与磁阻转矩成比例的第二转矩指令值T2*。

第二转矩运算部25根据由坐标变换部7对由电流检测器3检测出的电流值Iuc、Ivc、Iwc进行变换后的d轴电流检测值Idc和q轴电流检测值Iqc，运算第二转矩T2。第二转矩运算部25的详细情况参照后述的图4而在后面叙述，但基本上通过将d轴电流检测值Idc和q轴电流检测值Iqc相乘，得到与同步马达1的磁阻转矩成比例的第二转矩T2。

图3是第二转矩指令值运算部23的方框构成图。

如图3所示，第二转矩指令值运算部23将d轴电流指令值Id*乘以第一增益31，将d轴电流指令值Id*乘以第一增益31后的值与q轴电流指令值Iq*在乘法器33中相乘，再将该相乘结果乘以第二增益35。由此，求出第二转矩指令值T2*。

在同步马达1中，除了永久磁铁产生的转矩以外，还产生磁阻转矩。如果对图3所示的第一增益31设定与d轴电感Ld和q轴电感Lq的差分相当的Ld-Lq、对第二增益35设定同步马达1的极对数，则第二转矩指令值T2*成为磁阻转矩。另外，第一增益31、第二增益35可以取任意的值，也可以没有第一增益31、第二增益35。例如，也可以适用于实际上不存在磁阻转矩的表面磁铁型同步型马达(SPMSM：surface permanent magnet synchronous motor)。

图4是第二转矩运算部25的方框构成图。

如图4所示，第二转矩运算部25将d轴电流检测值Idc乘以第三增益41，将d轴电流检测值Idc乘以第三增益41后的值与q轴电流检测值Iqc相乘，将该相乘结果乘以第四增益45。由此，求出同步马达1的第二转矩T2。

如上所述，在同步马达1中，除了永久磁铁产生的转矩以外，还产生磁阻转矩。如果对图4所示的第三增益41设定与d轴电感Ld、q轴电感Lq的差分相当的Ld-Lq、对第四增益45设定同步马达1的极对数，则第二转矩T2成为磁阻转矩。另外，第三增益41、第四增益45可以取任意的值，也可以没有第三增益41、第四增益45。例如，也可以适用于实际上不存在磁阻转矩的表面磁铁型同步型马达(SPMSM：surface permanent magnet synchronous motor)。

另外，在图3的第二转矩指令值运算部23、图4的第二转矩运算部25中，第一增益31和第三增益41以恒定值表示，但也可以考虑到磁饱和而使d轴电感Ld或q轴电感Lq根据电流而可变。通过使这些增益可变，能够使响应恒定。

图5是电压相位控制部13的方框构成图。

电压相位控制部13以第二转矩T2与第二转矩指令值T2*一致的方式进行反馈控制，输出电压相位角θv。如图5所示，用差分器51运算第二转矩T2和第二转矩指令值T2*的差分，通过PI控制器55(或I控制器)，用限制器57在转矩不超过峰值的范围内进行限制处理，输出电压相位角θv。

图6是矩形波产生部15的方框构成图。

矩形波产生部15具备加法器81、83、85、余数运算部87、89、91、差分器93、94、95、符号判定部96、97、98。

如图6所示，加法器81在磁极位置信息θ*上加上电压相位角θv和π/2，生成电压相位信号。余数运算部87计算所生成的电压相位信号除以2π后的余数。然后，由差分器93减去π，由符号判定部96判定该符号，根据判定结果输出脉冲信号Su。例如，如果符号判定部96的判定结果为正，则输出+1，如果为负，则输出-1。

加法器83在由加法器81生成的电压相位信号上加上4π/3。余数运算部89计算相加后的电压相位信号除以2π后的余数。然后，由差分器94减去π，由符号判定部97判定该符号，根据判定结果输出脉冲信号Sv。

加法器85在由加法器81生成的电压相位信号上加上2π/3。余数运算部91计算相加后的电压相位信号除以2π后的余数。然后，由差分器95减去π，由符号判定部98判定该符号，根据判定结果输出脉冲信号Sw。

这样，矩形波产生部15根据电压相位角θv，产生由+1或-1的信号构成的UVW相用的脉冲信号Su、Sv、Sw。电力变换部2具备构成3相上下臂的半导体开关元件而成，但为了不使上下臂串联连接的半导体开关元件同时接通而成为短路状态，设置空载时间来控制脉冲信号Su、Sv、Sw的输出。

图7是表示电压相位角θv与转矩的关系的曲线图。横轴是电压相位角θv，纵轴是转矩。

图7的实线所示的曲线61表示电压相位角θv与从同步马达1输出的转矩的关系。另外，虚线所示的曲线63表示电压相位角θv与第二转矩T2的关系。

如图7所示，同步马达1的转矩T在A点最大。另一方面，可知第二转矩T2在包含同步马达1的转矩T成为最大的A点的区域N中逐渐增加。因此，如果用第二转矩指令值T2*指示逐渐增加的第二转矩T2，则能够在与同步马达1的转矩T的A点对应的B点平滑且正确地控制转矩T。即，能够无限制地利用转矩T直到同步马达1能够输出的最大转矩。

图8是表示比较例中的电压相位角θv与转矩的关系的曲线图。横轴是电压相位角θv，纵轴是转矩。该比较例表示不适用本实施方式的情况，因此是用于与本实施方式进行比较的曲线图。

图8的曲线61表示电压相位角θv与转矩的关系。通常，马达以控制不失效的方式对马达的最大转矩施加限制而控制。例如，在由于参数误差等的影响而转矩指令值偏移、转矩指令值比与马达的最大转矩相当的A点大的情况下，电压相位角θv比A点大，在该情况下，马达的转矩减少因此控制失效。因此，使A点具有余量M，以转矩指令值不超过余量M的方式对转矩指令值(或电压相位角θv)设置限制。

图8的曲线161表示电压相位角θv与q轴电流的关系。曲线161的C点位于电压相位角θv与曲线61的A点相同或电压相位角θv比曲线61的A点小的位置。在设定了比C点大的q轴电流指令值的情况下，同样地控制失效，因此使C点具有余量M，对q轴电流指令值(或电压相位角θv)设置限制。在这种情况下，也不能充分发挥马达本来能够输出的转矩。

另一方面，在本实施方式中，如参照图7等所述，由于使用在包含作为同步马达1的转矩T的峰值的A点的区域N中逐渐增加的第二转矩指令值T2*进行控制，所以能够无限制地利用同步马达1能够输出的转矩。

图9是表示磁通恒定闭合曲线71与转矩恒定曲线73、75的曲线图。曲线图的横轴是d轴电流Id，纵轴是q轴电流Iq。参照图9，说明在将磁阻转矩作为第二转矩的情况下，磁阻转矩的峰值处于电压相位角θv比同步马达1的转矩T大的位置的理由。

磁通恒定闭合曲线71表示在电压相位控制中同步马达1的交链磁通成为恒定的曲线。如果忽略电阻和过渡项，则在电压相位控制时转矩在磁通恒定闭合曲线71上移动。换言之，磁通恒定闭合曲线71是电压值为恒定的曲线，即也可以称为电压恒定闭合曲线71。并且，在恒定电压闭合曲线71上，通过由d轴电流Id和q轴电流Iq表示的电流指令值的电压相位角θv来控制转矩。

磁阻转矩的转矩恒定曲线73表示磁阻转矩成为峰值时的磁阻转矩为恒定的曲线。磁性转矩的转矩恒定线75表示磁性转矩成为峰值时的磁性转矩为恒定的线。

如图9所示，磁阻转矩的转矩恒定曲线73与磁通恒定闭合曲线71相接的点α与磁性转矩的转矩恒定线75与磁通恒定闭合曲线71相接的点β相比处于电压相位角θv超前的方向。在此，由于第二转矩与d轴电流指令值Id*和q轴电流指令值Iq*成比例，所以如果忽略磁饱和(在后述的图12所示的变形例3中考虑磁饱和)，则第二转矩成为与磁阻转矩成比例的分量。另一方面，转矩相当于磁阻转矩和磁性转矩的相加。即，成为转矩的峰值的电压相位角θv存在于磁性转矩的峰值与磁阻转矩的峰值之间。因此，如参照图7说明的那样，在转矩成为峰值的A点，第二转矩必然逐渐增加。

另外，在本实施方式中，电流指令生成部21根据转矩指令值T*、速度ω1*、直流电压Vdc，以转矩存在于电压恒定闭合曲线71上的方式生成d轴电流指令值Id*、q轴电流指令值Iq*。因此，如果d轴电流、或q轴电流、或使用它们而运算出的转矩(包含磁性转矩、磁阻转矩)中的某一个与电压恒定闭合曲线71上的点(转矩)一致，则可以用d轴电流指令值Id*、q轴电流指令值Iq*控制该转矩。因此，不直接控制转矩指令值T*，而是例如即使控制第二转矩，结果也能够控制转矩。

在本实施方式中，在图7所示的A点，与磁阻转矩成比例的转矩逐渐增加，因此，即使因参数误差等而电流指令值偏移，磁阻转矩指令值(第二转矩指令值T2*)比A点的磁阻转矩指令值(第二转矩指令值T2*)大，也能够不失效地进行控制。因此，不需要对转矩指令值具有余量地设定限制，能够提高电压相位控制中的最大转矩。另外，在本实施方式中，以使用与磁阻转矩成比例的转矩作为第二转矩指令值T2*的例子进行了说明，但不限于磁阻转矩，也可以使用在包含同步马达1的转矩T的峰值的区域N中逐渐增加的值作为第二转矩指令值T2*。

另外，虽然示出了矩形波产生部15以1个脉冲控制输出矩形波脉冲的例子，但例如在像3个脉冲控制那样电压接近输出限制，通过电压相位控制来控制转矩的情况下也能够得到同样的效果。

图10是变形例1的第二转矩运算部25B的方框构成图。

如图5所示，第二转矩运算部25B将d轴电流检测值Idc乘以第五增益401并输入到乘法器403的一方。代替图4中的q轴电流检测值Iqc，在q轴电流指令值Iq*中加入低通滤波器(LPF)407，输入到乘法器403的另一方。由乘法器403将两者相乘后的结果乘以第六增益405后的结果作为第二转矩T2输出。

q轴电流检测值Iqc与转矩指令值T*存在与有关电流控制的响应相应的延迟，但在变形例1中，通过代替q轴电流检测值Iqc而设为在q轴电流指令值Iq*中加入低通滤波器(LPF)407的构成，能够避免与响应相应的延迟，并且能够稳定控制。

图11是变形例2的第二转矩指令值运算部23的方框构成图。

在使用图10所示的变形例1的第二转矩运算部25B的情况下，第二转矩指令值运算部23可以是图3所示的构成，也可以是以下的变形例2所示的第二转矩指令值运算部23B。

如图11所示，第二转矩指令值运算部23B将d轴电流指令值Id*乘以第七增益411并输入到乘法器413的一方。然后，在q轴电流指令值Iq*中加入低通滤波器(LPF)417，输入到乘法器413的另一方。由乘法器413将两者相乘后的结果与第八增益415相乘后的结果作为第二转矩指令值T2*输出。

图12是变形例3的第二转矩指令值运算部23C的方框构成图。

如图12所示，第二转矩指令值运算部23C通过q轴磁通指令运算部131根据d轴电流指令值Id*和q轴电流指令值Iq*，例如使用查找表，或者用数学式进行近似，运算q轴磁通指令值φq*。然后，在乘法器133中，将d轴电流指令值Id*和q轴磁通指令值φq*相乘，将相乘后的结果作为第二转矩指令值T2*输出。q轴磁通如果忽略磁饱和，则与q轴电流成比例，所以能够得到与第1实施方式相同的效果。

图13是变形例4的第二转矩运算部25C的方框构成图。在使用图12所示的变形例3的第二转矩指令值运算部23C的情况下，第二转矩运算部25优选使用变形例4的第二转矩运算部25C。

如图13所示，第二转矩运算部25C通过q轴磁通运算部141根据d轴电流检测值Idc和q轴电流检测值Iqc，例如使用查找表，或者用数学式进行近似，运算q轴磁通φq。然后，在乘法器143中，将d轴电流检测值Idc和q轴磁通φq相乘，将相乘后的结果作为第二转矩T2输出。这样，第二转矩指令值运算部23C和第二转矩运算部25C可以使用相同的运算式。

图14是变形例5的第二转矩运算部25D的方框构成图。

如图14所示，第二转矩运算部25D通过q轴磁通指令运算部421根据d轴电流指令值Id*和q轴电流指令值Iq*，例如使用查找表，或者用数学式进行近似，运算q轴磁通指令值φq*，通过低通滤波器(LPF)423输出到乘法器425。然后，在乘法器425中，将d轴电流检测值Idc与q轴磁通指令值φq*相乘，将相乘后的结果作为第二转矩T2输出。

在图13所示的变形例4中，使用了q轴磁通φq。但是，q轴磁通φq与转矩指令值T*存在与有关电流控制的响应相应的延迟。在变形例5中，通过设为在q轴磁通指令值φq*中加入低通滤波器(LPF)423来代替q轴磁通φq的构成，能够避免与响应相应的延迟，并且能够稳定控制。

图15是变形例6的第二转矩指令值运算部23D的方框构成图。

在使用图14所示的变形例5的第二转矩运算部25D的情况下，第二转矩指令值运算部23可以使用图12所示的变形例3的第二转矩指令值运算部23C，也可以使用图15所示的变形例6的第二转矩指令值运算部23D。

如图15所示，第二转矩指令值运算部23D通过q轴磁通指令运算部431根据d轴电流指令值Id*和q轴电流指令值Iq*，例如使用查找表，或者用数学式进行近似，运算q轴磁通指令值φq*，通过低通滤波器(LPF)433输出到乘法器435。然后，在乘法器435中，将d轴电流指令值Id*和q轴磁通指令值φq*相乘，将相乘后的结果作为第二转矩指令值T2*输出。

图16是变形例7的第二转矩指令值运算部23E的方框构成图。

如图16所示，第二转矩指令值运算部23E将d轴电流指令值Id*乘以第一增益231，在加法器232中将该相乘结果与磁铁磁通系数φm*相加，输入到乘法器233的一方。在乘法器233中，将输入到该一方的值与输入到另一方的q轴电流指令值Iq*相乘，再将该相乘结果乘以第二增益235。由此，求出第二转矩指令值T2*。

通过将磁铁磁通系数φm*设定得比实际值小，转矩中的磁性转矩的比例减少，第二转矩指令值T2*中的磁阻转矩为支配性的。即，第二转矩指令值T2*与磁阻转矩成比例。即使在这种情况下，第二转矩指令值T2的峰值的电压相位角也比同步马达1的转矩T的电压相位角大，因此能够得到与实施方式1相同的效果。

图17是变形例8的第二转矩运算部25E的方框构成图。在使用图16所示的变形例7的第二转矩指令值运算部23E的情况下，第二转矩运算部25使用图17所示的变形例8的第二转矩运算部25E。

如图17所示，第二转矩运算部25E将d轴电流检测值Idc乘以第三增益241，在加法器242中将该相乘结果与磁铁磁通系数φm*相加，输入到乘法器243的一方。在乘法器243中，将输入到该一方的值与输入到另一方的q轴电流检测值Iqc相乘，再将该相乘结果乘以第二增益245。由此，求出第二转矩T2。

通过将磁铁磁通系数φm*设定得比实际值小，转矩中的磁性转矩的比例减少，第二转矩T2中的磁阻转矩为支配性的。

[第2实施方式]

图18是第2实施方式中的同步马达控制装置100B的方框构成图。在第2实施方式中追加转矩运算部12这一点与第1实施方式不同。对与图1所示的第1实施方式中的同步马达控制装置100相同的部位赋予相同的符号，并省略其说明。

转矩运算部12根据d轴电流检测值Idc和q轴电流检测值Iqc，运算同步马达1的转矩T。转矩运算部12的详细情况使用图19在后面叙述。

电压相位控制部13B以在同步马达1的转矩T或转矩指令值T*达到某值之前使用转矩指令值T*，在同步马达1的转矩T或转矩指令值T*为某值以上时使用第二转矩指令值T2*，与同步马达1的转矩T一致的方式控制并输出电压相位角θv。电压相位控制部13B的详细情况使用图20在后面叙述。

图19是转矩运算部12的方框构成图。

如图19所示，转矩运算部12将d轴电流检测值Idc乘以第九增益261，在加法器262中将该相乘结果与磁铁磁通系数φm*相加，输入到乘法器263的一方。在乘法器263中，将输入到该一方的值与输入到另一方的q轴电流检测值Iqc相乘，再将该相乘结果乘以第十增益265。由此，求出转矩T。另外，同步马达1的转矩T也可以使用由转矩传感器等其他单元求出的转矩。

图20是电压相位控制部13B的方框构成图。

如图20所示，电压相位控制部13B通过差分器151运算转矩T和转矩指令值T*的差分，乘以第十一增益153，输入到加权平均器155的一方。另外，通过差分器152运算第二转矩T2和第二转矩指令值T2*的差分，乘以第十二增益154，输入到加权平均器155的另一方。向加权平均器155输入转矩指令值T*作为基准，在转矩指令值T*小于某个规定值时，加权平均器155输出转矩T和转矩指令值T*的差分。

在转矩指令值T*为某个规定值以上时，加权平均器155输出第二转矩T2和第二转矩指令值T2*的差分。加权平均器155的输出被输入到PI控制器156(或I控制器)，通过PI控制器156(或I控制器)，由限制器157在转矩不超过峰值的范围内进行限制处理，输出电压相位角θv。另外，也可以代替转矩指令值T*而将转矩T作为基准输入到加权平均器155，在转矩T小于某个规定值时，输出转矩T和转矩指令值T*的差分，在转矩T为规定值以上时，输出第二转矩T2和第二转矩指令值T2*的差分。

在本实施方式中，在同步马达1的转矩T或转矩指令值T*为规定值以上的情况下，以第二转矩指令值T2*与同步马达1的转矩T一致的方式控制电压相位角θv。因此，在转矩T或转矩指令值T*小时，与磁阻转矩比例部分相比，通过转矩T来控制时转矩T相对于电压相位角θv的变化量大，所以能够使同步马达1稳定地动作。另一方面，当转矩T或转矩指令值T*变大时，磁阻转矩比例部分的变化量变大，因此能够使同步马达1稳定地动作。这样，通过根据转矩T或转矩指令值T*的大小来切换控制，能够使同步马达1更稳定地动作。

在本实施方式中，根据转矩T或转矩指令值T*进行加权平均，但只要与转矩T或转矩指令值T*的关系确定，也可以使用其他变量。例如，作为根据转矩T或转矩指令值T*而变化的变量，可以使用d轴电流、q轴电流、d轴磁通、q轴磁通、电压相位角等。

图21是第2实施方式的变形例9中的同步马达控制装置100C的方框构成图。在变形例9中，设置电流指令生成部21、转矩/指令值运算部12B这一点与第2实施方式不同。对与图1所示的第1实施方式中的同步马达控制装置100相同的部位赋予相同的符号，并省略其说明。

电流指令生成部21根据转矩指令值T*、直流电压Vdc、速度信息ω1*，例如使用查找表等，生成d轴电流指令值Id*、q轴电流指令值Iq*。所生成的d轴电流指令值Id*、q轴电流指令值Iq*被输入到转矩/指令值运算部12B和转矩指令值变换部11B。

转矩/指令值运算部12B根据d轴电流指令值Id*、q轴电流指令值Iq*运算转矩指令值T**，根据d轴电流检测值Idc、q轴电流检测值Iqc运算转矩T，输出到电压相位控制部13B。

转矩指令值变换部11B根据d轴电流指令值Id*、q轴电流指令值Iq*运算第二转矩指令值T2*，根据d轴电流检测值Idc、q轴电流检测值Iqc运算第二转矩T2，输出到电压相位控制部13B。

电压相位控制部13B使用转矩指令值T**来代替参照图20说明的转矩指令值T*。

在该变形例9中，通过电流指令生成部21，暂时运算d轴电流指令值Id*、q轴电流指令值Iq*，通过转矩/指令值运算部12B，根据d轴电流指令值Id*、q轴电流指令值Iq*再次运算转矩指令值T**和转矩T来进行控制，因此具有消除电流指令值的误差的效果。

[第3实施方式]

图22是第3实施方式中的同步马达控制装置100D的方框构成图。在第3实施方式中，使用d轴电流指令值Id*作为第二转矩指令值T2*。对与图1所示的第1实施方式中的同步马达控制装置100相同的部位赋予相同的符号，并省略其说明。

转矩指令值变换部11C是与图2所示的电流指令生成部21相同的构成。转矩指令值变换部11C将转矩指令值T*、直流电压Vdc、速度信息ω1*作为输入，使用查找表等，生成作为第二转矩指令值的d轴电流指令值Id*，进而生成q轴电流指令值Iq*。

电压相位控制部13C在q轴电流指令值Iq*或q轴电流检测值Iqc达到某值之前使用q轴电流指令值Iq*，在q轴电流指令值Iq*或q轴电流检测值Iqc为规定值以上时使用d轴电流指令值Id*，控制同步马达1的电压相位角θv并输出。规定值例如是包含同步马达1的转矩T成为最大的A点的区域N(参照图24)的边界值。电压相位控制部13C的详细情况使用图23在后面叙述。

图23是电压相位控制部13C的方框构成图。

如图23所示，电压相位控制部13C通过差分器251运算q轴电流指令值Iq*和q轴电流检测值Iqc的差分，乘以第十三增益253，输入到加权平均器255的一方。另外，通过差分器252运算d轴电流指令值Id*和d轴电流检测值Idc的差分，乘以第十四增益254，输入到加权平均器255的另一方。向加权平均器255输入q轴电流指令值Iq*作为基准，在q轴电流指令值Iq*小于规定值的情况下，加权平均器255输出q轴电流指令值Iq*与q轴电流检测值Iqc的差分。

在q轴电流指令值Iq*为规定值以上时，加权平均器255输出d轴电流指令值Id*与d轴电流检测值Idc的差分。加权平均器255的输出被输入到PI控制器256(或I控制器)，通过PI控制器256(或I控制器)，由限制器257在转矩不超过峰值的范围内进行限制处理，输出电压相位角θv。另外，也可以向加权平均器155输入q轴电流检测值Iqc作为基准来代替q轴电流指令值Iq*，在q轴电流检测值Iqc小于某个规定值的情况下，输出q轴电流指令值Iq*与q轴电流检测值Iqc的差分，在q轴电流检测值Iqc为规定值以上时，输出d轴电流指令值Id*与d轴电流检测值Idc的差分。

在本实施方式中，将在包含同步马达1的转矩T的峰值的区域N中逐渐增加的d轴电流指令值Id*用作第二转矩指令值，根据q轴电流检测值Iqc或q轴电流指令值Iq*的大小来切换控制，由此能够使同步马达1更稳定地动作。另外，在本实施方式中，根据q轴电流检测值Iqc或q轴电流指令值Iq*进行加权平均，但只要与q轴电流检测值Iqc或q轴电流指令值Iq*的关系确定，也可以使用其他变量。例如，作为根据q轴电流检测值Iqc或q轴电流指令值Iq*而变化的变量，可以使用转矩T、转矩指令值T*、d轴磁通、q轴磁通、电压相位角等。即，在同步马达1的转矩T变大而变为包含同步马达1的转矩T的峰值的规定区域N的范围内的情况下，电压相位控制部13C以d轴电流检测值Idc与d轴电流指令值Id*一致的方式控制并输出电压相位角θv。另一方面，在同步马达1的转矩T为区域N的范围外的情况下，以q轴电流检测值Iqc与q轴电流指令值Iq*一致的方式控制并输出电压相位角θv。

图24是表示电压相位角θv与转矩/电流的关系的曲线图。横轴是电压相位角θv，纵轴是转矩/电流。

图24的曲线161表示q轴电流与电压相位角θv的关系，曲线171表示d轴电流与电压相位角θv的关系。图24的曲线61是图7的实线所示的曲线61，表示电压相位角θv与从同步马达1输出的转矩的关系。

曲线171所示的d轴电流在包含曲线61所示的转矩T的峰值即A点的区域N中逐渐增加。特别是，由于电压相位角θv逐渐增加到180°，所以使用d轴电流指令值的控制是有效的。即，在本实施方式中，使用d轴电流指令值作为第二转矩指令值。由此，能够无限制地利用转矩T直到同步马达1能够输出的最大转矩。另外，以使用d轴电流指令值作为第二转矩指令值的例子进行了说明，但不限于d轴电流指令值，也可以将在包含图24的曲线61所示的转矩T的峰值即A点的区域N中逐渐增加的值或组合了该值的值用作第二转矩指令值。这样，根据本实施方式，起到与第1实施方式所述相同的效果。

另外，在图10～图15所示的变形例1～变形例6中，由于d轴电流的配重较高，所以从图24的曲线171所示的d轴电流逐渐增加的情况可以看出，能够提高同步马达1的最大转矩。

[第4实施方式]

图25是电动车辆1000的构成图。

图25所示的同步马达控制装置300是在第1～第3实施方式中说明的同步马达控制装置100、100B、100C。同步马达控制装置300内的电力变换部2将来自直流电压源9(例如电池)的直流电力变换为交流电力来驱动同步马达1。

同步马达1与变速器301连接。变速器301经由差速齿轮303连接到驱动轴305，向车轮307供给动力。另外，也可以是没有变速器301而直接与差动齿轮303连接的构成、或对前轮、后轮分别应用同步马达1及同步马达控制装置300的构成。

对于汽车来说，高速区域中的转矩例如与高速公路中的加速性能有关。特别是，在上坡路中，如果高速区域的转矩不足，则陷入不能提高速度的状况，因此对于高速区域的转矩提高有很强的要求。另外，从提高电力消耗率的观点出发，要求同步马达1小型轻量化，能够实现同步马达1能够输出的最大转矩的同步马达控制装置300是重要的。同样地，在铁路中也是与汽车相同的移动体，高速行驶中的加速性能影响车站间的行驶时间，因此同样重要。通过将第1～第3实施方式中说明的同步马达控制装置100、100B、100C用作同步马达控制装置300，能够提高汽车、铁路的高速区域的加速性能。

在第1实施方式至第3实施方式中，参照方框构成图对同步马达控制装置100、100B、100C、100D进行了说明。在这些方框构成图中，除了电力变换部2以外的方框的一部分或全部也可以通过处理器(例如CPU、GPU)和由处理器执行的程序来实现。在该情况下，由于程序由处理器执行，从而适当地使用存储资源(例如存储器)和/或接口设备(例如通信端口)等进行所决定的处理，所以处理的主体也可以是处理器。同样地，执行程序进行的处理的主体也可以是具有处理器的控制器、装置、系统、计算机、节点。执行程序进行的处理的主体只要是运算部即可，也可以包含进行特定处理的专用电路(例如FPGA或ASIC)。

程序可以从程序源安装在计算机这样的装置中。程序源可以是例如程序分发服务器或计算机可读存储介质。在程序源是程序分发服务器的情况下，程序分发服务器包含处理器和存储分发对象的程序的存储资源，程序分发服务器的处理器也可以将分发对象的程序分发给其他计算机。另外，在以下的说明中，可以将两个以上的程序作为一个程序来实现，也可以将一个程序作为两个以上的程序来实现。

根据以上说明的实施方式，能够得到以下的作用效果。

(1)同步马达控制装置100、100B、100C具备：转矩指令值变换部11、11B、11C，其将针对同步马达1的转矩指令值变换为在包含同步马达1的转矩T的峰值A点的区域N中逐渐增加的第二转矩指令值；电压相位控制部13、13B、13C，其以同步马达1的转矩与第二转矩指令值一致的方式控制电压相位角；以及电力变换部2，其根据电压相位角和同步马达1的旋转角，将直流电力变换为交流电力，将变换后的交流电力输出到同步马达1。由此，在电压相位控制中，能够无限制地利用同步马达能够输出的转矩。

本发明不限于上述实施方式，只要不损害本发明的特征，在本发明的技术思想的范围内能够考虑的其他方式也包含在本发明的范围内。另外，也可以是组合了上述各实施方式和多个变形例的构成。

符号说明

1…同步马达，2…电力变换部，3…电流检测器，4…磁极位置检测器，5…频率运算部，6…电压检测器，7…坐标变换部，9…直流电压源，11、11B、11C…转矩指令值变换部，12…转矩运算部，13、13B、13C…电压相位控制部，15…矩形波产生部，21…电流指令生成部，23、23B、23C、23D、23E…第二转矩指令值运算部，25、25B、25C、25D、25E…第二转矩运算部，31、35、41、45、53、153、154、231、235、241、245、253、254、261、265、401、405、411、415…增益，33、43、133、143、233、243、263、403、413、425、435…乘法器，55、156、256…PI控制器，57、157、257…限制器，61…转矩/电压相位角的对应曲线，63…第二转矩/电压相位角的对应曲线，71…磁通恒定闭合曲线(电压恒定闭合曲线)，73…磁阻转矩恒定曲线，75…磁力转矩恒定线，81、83、85、232、242、262…加法器，87、89、91…余数运算部，94、95、151、152、251、252…差分器，96、97、98…符号判定部，100、100B、100C、100D、300…同步马达控制装置，131、421、431…q轴磁通指令运算部，141…q轴磁通运算部，155、255…加权平均器，161…q轴电流/电压相位角的对应曲线，171…d轴电流/电压相位角的对应曲线，301…变速器，303…差速齿轮，305…驱动轴，307…车轮，407、417、423、433…低通滤波器(LPF)。

Claims (15)

1.一种同步马达控制装置，其特征在于，具备：

转矩指令值变换部，其将针对同步马达的转矩指令值变换为在包含所述同步马达的转矩的峰值的区域中逐渐增加的第二转矩指令值；

电压相位控制部，其以所述同步马达的转矩与所述第二转矩指令值一致的方式控制电压相位角；以及

电力变换部，其根据所述电压相位角和所述同步马达的旋转角，将直流电力变换为交流电力，将变换后的所述交流电力输出到所述同步马达。

2.根据权利要求1所述的同步马达控制装置，其特征在于，

所述转矩指令值变换部具备电流指令生成部，所述电流指令生成部根据针对所述同步马达的所述转矩指令值、所述直流电力的直流电压、所述同步马达的速度信息，生成d轴电流指令值和q轴电流指令值，

所述转矩指令值变换部根据由所述电流指令生成部生成的d轴电流指令值和q轴电流指令值运算所述第二转矩指令值。

3.根据权利要求2所述的同步马达控制装置，其特征在于，

所述转矩指令值变换部将所述d轴电流指令值和所述q轴电流指令值相乘，求出所述第二转矩指令值。

4.根据权利要求3所述的同步马达控制装置，其特征在于，

所述转矩指令值变换部将所述d轴电流指令值乘以第一增益，将所述d轴电流指令值乘以所述第一增益后的值与所述q轴电流指令值相乘，再乘以第二增益，求出所述第二转矩指令值。

5.根据权利要求4所述的同步马达控制装置，其特征在于，

所述第一增益是所述同步马达的d轴电感和q轴电感的差分，所述第二增益是所述同步马达的极对数。

6.根据权利要求1～5中任一项所述的同步马达控制装置，其特征在于，

具备：电流检测器，其检测输出到所述同步马达的所述交流电力的电流值；以及

第二转矩运算部，其通过基于检测出的所述电流值的d轴电流检测值和q轴电流检测值运算第二转矩，

所述电压相位控制部以所述第二转矩指令值与所述第二转矩一致的方式控制电压相位角。

7.根据权利要求6所述的同步马达控制装置，其特征在于，

所述第二转矩运算部将所述d轴电流检测值乘以第三增益，将所述d轴电流检测值乘以所述第三增益后的值与所述q轴电流检测值相乘，再乘以第四增益，求出所述第二转矩。

8.根据权利要求7所述的同步马达控制装置，其特征在于，

所述第三增益是所述同步马达的d轴电感和q轴电感的差分，所述第四增益是所述同步马达的极对数。

9.根据权利要求3所述的同步马达控制装置，其特征在于，

所述转矩指令值变换部根据所述d轴电流指令值和所述q轴电流指令值运算q轴磁通指令值，将所述q轴磁通指令值通过低通滤波器后的值与所述d轴电流指令值相乘，求出所述第二转矩指令值。

10.根据权利要求2～5中任一项所述的同步马达控制装置，其特征在于，具备：

电流检测器，其检测输出到所述同步马达的所述交流电力的电流值；以及

第二转矩运算部，其将所述q轴电流指令值通过低通滤波器后的值与基于检测出的所述电流值的d轴电流检测值相乘，运算第二转矩，

所述电压相位控制部以所述第二转矩指令值与所述第二转矩一致的方式控制电压相位角。

11.根据权利要求2～5中任一项所述的同步马达控制装置，其特征在于，具备：

电流检测器，其检测输出到所述同步马达的所述交流电力的电流值；以及

第二转矩运算部，其根据所述d轴电流指令值和所述q轴电流指令值运算q轴磁通指令值，将所述q轴磁通指令值通过低通滤波器后的值乘以基于检测出的所述电流值的d轴电流检测值，运算第二转矩，

所述电压相位控制部以所述第二转矩与所述第二转矩指令值一致的方式控制电压相位角。

12.根据权利要求1所述的同步马达控制装置，其特征在于，

在所述同步马达的转矩或所述转矩指令值小于规定值的情况下，所述电压相位控制部以所述同步马达的转矩与所述转矩指令值一致的方式控制电压相位角，在所述同步马达的转矩或所述转矩指令值为所述规定值以上的情况下，所述电压相位控制部以所述同步马达的转矩与所述第二转矩指令值一致的方式控制电压相位角。

13.根据权利要求1所述的同步马达控制装置，其特征在于，

具备电流检测器，所述电流检测器检测输出到所述同步马达的所述交流电力的电流值，

所述转矩指令值变换部根据针对同步马达的转矩指令值、直流电压、所述同步马达的速度信息，生成作为所述第二转矩指令值的d轴电流指令值，进而生成q轴电流指令值，

在所述同步马达的转矩为规定区域的范围外的情况下，所述电压相位控制部以基于检测出的所述电流值的q轴电流检测值与所述q轴电流指令值一致的方式控制电压相位角，在所述同步马达的转矩成为所述规定区域的范围内的情况下，所述电压相位控制部以基于检测出的所述电流值的d轴电流检测值与所述d轴电流指令值一致的方式控制电压相位角。

14.根据权利要求13所述的同步马达控制装置，其特征在于，

在所述q轴电流指令值或所述q轴电流检测值小于规定值的情况下，所述电压相位控制部以所述q轴电流检测值与所述q轴电流指令值一致的方式控制所述电压相位角，在所述q轴电流指令值或所述q轴电流检测值为所述规定值以上的情况下，所述电压相位控制部以所述d轴电流检测值与所述d轴电流指令值一致的方式控制所述电压相位角。

15.一种电动车辆，其特征在于，具备：

权利要求1～5、12～14中任一项所述的同步马达控制装置；以及

由所述同步马达控制装置控制的所述同步马达，

由所述同步马达供给动力。