CN117792527A - 一种发射机正交不平衡和本振泄漏预校准系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种发射机正交不平衡和本振泄漏预校准系统及方法，该系统包括用于向信号补偿模块发送正交信号，以令信号补偿模块基于第一补偿值对正交信号进行预校准并向发射机电路模块输出预校准信号的信号发生模块、基于接收的预校准信号输出射频信号的发射机电路模块、用于对射频信号进行采样，以获取包络检波信号的包络检波器和用于接收包络检波信号并计算系统响应值，以确定系统补偿梯度值，进而向信号补偿模块输出第二补偿值，以使信号补偿模块进行新一轮预校准，直至达到预设校正次数的控制模块。该系统可以同时实现发射机正交不平衡和本振泄漏的校准，且校准流程简单，可以快捷、有效地减小射频串扰，有效提高校准效率。

Description

一种发射机正交不平衡和本振泄漏预校准系统及方法

技术领域

本发明涉及射频通信技术领域，尤其是涉及一种发射机正交不平衡和本振泄漏预校准系统及方法。

背景技术

射频收发芯片用于收发射频信号，是无线通信系统中重要的组成部分。在射频收发过程中，发射机正交不平衡和本振泄漏是常见的问题，会导致信号质量下降和通信性能受限。

目前，针对发射机正交不平衡和本振泄漏问题，存在一些解决方案。其中一种常见的方法是利用接收机采样来对发射机进行校准。如现有技术通过多次接收发射机发射的信号，对发射机的失配情况进行评估，然后进行相应的校准。但是这种方法流程复杂，且会在射频域引入额外的串扰，只能校准正交不平衡，无法校准本振泄漏。现有技术也有采用包络检波器进行检测从而实现正交不平衡校准的技术方案，但其同样需要多次发射不同频率的信号进行失配评估，增加了装置和流程的复杂程度。

发明内容

本发明旨在提供一种发射机正交不平衡和本振泄漏预校准系统及方法，以解决上述技术问题，同时实现发射机正交不平衡和本振泄漏的校准，校准流程简单，可以快捷、有效地减小射频串扰，提高校准效率。

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种发射机正交不平衡和本振泄漏预校准系统，包括发射机电路模块、包络检波器、控制模块、信号发生模块和信号补偿模块；其中：

所述信号发生模块用于向所述信号补偿模块发送正交信号，以令所述信号补偿模块基于第一补偿值对所述正交信号进行预校准并向所述发射机电路模块输出预校准信号；

所述发射机电路模块基于接收的预校准信号输出射频信号；

所述包络检波器用于对射频信号进行采样，以获取包络检波信号；

所述控制模块用于接收包络检波信号并计算系统响应值，以确定系统补偿梯度值，进而向所述信号补偿模块输出第二补偿值，以使所述信号补偿模块进行新一轮预校准，直至达到预设校正次数。

上述方案中，通过包络检波器对发射机电路模块进行采样，无需借用接收机，可以降低系统的复杂度，减少射频串扰；通过包络检波器、控制模块和信号补偿模块形成反馈自收敛的闭环，可以同时实现对发射机的正交不平衡和本振泄漏的校准，大大简化了校准流程，有效提高校准效率。

上述方案提供的一种发射机正交不平衡和本振泄漏预校准系统，可以同时实现发射机正交不平衡和本振泄漏的校准，且校准流程简单，可以快捷、有效地减小射频串扰，有效提高校准效率。

进一步地，所述发射机电路模块基于接收的预校准信号输出射频信号，具体为：

构建发射机电路模块的失配等效网络，所述发射机电路模块基于接收的预校准信号输出的射频信号为：

式中，V_qi表示发射机电路模块I通道的射频信号；V_qq表示发射机电路模块Q通道的射频信号；δ_c表示增益补偿值；δ_p表示增益失配值；ε_c表示相位补偿值；ε_p表示相位失配值；V_di表示正交信号的I通道分量；V_dq表示正交信号的Q通道分量；C_ci表示I通道直流补偿值；C_pi表示I通道直流失配值；C_cq表示Q通道直流补偿值；C_pq表示Q通道直流失配值；δ_c、ε_c、C_ci和C_cq组成所述第一补偿值在所述信号补偿模块中对所述正交信号进行预校准以获取预校准信号；由于最终校准结果是达到δ_c+δ_p＝0、ε_c+ε_p＝0、C_ci+C_pi＝0和C_cq+C_pq＝0，故在第一补偿值确定的情况下，建立至少四个方程即可获取δ_p、ε_p、C_pi和C_pq的值。

进一步地，所述包络检波器用于对射频信号进行采样，以获取包络检波信号，具体为：

所述包络检波器的传输函数具体表示为：

V_ed＝V_d(1+r)

式中，V_d表示正交信号的幅度；ω_dd表示正交信号的角频率；表示信号初始相位；ε表示通道相位误差，在校准中有ε＝ε_c+ε_p；δ表示通道幅度误差，在校准中有δ＝δ_c+δ_p；c_I表示I通道直流失调值，在校准中有c_I＝C_ci+C_pi；c_Q表示Q通道直流失调值，在校准中有c_Q＝C_cq+C_pq；V_ed表示包络检波信号。

进一步地，所述控制模块用于接收包络检波信号并计算系统响应值，具体表示为：

m_j＝V_ed(j)

V_di＝V_d cos(θ_j)

V_dp＝V_d sin(θ_j)

式中，m_j表示系统响应值，其是对应相位的V_ed值；0≤j≤N-1，N表示正交信号的发送次数；故有：

式中，g表示包络检波器的增益；ΔV_d表示调整时产生的量化误差。

进一步地，所述控制模块用于接收包络检波信号并计算系统响应值，以确定系统补偿梯度值，进而向所述信号补偿模块输出第二补偿值，以使所述信号补偿模块进行新一轮预校准，直至达到预设校正次数，具体为：

对系统响应值的表达式进行求解，有：

式中，λ表示迭代系数；Δδ、Δε、Δc_I和Δc_Q分别为δ_c、ε_c、C_ci和C_cq对应的补偿梯度，构成系统补偿梯度值，即有：

δ_c(j+1)＝δ_c(j)+Δδ

ε_c(j+1)＝ε_c(j)+Δε

C_ci(j+1)＝C_ci(j)+Δc_I

C_cq(j+1)＝C_cq(j)+Δc_Q

式中，δ_c(j+1)、ε_c(j+1)、C_ci(j+1)和C_cq(j+1)构成第二补偿值；将第二补偿值输入所述信号补偿模块中进行新一轮预校准，直至达到预设校正次数。

上述系统简化了采样方式，传统方法中通常需要借助接收机采样来进行校准，而系统利用包络检波器对发射射频信号进行采样，不需要接收机采样，降低了设备的复杂度，减小了射频串扰；且系统通过对包络检波器进行线性建模并获取传输函数，利用计算方程梯度和反馈自收敛的方式实现了发射通道的校准，这种校准方案可以同时校准发射机的正交不平衡和本振泄漏，大大简化了校准流程，提高了校准效率。该系统构成简单，可实施性强，适用于射频收发芯片中的发射机校准，可以有效地校准发射机的正交不平衡和本振泄漏，提高射频通信系统的性能。

本发明还提供一种发射机正交不平衡和本振泄漏预校准方法，基于一种发射机正交不平衡和本振泄漏预校准系统实现，其包括以下步骤：

发送正交信号并通过第一补偿值进行预校准，获取预校准信号；

将预校准信号作为发射机电路模块的输入，并对发射机电路模块的射频信号进行采样，获取包络检波信号；

基于包络检波信号计算系统响应值，并确定系统补偿梯度值，获取第二补偿值，以进行新一轮预校准，直至达到预设校正次数。

上述方法通过包络检波器对发射机电路模块进行采样，无需借用接收机，可以降低系统的复杂度，减少射频串扰；该方法可以同时实现对发射机的正交不平衡和本振泄漏的校准，大大简化了校准流程，有效提高校准效率。

进一步地，所述将预校准信号作为发射机电路模块的输入，并对发射机电路模块的射频信号进行采样，获取包络检波信号，具体为：

将预校准信号作为发射机电路模块的输入并等待预设时长后，对发射机电路模块的射频信号进行采样，获取包络检波信号。

进一步地，所述基于包络检波信号计算系统响应值，具体为：

将包络检波信号表示为：

V_ed＝V_d(1+r)

式中，V_d表示正交信号的幅度；ω_dd表示正交信号的角频率；表示信号初始相位；ε表示通道相位误差，在校准中有ε＝ε_c+ε_p；δ表示通道幅度误差，在校准中有δ＝δ_c+δ_p；c_I表示I通道直流失调值，在校准中有c_I＝C_ci+C_pi；c_Q表示Q通道直流失调值，在校准中有c_Q＝C_cq+C_pq；V_ed表示包络检波信号；其中：δ_c、ε_c、C_ci和C_cq组成所述第一补偿值，δ_c表示增益补偿值，ε_c表示相位补偿值，C_ci表示I通道直流补偿值，C_cq表示Q通道直流补偿值；δ_p表示增益失配值，ε_p表示相位失配值，C_pi表示I通道直流失配值，C_pq表示Q通道直流失配值；

基于包络检波信号计算系统响应值，有：

m_j＝V_ed(j)

V_di＝V_d cos(θ_j)

V_dp＝V_d sin(θ_j)

式中，m_j表示系统响应值，其是对应相位的V_ed值；0≤j≤N-1，N表示正交信号的发送次数；故有：

式中，g表示包络检波器的增益；ΔV_d表示调整时产生的量化误差。

进一步地，所述基于包络检波信号计算系统响应值，并确定系统补偿梯度值，获取第二补偿值，以进行新一轮预校准，直至达到预设校正次数，具体为：

基于包络检波信号计算系统响应值，并对系统响应值的表达式进行求解，有：

式中，λ表示迭代系数；Δδ、Δε、Δc_I和Δc_Q分别为δ_c、ε_c、C_ci和C_cq对应的补偿梯度，构成系统补偿梯度值，即有：

δ_c(j+1)＝δ_c(j)+Δδ

ε_c(j+1)＝ε_c(j)+Δε

C_ci(j+1)＝C_ci(j)+Δc_I

C_cq(j+1)＝C_cq(j)+Δc_Q

式中，δ_c(j+1)、ε_c(j+1)、C_ci(j+1)和C_cq(j+1)构成第二补偿值，以进行新一轮预校准，直至达到预设校正次数。

进一步地，所述迭代系数基于实际需求设置。

上述方案中，迭代系数λ≤1，其数值越小，环路稳定性越好，校准精度越高，但收敛速度越慢，越大收敛速度越快，但稳定性差，校准精度差，因而可以根据实际的效率需求、精度需求进行设置。而校正次数需根据具体的迭代系数进行确定，需注意的是，由于增益g有可能存在偏差，λ太大可能会导致不收敛。

附图说明

图1为本发明一实施例提供的一种发射机正交不平衡和本振泄漏预校准系统架构示意图；

图2为本发明一实施例提供的一种发射机正交不平衡和本振泄漏预校准方法流程示意图；

图3为本发明一实施例提供的一种发射机正交不平衡和本振泄漏预校准系统实际架构图；

图4为本发明一实施例提供的TX compensation架构示意图；

图5为本发明一实施例提供的TX通道失配等效图；

图6为本发明一实施例提供的校准结果仿真示意图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整的描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

射频收发芯片是无线通信系统中必不可少的关键组件，用于将数字信号转换为射频信号进行发送和接收。然而，射频信号在传输过程中会遇到发射机机正交不平衡和本振泄漏等问题，影响系统性能。为了解决现有技术存在的问题，请参见图1，本实施例提供一种发射机正交不平衡和本振泄漏预校准系统，包括发射机电路模块、包络检波器、控制模块、信号发生模块和信号补偿模块；其中：

所述信号发生模块用于向所述信号补偿模块发送正交信号，以令所述信号补偿模块基于第一补偿值对所述正交信号进行预校准并向所述发射机电路模块输出预校准信号；

所述发射机电路模块基于接收的预校准信号输出射频信号；

所述包络检波器用于对射频信号进行采样，以获取包络检波信号；

所述控制模块用于接收包络检波信号并计算系统响应值，以确定系统补偿梯度值，进而向所述信号补偿模块输出第二补偿值，以使所述信号补偿模块进行新一轮预校准，直至达到预设校正次数。

在本实施例中，通过包络检波器对发射机电路模块进行采样，无需借用接收机，可以降低系统的复杂度，减少射频串扰；通过包络检波器、控制模块和信号补偿模块形成反馈自收敛的闭环，可以同时实现对发射机的正交不平衡和本振泄漏的校准，大大简化了校准流程，有效提高校准效率。

本实施例提供的一种发射机正交不平衡和本振泄漏预校准系统，可以同时实现发射机正交不平衡和本振泄漏的校准，且校准流程简单，可以快捷、有效地减小射频串扰，有效提高校准效率。

进一步地，所述发射机电路模块基于接收的预校准信号输出射频信号，具体为：

构建发射机电路模块的失配等效网络，所述发射机电路模块基于接收的预校准信号输出的射频信号为：

式中，V_qi表示发射机电路模块I通道的射频信号；V_qq表示发射机电路模块Q通道的射频信号；δ_c表示增益补偿值；δ_p表示增益失配值；ε_c表示相位补偿值；ε_p表示相位失配值；V_di表示正交信号的I通道分量；V_dq表示正交信号的Q通道分量；C_ci表示I通道直流补偿值；C_pi表示I通道直流失配值；C_cq表示Q通道直流补偿值；C_pq表示Q通道直流失配值；δ_c、ε_c、C_ci和C_cq组成所述第一补偿值在所述信号补偿模块中对所述正交信号进行预校准以获取预校准信号；由于最终校准结果是达到δ_c+δ_p＝0、ε_c+ε_p＝0、C_ci+C_pi＝0和C_cq+C_pq＝0，故在第一补偿值确定的情况下，建立至少四个方程即可获取δ_p、ε_p、C_pi和C_pq的值。

进一步地，所述包络检波器用于对射频信号进行采样，以获取包络检波信号，具体为：

所述包络检波器的传输函数具体表示为：

V_ed＝V_d(1+r)

式中，V_d表示正交信号的幅度；ω_dd表示正交信号的角频率；表示信号初始相位；ε表示通道相位误差，在校准中有ε＝ε_c+ε_p；δ表示通道幅度误差，在校准中有δ＝δ_c+δ_p；c_I表示I通道直流失调值，在校准中有c_I＝C_ci+C_pi；c_Q表示Q通道直流失调值，在校准中有c_Q＝C_cq+C_pq；V_ed表示包络检波信号。

进一步地，所述控制模块用于接收包络检波信号并计算系统响应值，具体表示为：

m_j＝V_ed(j)

V_di＝V_d cos(θ_j)

V_dp＝V_d sin(θ_j)

式中，m_j表示系统响应值，其是对应相位的V_ed值；0≤j≤N-1，N表示正交信号的发送次数；故有：

式中，g表示包络检波器的增益；ΔV_d表示调整时产生的量化误差。

进一步地，所述控制模块用于接收包络检波信号并计算系统响应值，以确定系统补偿梯度值，进而向所述信号补偿模块输出第二补偿值，以使所述信号补偿模块进行新一轮预校准，直至达到预设校正次数，具体为：

对系统响应值的表达式进行求解，有：

式中，λ表示迭代系数；Δδ、Δε、Δc_I和Δc_Q分别为δ_c、ε_c、C_ci和C_cq对应的补偿梯度，构成系统补偿梯度值，即有：

δ_c(j+1)＝δ_c(j)+Δδ

ε_c(j+1)＝ε_c(j)+Δε

C_ci(j+1)＝C_ci(j)+Δc_I

C_cq(j+1)＝C_cq(j)+Δc_Q

式中，δ_c(j+1)、ε_c(j+1)、C_ci(j+1)和C_cq(j+1)构成第二补偿值；将第二补偿值输入所述信号补偿模块中进行新一轮预校准，直至达到预设校正次数。

本实施例提供的系统简化了采样方式，传统方法中通常需要借助接收机采样来进行校准，而系统利用包络检波器对发射射频信号进行采样，不需要接收机采样，降低了设备的复杂度，减小了射频串扰；且系统通过对包络检波器进行线性建模并获取传输函数，利用计算方程梯度和反馈自收敛的方式实现了发射通道的校准，这种校准方案可以同时校准发射机的正交不平衡和本振泄漏，大大简化了校准流程，提高了校准效率。该系统构成简单，可实施性强，适用于射频收发芯片中的发射机校准，可以有效地校准发射机的正交不平衡和本振泄漏，提高射频通信系统的性能。

请参见图2，本实施例提供了一种发射机正交不平衡和本振泄漏预校准方法，基于一种发射机正交不平衡和本振泄漏预校准系统实现，其包括以下步骤：

S1：发送正交信号并通过第一补偿值进行预校准，获取预校准信号；

S2：将预校准信号作为发射机电路模块的输入，并对发射机电路模块的射频信号进行采样，获取包络检波信号；

S3：基于包络检波信号计算系统响应值，并确定系统补偿梯度值，获取第二补偿值，以进行新一轮预校准，直至达到预设校正次数。

本实施例提供的方法通过包络检波器对发射机电路模块进行采样，无需借用接收机，可以降低系统的复杂度，减少射频串扰；该方法可以同时实现对发射机的正交不平衡和本振泄漏的校准，大大简化了校准流程，有效提高校准效率。

进一步地，所述将预校准信号作为发射机电路模块的输入，并对发射机电路模块的射频信号进行采样，获取包络检波信号，具体为：

将预校准信号作为发射机电路模块的输入并等待预设时长后，对发射机电路模块的射频信号进行采样，获取包络检波信号。

进一步地，所述基于包络检波信号计算系统响应值，具体为：

将包络检波信号表示为：

V_ed＝V_d(1+r)

式中，V_d表示正交信号的幅度；ω_dd表示正交信号的角频率；表示信号初始相位；ε表示通道相位误差，在校准中有ε＝ε_c+ε_p；δ表示通道幅度误差，在校准中有δ＝δ_c+δ_p；c_I表示I通道直流失调值，在校准中有c_I＝C_ci+C_pi；c_Q表示Q通道直流失调值，在校准中有c_Q＝C_cq+C_pq；V_ed表示包络检波信号；其中：δ_c、ε_c、C_ci和C_cq组成所述第一补偿值，δ_c表示增益补偿值，ε_c表示相位补偿值，C_ci表示I通道直流补偿值，C_cq表示Q通道直流补偿值；δ_p表示增益失配值，ε_p表示相位失配值，C_pi表示I通道直流失配值，C_pq表示Q通道直流失配值；

基于包络检波信号计算系统响应值，有：

m_j＝V_ed(j)

V_di＝V_d cos(θ_j)

V_dp＝V_d sin(θ_j)

式中，m_j表示系统响应值，其是对应相位的V_ed值；0≤j≤N-1，N表示正交信号的发送次数；故有：

式中，g表示包络检波器的增益；ΔV_d表示调整时产生的量化误差。

进一步地，所述基于包络检波信号计算系统响应值，并确定系统补偿梯度值，获取第二补偿值，以进行新一轮预校准，直至达到预设校正次数，具体为：

基于包络检波信号计算系统响应值，并对系统响应值的表达式进行求解，有：

式中，λ表示迭代系数；Δδ、Δε、Δc_I和Δc_Q分别为δ_c、ε_c、C_ci和C_cq对应的补偿梯度，构成系统补偿梯度值，即有：

δ_c(j+1)＝δ_c(j)+Δδ

ε_c(j+1)＝ε_c(j)+Δε

C_ci(j+1)＝C_ci(j)+Δc_I

C_cq(j+1)＝C_cq(j)+Δc_Q

式中，δ_c(j+1)、ε_c(j+1)、C_ci(j+1)和C_cq(j+1)构成第二补偿值，以进行新一轮预校准，直至达到预设校正次数。

进一步地，所述迭代系数基于实际需求设置。

在本实施例，迭代系数λ≤1，其数值越小，环路稳定性越好，校准精度越高，但收敛速度越慢，越大收敛速度越快，但稳定性差，校准精度差，因而可以根据实际的效率需求、精度需求进行设置。而校正次数需根据具体的迭代系数进行确定。

为了进一步地描述本发明提供的技术方案，凸显其技术优势，本实施例提供一种发射机正交不平衡和本振泄漏预校准系统的实际应用，其架构图可参见图3所示。

在图3中，Signal gen表示信号发生模块，用于产生校准正交信号；TXcompensation表示信号补偿模块，用于接收第一补偿值并对正交信号进行预校准；TXcalibration algorithm表示控制模块。发射机电路模块由DAC、TXIF、TXLO、Mixer和PPA组成。其中DAC为数模转换器，用于将数字信号转化为模拟信号；TXIF为发射中频模块，其主要包括源滤波器和可变增益放大器，用于滤除高频杂散并对信号幅度进行处理；TXLO为本振产生模块，用于产生上变频频率信号；Mixer为模拟正交混频器，用于将低中频信号上变频到射频并抑制镜像信号；PPA为射频预放大器，用于对射频信号放大输出。ED表示包络检波器，用于检测正交不平衡和本振泄漏相关信息。在包络检波器与控制模块的传输路径上还设置有模数转换器ADC，用于将包络检波器的模拟信号转化成数字信号，可借用接收通道ADC。而信号V_{d_i}即为V_di，表示正交信号的I通道分量；信号V_{d_p}即为V_dp，表示正交信号的Q通道分量；V_txrf表示射频信号；D<bit-1:0>表示模拟信号对应的数字信号；bit表示ADC的物理位数。

对于信号补偿模块，其架构可参见图4所示，其可用于补偿正交不平衡和本振泄漏。图4中，αc和βc表示增益补偿系数，εc表示相位补偿系数；C_ci表示I通道直流补偿值，C_cq表示Q通道直流补偿值，C_ci和C_cq组成本振泄漏补偿系数；V_qi表示发射机电路模块I通道的射频信号；V_qq表示发射机电路模块Q通道的射频信号；V_ci和V_cq表示预校准后的正交信号，由TXcompensation输出。

对于发射机而言，相位不平衡主要产生在本振上，但在建模中可以将其等效到通道上，并认为本振不存在失真，具体可参见图5所示的正交不平衡和直流失配等效图。图中，C_pi表示I通道直流失配值，C_pq表示Q通道直流失配值，αp和βp表示通道的增益失配系数；εp表示相位失配系数；至此，可定义：δ_c为增益补偿值，ε_c为相位补偿值，δ_p为增益失配值，ε_p为相位失配值，因此有：

从图4和图5可以看到，失配量和补偿量的数学运算式是一样的。在数学推导过程中，由于δ_c、ε_c、δ_p、ε_p通常都是较小量，故可以对二次项做出简化有：

需要说明的是，上式在实际计算过程中也可采用等号进行计算。

在上式计算的基础上，包络检波器的传输函数可近似表达为：

V_ed＝V_d(1+r)

式中，V_d表示正交信号的幅度；ω_dd表示正交信号的角频率；表示信号初始相位；ε表示通道相位误差，在校准中有ε＝ε_c+ε_p；δ表示通道幅度误差，在校准中有δ＝δ_c+δ_p；c_I表示I通道直流失调值，在校准中有c_I＝C_ci+C_pi；c_Q表示Q通道直流失调值，在校准中有c_Q＝C_cq+C_pq；V_ed表示包络检波信号。需要说明的是，上式在实际计算过程中也可采用等号进行计算。

最终的校准结果是达到δ_c+δ_p＝0、ε_c+ε_p＝0、C_ci+C_pi＝0和C_cq+C_pq＝0，因此对系统的求解将归结为求解δ_p、ε_p、C_pi和C_cq四个未知参数，并给出对应的第一补偿值，即δ_c、ε_c、C_ci和C_cq，四个参数的求解需要构建≥4个方程组，在本系统中Signal gen将发射N个相位的信号，和现有技术不同，这里不需要多次发送多个频率的信号，只需要发送单个频率的信号，信号的采样个数为N，这里N≥4，并获取对应的V_ed值。

进一步地，由于：

m_j＝V_ed(j)

V_di＝V_d cos(θ_j)

V_dp＝V_d sin(θ_j)

式中，m_j表示系统响应值，其是对应相位的V_ed值；0≤j≤N-1，N表示正交信号的发送次数；故有：

式中，g表示包络检波器的增益；ΔV_d表示调整时产生的量化误差。为方便对上式的计算，可以将其转化为矩阵形式，具体为：

最终算法的问题归结于最小方差，即最小，求补偿梯度值，有：

式中，λ表示迭代系数，有λ≤1，其数值越小，环路稳定性越好，校准精度越高，但收敛速度越慢，越大收敛速度越快，但稳定性差，校准精度差，因而可以根据实际的效率需求、精度需求进行设置。而校正次数需根据具体的迭代系数进行确定；Δδ、Δε、Δc_I和Δc_Q分别为δ_c、ε_c、C_ci和C_cq对应的补偿梯度，构成系统补偿梯度值，即有：

δ_c(j+1)＝δ_c(j)+Δδ

ε_c(j+1)＝ε_c(j)+Δε

C_ci(j+1)＝C_ci(j)+Δc_I

C_cq(j+1)＝C_cq(j)+Δc_Q

式中，δ_c(j+1)、ε_c(j+1)、C_ci(j+1)和C_cq(j+1)构成第二补偿值；将第二补偿值输入所述信号补偿模块中进行新一轮预校准，直至达到预设校正次数。

基于上述数学推导过程，本系统的校准流程可以如下：

第一步：signal gen依次发射N个相位为θ_j的正交信号，幅度为V_d；

第二步：等待时间延时t_dly后，TX calibration Algorithm采集V_ed信号分别赋值给m_j；其中，t_dly寄存器可配置，需要保证m_j值为准确的系统响应值；

第三步：计算Δδ、Δε、Δc_I和Δc_Q并得到δ_c(j+1)、ε_c(j+1)、C_ci(j+1)和C_cq(j+1)的值；

第四步：tx compensation利用得到的δ_c(j+1)、ε_c(j+1)、C_ci(j+1)和C_cq(j+1)更新上一轮的δ_c、ε_c、C_ci和C_cq，以输出下一个迭代周期的V_ci(j+1)和V_cq(j+1)；

第五步：判定迭代次数是否达到要求，若是则完成校准过程，否则，返回第二步重新获取系统响应值；注意，根据不同的迭代系数λ，迭代收敛需要的迭代次数不一样。

本实施例提供的系统其校准仿真效果可参见图6所示，其镜像从-20dB提升到了-60dB，本振泄漏从-20dB提升到了-80dB。

本实施例提出的预校准方法采用包络检波器对发射射频信号进行采样，通过对包络检波器进行线性建模并获取传输函数，可以实时对发射机正交不平衡和本振泄漏进行校准。与传统方法相比，该方法不需要借助接收机采样，降低了设备的复杂度，并且减小了射频串扰，具有装置简单、可实施性强的优势。且该预校准方法可以同时校准正交不平衡和本振泄漏，极大地简化了发射通道的校准流程，并且具有高效的校准效率。射频收发芯片广泛应用于无线通信、卫星通信、雷达、无线传感器网络等领域，因而通过采用本实施例提供的预校准方法，可以提高射频收发芯片的性能和稳定性，提升通信系统的传输质量和可靠性。

由于本发明技术的先进性，因此在无线通信系统和相关领域中应用前景广阔。随着无线通信技术的不断发展和应用需求的增加，对射频收发芯片的性能要求也越来越高，对于能够提供高效、简单、准确校准方法的技术方案需求也日益增长。因此，本发明的技术应用前景和市场需求都非常有潜力。

以上所述是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也视为本发明的保护范围。

Claims (10)

1.一种发射机正交不平衡和本振泄漏预校准系统，其特征在于，包括发射机电路模块、包络检波器、控制模块、信号发生模块和信号补偿模块；其中：

所述信号发生模块用于向所述信号补偿模块发送正交信号，以令所述信号补偿模块基于第一补偿值对所述正交信号进行预校准并向所述发射机电路模块输出预校准信号；

所述发射机电路模块基于接收的预校准信号输出射频信号；

所述包络检波器用于对射频信号进行采样，以获取包络检波信号；

所述控制模块用于接收包络检波信号并计算系统响应值，以确定系统补偿梯度值，进而向所述信号补偿模块输出第二补偿值，以使所述信号补偿模块进行新一轮预校准，直至达到预设校正次数。

2.根据权利要求1所述的一种发射机正交不平衡和本振泄漏预校准系统，其特征在于，所述发射机电路模块基于接收的预校准信号输出射频信号，具体为：

构建发射机电路模块的失配等效网络，所述发射机电路模块基于接收的预校准信号输出的射频信号为：

式中，V_qi表示发射机电路模块I通道的射频信号；V_qq表示发射机电路模块Q通道的射频信号；δ_c表示增益补偿值；δ_p表示增益失配值；ε_c表示相位补偿值；ε_p表示相位失配值；V_di表示正交信号的I通道分量；V_dq表示正交信号的Q通道分量；C_ci表示I通道直流补偿值；C_pi表示I通道直流失配值；C_cq表示Q通道直流补偿值；C_pq表示Q通道直流失配值；δ_c、ε_c、C_ci和C_cq组成所述第一补偿值在所述信号补偿模块中对所述正交信号进行预校准以获取预校准信号；由于最终校准结果是达到δ_c+δ_p＝0、ε_c+ε_p＝0、C_ci+C_pi＝0和C_cq+C_pq＝0，故在第一补偿值确定的情况下，建立至少四个方程即可获取δ_p、ε_p、C_pi和C_pq的值。

3.根据权利要求2所述的一种发射机正交不平衡和本振泄漏预校准系统，其特征在于，所述包络检波器用于对射频信号进行采样，以获取包络检波信号，具体为：

所述包络检波器的传输函数具体表示为：

V_ed＝V_d(1+r)

式中，V_d表示正交信号的幅度；ω_dd表示正交信号的角频率；表示信号初始相位；ε表示通道相位误差，在校准中有ε＝ε_c+ε_p；δ表示通道幅度误差，在校准中有δ＝δ_c+δ_p；c_I表示I通道直流失调值，在校准中有c_I＝C_ci+C_pi；c_Q表示Q通道直流失调值，在校准中有c_Q＝C_cq+C_pq；V_ed表示包络检波输出信号。

4.根据权利要求3所述的一种发射机正交不平衡和本振泄漏预校准系统，其特征在于，所述控制模块用于接收包络检波信号并计算系统响应值，具体表示为：

m_j＝V_ed(j)

V_di＝V_d cos(θ_j)

V_dp＝V_d sin(θ_j)

式中，m_j表示系统响应值，其是对应相位的V_ed值；0≤j≤N-1，N表示正交信号的发送次数；故有：

式中，g表示包络检波器的增益；ΔV_d表示调整时产生的量化误差。

5.根据权利要求4所述的一种发射机正交不平衡和本振泄漏预校准系统，其特征在于，所述控制模块用于接收包络检波信号并计算系统响应值，以确定系统补偿梯度值，进而向所述信号补偿模块输出第二补偿值，以使所述信号补偿模块进行新一轮预校准，直至达到预设校正次数，具体为：

对系统响应值的表达式进行求解，有：

式中，λ表示校正次数；Δδ、Δε、Δc_I和Δc_Q分别为δ_c、ε_c、C_ci和C_cq对应的补偿梯度，构成系统补偿梯度值，即有：

δ_c(j+1)＝δ_c(j)+Δδ

ε_c(j+1)＝ε_c(j)+Δε

C_ci(j+1)＝C_ci(j)+Δc_I

C_cq(j+1)＝C_cq(j)+Δc_Q

式中，δ_c(j+1)、ε_c(j+1)、C_ci(j+1)和C_cq(j+1)构成第二补偿值；将第二补偿值输入所述信号补偿模块中进行新一轮预校准，直至达到预设校正次数。

6.一种发射机正交不平衡和本振泄漏预校准方法，其特征在于，基于如权利要求1～5任一项所述的一种发射机正交不平衡和本振泄漏预校准系统实现，其包括以下步骤：

发送正交信号并通过第一补偿值进行预校准，获取预校准信号；

将预校准信号作为发射机电路模块的输入，并对发射机电路模块的射频信号进行采样，获取包络检波信号；

基于包络检波信号计算系统响应值，并确定系统补偿梯度值，获取第二补偿值，以进行新一轮预校准，直至达到预设校正次数。

7.根据权利要求6所述的一种发射机正交不平衡和本振泄漏预校准方法，其特征在于，所述将预校准信号作为发射机电路模块的输入，并对发射机电路模块的射频信号进行采样，获取包络检波信号，具体为：

将预校准信号作为发射机电路模块的输入并等待预设时长后，对发射机电路模块的射频信号进行采样，获取包络检波信号。

8.根据权利要求6所述的一种发射机正交不平衡和本振泄漏预校准方法，其特征在于，所述基于包络检波信号计算系统响应值，具体为：

将包络检波信号表示为：

V_ed＝V_d(1+r)

式中，V_d表示正交信号的幅度；ω_dd表示正交信号的角频率；表示信号初始相位；ε表示通道相位误差，在校准中有ε＝ε_c+ε_p；δ表示通道幅度误差，在校准中有δ＝δ_c+δ_p；c_I表示I通道直流失调值，在校准中有c_I＝C_ci+C_pi；c_Q表示Q通道直流失调值，在校准中有c_Q＝C_cq+C_pq；V_ed表示包络检波信号；其中：δ_c、ε_c、C_ci和C_cq组成所述第一补偿值，δ_c表示增益补偿值，ε_c表示相位补偿值，C_ci表示I通道直流补偿值，C_cq表示Q通道直流补偿值；δ_p表示增益失配值，ε_p表示相位失配值，C_pi表示I通道直流失配值，C_pq表示Q通道直流失配值；

基于包络检波信号计算系统响应值，有：

m_j＝V_ed(j)

V_di＝V_d cos(θ_j)

V_dp＝V_d sin(θ_j)

式中，m_j表示系统响应值，其是对应相位的V_ed值；0≤j≤N-1，N表示正交信号的发送次数；故有：

式中，g表示包络检波器的增益；ΔV_d表示调整时产生的量化误差。

9.根据权利要求8所述的一种发射机正交不平衡和本振泄漏预校准方法，其特征在于，所述基于包络检波信号计算系统响应值，并确定系统补偿梯度值，获取第二补偿值，以进行新一轮预校准，直至达到预设校正次数，具体为：

基于包络检波信号计算系统响应值，并对系统响应值的表达式进行求解，有：

式中，λ表示迭代系数；Δδ、Δε、Δc_I和Δc_Q分别为δ_c、ε_c、C_ci和C_cq对应的补偿梯度，构成系统补偿梯度值，即有：

δ_c(j+1)＝δ_c(j)+Δδ

ε_c(j+1)＝ε_c(j)+Δε

C_ci(j+1)＝C_ci(j)+Δc_I

C_cq(j+1)＝C_cq(j)+Δc_Q

式中，δ_c(j+1)、ε_c(j+1)、C_ci(j+1)和C_cq(j+1)构成第二补偿值，以进行新一轮预校准，直至达到预设校正次数。

10.根据权利要求8或9所述的一种发射机正交不平衡和本振泄漏预校准方法，其特征在于，所述迭代系数基于实际需求设置。