CN117590890A - 一种基于车规ldo的双向快速响应方法及电路 - Google Patents
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Abstract
本申请涉及一种基于车规LDO的双向快速响应方法及电路,在该领域中,瞬态响应问题一直是相关设计领域的难题。LDO芯片在正常电压下工作时,外接负载的电流经常出现变化,LDO电路如果对负载的瞬态响应不及时,LDO电路的输出电压会出现较大的波动,会影响芯片的正常工作。本申请提供了一种在不增加复杂电路的前提下,通过复用原有电路结构引入双向快速环路给节点A提供了快速充放电能力,抑制了输出的大幅变化,大大增强了LDO的瞬态响应的方法。本申请还提供了承载上述方法的电路。
Description
技术领域
本申请涉及一种能够快速响应的低压线性稳压器领域,具体涉及一种基于车规LDO的双向快速响应方法及电路。
背景技术
在车载电子设备中,很多芯片需要稳定的供电电压,因此需要靠LDO(Low DropoutRegulator, 低压线性稳压器)来为相应的芯片或芯片中的某些功能模块供电。为了实现高电流效率,LDO的功耗通常给对很低,其带宽也比较低,对输出的高频变化难以响应。实际汽车应用中,为了满足ISO7637和ISO16750规定的各种电源波动情况,需要LDO能够对波动做出快速响应。
虽然现阶段在相关电路设计中LDO有很多的优点,但瞬态响应问题一直是相关设计领域的难题。LDO芯片在正常电压下工作时,外接负载的电流经常出现变化,LDO电路如果对负载的瞬态响应不及时,LDO电路的输出电压会出现较大的波动,会影响芯片的正常工作。目前电路一般采用外接大的片外电容的方法进行提升电路输出端的瞬态响应,但由于片外电容只能焊接到芯片之外,降低了芯片的集成度,并且增加了电路上产生的寄生电路,严重影响电路的稳定性。尤其是车载设备对电源的瞬态响应品质提出了越来越高的要求,因此设计一款基于车规LDO的双向快速响应LDO电路显得尤为重要。
发明内容
本发明的目的是克服现有技术中存在的不足,提供一种基于车规的双向快速响应的方法及电路,其能增强LDO的瞬态响应,负荷在很短时间内发生激变时,能够使得LDO的输出更加稳定,大大的缓解输出随负荷变化而引起的激变,提高低压差线性稳压器的稳定性,并且在不增加复杂电路的前提下,通过复用原有电路结构引入双向快速环路,节约了设计成本。
本申请首先公开了一种基于车规LDO的双向快速响应电路,所述电路包括:误差放大器通过分压网络采集功率管MPWR的反馈电压,使其与基准电压VREF比较以对功率管MPWR的输出电压VLDO进行直流稳压;其中,分压网络由两个电阻RF1和RF2组成;电阻RF1的一端与功率管MPWR的漏极相连,功率管MPWR的源极与VIN相连,电阻RF1的另一端与电阻RF2的一端相连并产生反馈电压,电阻RF2的另一端接地;误差放大器的输出端与两个电流源建立的快速环路相连;两个电流源均受到LDO输出控制;其中,AVDD为芯片内部模拟电压源,并为增加的两个电流源供电;推挽电路包括PMOS管MP1、PMOS管MPWR、NMOS管MN1,PMOS管MP1和PMOS管MPWR的源极分别连接电源电压VIN,NMOS管MN1的源极接地,PMOS管MP1的栅极和漏极分别与PMOS管MPWR的栅极连接,PMOS管MP1的漏极与NMOS管MN1的漏极连接;A点通过电容CA接地。
优选的,两个电流源建立的快速环路具体结构为:PMOS管MP3和PMOS管MP2的源极分别连接电源电压AVDD;PMOS管MP2的栅极和漏极分别与PMOS管MP3的栅极连接;PMOS管MP3的漏极与NMOS管MN3的漏极连接;NMOS管MN3的源极接地;NMOS管MN2的栅极和漏极分别与NMOS管MN3的栅极连接;NMOS管MN2的源极接地;C点和D点通过两个补偿电容CC1和CC2连接;其中 MN2、MN3、MP2、MP3与误差放大器复用,为A点提供推挽电流。
优选的,误差放大器为折叠放大器。
根据本申请的另一方面,提供了一种基于车规LDO的双向快速响应方法,该方法采用上述的车规LDO的双向快速响应电路,具体步骤如下:AVDD为芯片内部模拟电压源,并为增加的两个电流源供电;通过在A点增加两个受LDO输出控制的电流源建立快速环路;当LDO输出出现大幅度的高频变化时,快速环路将先于主环路对节点A充放电,A点电压信号经过缓冲级控制MPWR并通过改变其输出电流的大小抑制输出电压的激变。
优选的,快速环路由CC1、CC2、MN2、MN3、MP2、MP3构成,其中 MN2、MN3、MP2、MP3与误差放大器复用,为A点提供推挽电流;当输出电压因瞬间大负载快速下降时,由于电容两端电压不能突变的特性,C点和D点电压也将快速下降,MN3电流减小,MP3电流增大,A点迅速充电,此时MN1 与MP1电流变大,D点电压下降,功率管MPWR将快速提供更多电流抑制输出电压的下降趋势;当输出电压因瞬间快速升高时,C点和D点电压也将快速上升,MN3电流变大,MP3电流变小,A点快速放电,此时MN1 与MP1电流变小,D点电压上升,功率管MPWR将快速减少电流抑制输出电压的上升趋势;其中,电容CC1与CC2兼有提升稳定性的作用。
本方案在不增加复杂电路的前提下,通过复用原有电路结构引入双向快速环路给节点A提供了快速充放电能力,抑制了输出的大幅变化,大大增强了LDO的瞬态响应,其克服了传统方法的弊端,能够提供国际上IS07637(GB/T21437)标准中的P5b和ISO16750标准中抛负载TEST B的条款对电子器件所要求的瞬态响应能力,进一步提升车用电子器件的抗冲击性。
附图说明
图1为传统低压线性稳压器的结构原理图;
图2为引入双向快环路的低压线性稳压器原理图;
图3为双向快速响应电路的具体结构原理图。
具体实施方式
下面结合附图阐述的详细描述旨在作为本发明的各种示例性实施例的描述,而不旨在表示可以实践本发明的仅有的实施例。出于提供对本发明的透彻理解的目的,详细描述包括具体细节。然而,对于本领域技术人员显而易见的是,可以在没有这些具体细节的情况下实践本发明。在一些实例中,以框图形式示出了公知的结构和组件,以避免模糊本发明的概念。
如图1所示为传统低压差线性稳压器的电路框图,其包括误差放大器、第二级缓冲器Buffer、输出管MPWR、电阻RF1和RF2组成的分压网络、及补偿电容CA输出电压经电阻分压网络按比例反馈给误差放大器的正输入端,同时和误差放大器负输入端的基准电压VREF比较,从而构成直流稳压反馈环路,最终使的输出电压和基准电压VREF为稳定的倍数,通过负反馈环路使得输出稳定在固定电压处,实现直流稳压该稳压器的主极点位于第一级放大器输出,通过级联米勒电容补偿将主极点设在非常低的频率,实现了大电流负载范围的交流稳定性但是因为该稳压器输出没有外接大电容,当负载瞬态变化时,没有足够的电容能提供瞬态负载跳变时所需的瞬态电流,同时整个稳压反馈环路的响应时间缓慢,导致输出电压会随着负载电流的变化而产生很大。
图2为改进的一种车规LDO的双向快速响应电路,所述电路包括:误差放大器通过分压网络采集功率管MPWR的反馈电压,使其与基准电压VREF比较以对功率管MPWR的输出电压VLDO进行直流稳压;其中,分压网络由两个电阻RF1和RF2组成;电阻RF1的一端与功率管MPWR的漏极相连,功率管MPWR的源极与VIN相连,电阻RF1的另一端与电阻RF2的一端相连并产生反馈电压,电阻RF2的另一端接地;误差放大器的输出端与两个电流源建立的快速环路相连;两个电流源均受到LDO输出控制;其中,AVDD为芯片内部模拟电压源,并为增加的两个电流源供电;推挽电路包括PMOS管MP1、PMOS管MPWR、NMOS管MN1,PMOS管MP1和PMOS管MPWR的源极分别连接电源电压VIN,NMOS管MN1的源极接地,PMOS管MP1的栅极和漏极分别与PMOS管MPWR的栅极连接,PMOS管MP1的漏极与NMOS管MN1的漏极连接;A点通过电容CA接地。
其中如图3所示,两个电流源建立的快速环路具体结构为:PMOS管MP3和PMOS管MP2的源极分别连接电源电压AVDD;PMOS管MP2的栅极和漏极分别与PMOS管MP3的栅极连接;PMOS管MP3的漏极与NMOS管MN3的漏极连接;NMOS管MN3的源极接地;NMOS管MN2的栅极和漏极分别与NMOS管MN3的栅极连接;NMOS管MN2的源极接地;C点和D点通过两个补偿电容CC1和CC2连接;其中 MN2、MN3、MP2、MP3与误差放大器复用,为A点提供推挽电流。
并且,误差放大器优选为折叠放大器。
本申请实施例还提供了一种基于车规LDO的双向快速响应方法,该方法采用上述的车规LDO的双向快速响应电路,具体步骤如下:AVDD为芯片内部模拟电压源,并为增加的两个电流源供电;通过在A点增加两个受LDO输出控制的电流源建立快速环路;当LDO输出出现大幅度的高频变化时,快速环路将先于主环路对节点A充放电,A点电压信号经过缓冲级控制MPWR并通过改变其输出电流的大小抑制输出电压的激变。
优选的,快速环路由CC1、CC2、MN2、MN3、MP2、MP3构成,其中 MN2、MN3、MP2、MP3与误差放大器复用,为A点提供推挽电流;当输出电压因瞬间大负载快速下降时,由于电容两端电压不能突变的特性,C点和D点电压也将快速下降,MN3电流减小,MP3电流增大,A点迅速充电,此时MN1 与MP1电流变大,D点电压下降,功率管MPWR将快速提供更多电流抑制输出电压的下降趋势;当输出电压因瞬间快速升高时,C点和D点电压也将快速上升,MN3电流变大,MP3电流变小,A点快速放电,此时MN1 与MP1电流变小,D点电压上升,功率管MPWR将快速减少电流抑制输出电压的上升趋势;其中,电容CC1与CC2兼有提升稳定性的作用。
综上所述,本方案在不增加复杂电路的前提下,通过复用原有电路结构引入双向快速环路给节点A提供了快速充放电能力,抑制了输出的大幅变化,大大增强了LDO的瞬态响应。
以上对本发明的一个实施例进行了详细说明,但所述内容仅为本发明的较佳实施例,不能被认为用于限定本发明的实施范围。凡依本发明申请范围所作的均等变化与改进等,均应仍归属于本发明的专利涵盖范围之内。
Claims (4)
1.一种基于车规LDO的双向快速响应电路,其特征在于,所述电路包括:误差放大器通过分压网络采集功率管MPWR的反馈电压,使其与基准电压VREF比较以对功率管MPWR的输出电压VLDO进行直流稳压;其中,分压网络由两个电阻RF1和RF2组成;电阻RF1的一端与功率管MPWR的漏极相连,功率管MPWR的源极与VIN相连,电阻RF1的另一端与电阻RF2的一端相连并产生反馈电压,电阻RF2的另一端接地;误差放大器的输出端与两个电流源建立的快速环路相连;两个电流源均受到LDO的输出控制;AVDD为芯片内部模拟电压源,并为增加的两个电流源供电;推挽电路包括PMOS管MP1、PMOS管MPWR、NMOS管MN1;PMOS管MP1和PMOS管MPWR的源极分别连接电源电压VIN,NMOS管MN1的源极接地,PMOS管MP1的栅极和漏极分别与PMOS管MPWR的栅极连接,PMOS管MP1的漏极与NMOS管MN1的漏极连接;A点通过电容CA接地;其中,两个电流源建立的快速环路具体结构为:PMOS管MP3和PMOS管MP2的源极分别连接电源电压AVDD;PMOS管MP2的栅极和漏极分别与PMOS管MP3的栅极连接;PMOS管MP3的漏极与NMOS管MN3的漏极连接;NMOS管MN3的源极接地;NMOS管MN2的栅极和漏极分别与NMOS管MN3的栅极连接;NMOS管MN2的源极接地;C点和D点通过两个补偿电容CC1和CC2连接;其中 MN2、MN3、MP2、MP3与误差放大器复用,为A点提供推挽电流。
2.根据权利要求1所述的一种基于车规LDO的双向快速响应电路,其特征在于,所述误差放大器为折叠放大器。
3.一种基于车规LDO的双向快速响应方法,该方法采用如权利要求1-2任一项所述的一种基于车规LDO的双向快速响应电路,所述方法包括:AVDD为芯片内部模拟电压源,并为增加的两个电流源供电;通过在A点增加两个受LDO输出控制的电流源建立快速环路;当LDO输出出现大幅度的高频变化时,快速环路将先于主环路对节点A充放电,A点电压信号经过缓冲级控制MPWR并通过改变其输出电流的大小抑制输出电压的激变。
4.根据权利要求3所述的一种基于车规LDO的双向快速响应方法,其特征在于,快速环路由CC1、CC2、MN2、MN3、MP2、MP3构成,其中 MN2、MN3、MP2、MP3与误差放大器复用,为A点提供推挽电流;当输出电压因瞬间大负载快速下降时,由于电容两端电压不能突变的特性,C点和D点电压也将快速下降,MN3电流减小,MP3电流增大,A点迅速充电,此时MN1 与MP1电流变大,D点电压下降,功率管MPWR将快速提供更多电流抑制输出电压的下降趋势;当输出电压因瞬间快速升高时,C点和D点电压也将快速上升,MN3电流变大,MP3电流变小,A点快速放电,此时MN1 与MP1电流变小,D点电压上升,功率管MPWR将快速减少电流抑制输出电压的上升趋势;其中,电容CC1与CC2兼有提升稳定性的作用。
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