CN1175815A - 负载控制装置 - Google Patents

Abstract

一种用于控制经过转速控制可控硅连接到AC电源的AC电动机转速的电动机控制装置,包括:负充电电路,用于在每一周以负方向充以AC电源的负半周电压以在AC电源的正半周期间触发可控硅;以及正充电电路,用于在每一周从负充电路结束负半周充电之时起以正方向充以AC电源的正半周电压以当已充电电压到达可控硅的触发电压时触发可控硅。

Description

负载控制装置

本发明涉及一种用于控制例如应用于电动工具的电动机之类的负载的负载控制装置，尤其涉及一种能根据电源频率的变更来修正以相位控制方式控制的开关元件的导通角的改进负载控制装置。

参照图16，在该图中示出了用于控制电动工具中采用的AC(交流)电动机的速度的传统电动机控制电路的原理图。AC电动机和控制该电动机速度的可控硅SCR串接在AC电源“e”的两端。跨接在AC电源“e”上的是可变电阻VR和电容C的串联电路，以提供可控硅SCR的半波的相位控制电路。

在电容C上经过二极管D跨接可控硅SCR的栅极和阴极。在可控硅SCR上跨接短路该可控硅SCR用的通断开关SW，以便给AC电动机M施加全速旋转用的AC电源的满电压。

当从AC电源“e”施加正半周电压121时，电容C上的充电电压按照由该电容C与可变电阻VR组成的时间常数而变化，如曲线122所示。一旦电容C的充电电压达到可控硅SCR的栅极触发电压Vg，可控硅SCR就被接通，此后把正半周中的划斜线区域表示的电源加到电动机M使其转动。

当改变可变电阻VR以增大或减小电阻值时，时间常数改变，使得电容C的充电曲线122向下或向上地改变倾斜度，因此流过可控硅SCR的电流的导通角减小或增大(使在正半周的划斜线区域作减小或增大的变化)，从而控制AC电动机的转速。

上述使用由可变电阻VR和电容C组成的相位控制电路的电动机传统控制电路的缺点是当AC电源“e”的线路频率在50Hz和60Hz之间变更时，电容C的充电特性(时间常数)不变，但是可控硅SCR的导通角随线路频率的变更而变更，因此不能期望有稳定的电动机速度控制。

如图18(a)所示，在60Hz线路频率电压波形131和50Hz线路频率电压波形132各自的正半周期，电容C的充电曲线133保持不变，与线路频率无关，但是可控硅SCR的导通角却变了。当电容C上的充电电压达到可控硅SCR的栅极触发电压Vg时，图18(c)所示的50Hz可控硅SCR导通区域变得大于图18(b)所示的60Hz可控硅SCR导通区域。

因此，由于为改变其电阻值而施加给可变电阻VR的操作量相同，AC电动机在50Hz的转速大于在60Hz的转速。同一电动工具随线路频率的变更而改变特性在操作上是不利的。例如，当随着在电动工具中使用的开关的行程操作而联动地连续改变可变电阻VR的阻值以控制电动机M的转速时，在线路频率60Hz和50Hz的电动机转速和开关行程的关系示于图19中。

60Hz和50Hz线路频率的转速变化范围出现了大的差别，所以开关的行程操作必须随线路频率而变更，这就造成了电动工具的不方便操作。

因此，本发明的主要目的在于提供一种改进的负载控制装置，该装置能随电源频率的变更而对控制负载导通的开关元件的导通角进行修正以提供具有电源频率变更调节特性的稳定电源。

按照本发明的第一方面，提供一种负载控制装置，用于控制通过开关元件与AC电源连接的负载中的电流，该负载控制装置具有负充电电路，用于在每个周期以负方向充以AC电源的负半周电压以在AC电源的正半周期间触发该开关单元；还具有正充电电路，用于在每个周期从负充电电路结束负半周时起以正方向充以AC电源的正半周电压以在已充电压达到开发元件的触发电压时触发开关元件。

按照这一方面，负充电电路在每个周期以负方向充以AC电源的负半周电压，正充电电路在每个周期从负充电电路结束负半周时起以正方向充以AC电源的正半周电压以在已充电电压达到开关元件的触发电压时触发开关元件，因而开关元件的导通角可按照线路频率的变更而修正，由线路频率变更引起的供应功率的变化可得到调节。当负载是电动机时，可期望得到稳定地控制转速。

按照本发明的第二方面，提供一种按照第一方面的负载控制装置，其中负充电电路包括限制负已充电压的限幅器电路。

按照这一方面，避免了对任何超过负充电电路耐压的负电压充电，因而负充电电路受到避免损坏的保护，该电路的耐受能力可达到最低。

按照本发明的第三方面，提供一种按照第一或第二方面的负载控制装置，其中正充电电路包括恒电压电路以保持在AC电源电压低落时正充电电路正方向的恒电流充电。

按照这一方面，即使电源电压下降，供给负载的功率仍是稳定的。当负载是AC电动机时，其转速得到稳定的控制，不受电压变动的影响。

按照本发明的第四方面，提供一种按照第一或第三方面的负载控制装置，其中正充电电路包括一可变电阻。

按照本发明的第五方面，提供一种按照第一或第四方面的负载控制装置，其中正充电电路包括以对数方式改变电阻值的电路，而改变的电阻值包括可变电阻的电阻值。

按照本发明的第四或第五方面，负载的驱动特性可以是非线性的.例如，如果负载是AC电动机，则电动机转速具有下弯特性，在这种特性下电动机起动时的速度变化率可以不大，因而可以改进其电动工具的操作。

按照本发明的第六方面，提供一种按照第一方面的负载控制装置，其中的开关元件由主开关元件和辅助开关元件组成，主开关元件用于开关负载的电源电路，而辅助开关元件用于接通主开关元件。

按照本发明的这一方面，开关元件的栅极电流被减至最小，正充电电路消耗的电流从而降低以减少由其引起的发热。

按照本发明的第七方面，提供一种按照第六方面的负载控制装置，其中由正充电电路的充电电压导通的触发元件被用于触发开关元件。

按照这一方面，开关元件的栅极电流被减至最小，正充电电路消耗的电流从而降低，由其引起的发热减少。

按照本发明的第八方面，提供一种按照第一方面的负载控制装置，它进一步包括给开关元件施加导通基准电压的电容，在该装置中，负充电电路包括其方向连接成用负电压对电容充电的二极管，正充电电路包括其方向连接成用正电压对电容充电的二极管和包括其基极端与开关元件栅极端连接的晶体三极管。

按照这一方面，用简化的电路结构来向负载施加很少受电源频率变更影响的稳定电源。当负载是电动机时，使稳定地控制转速成为可能。在由负充电电路充以AC电源的负半周电压之后以正方向充以AC电源的正半周电压以便根据正的已充电电压触发开关元件，但是，反过来也可以在以正方向充以电源的正电压之后以负方向充以负电压以便根据负的已充电电压触发开关元件。

按照本发明的第九方面，提供一种控制通过双向开关元件连接到AC电源的AC电动机转速的电动机控制装置，该装置包括：第一正充电电路，用于在每一周期以正方向充以所述AC电源的正半周；第一负充电电路，用于在每一周期从第一正充电电路结束正半周充电之时起以负方向充以AC电源的负半周以便当已充电电压达到双向开关元件的栅极触发电压时触发双向开关元件；第二负充电电路，用于在每一周期以负方向充以所述AC电源的负半周；以及第二正充电电路，用于在每一周期从第二负充电电路结束负半周充电之时起以正方向充以AC电源的正半周以便当已充电电压达到双向开关元件的栅极触发电压时触发双向开关元件，从而在AC电源的正负半周都触发双向元件。

按照这一方面，第一负充电电路在每一周期从第一正充电电路结束正半周充电之时起以负方向充以AC电源的负半周，第二正充电电路从第二负充电电路结束以负方向的AC电源负半周充电之时起以正方向充以AC电源的正半周，而且双向开关元件在各已充电电压到达双向元件的各触发电压时的导通角处被与正负半周波形同步地触发，从而双向开关元件的导通角随电源频率的变更而得到修正，且实现了对AC电动机转速的稳定控制而不受电源频率对转速的影响。

本发明的其他目的和优点将从结合以下各图的以下详细描述中变得更为明显。

图1是作为本发明第一实施例的负载控制装置的电路原理图；

图2(a)至(c)表示在图1装置各处的波形；

图3表示行程与由本控制装置控制的电动机转速之间的关系；

图4是作为本发明第二实施例的负载控制装置的电路原理图；

图5(a)至(e)表示在图4装置各处的波形；

图6是作为本发明第三实施例的负载控制装置的电路原理图；

图7(a)和(b)表示可变电阻与由图6控制装置控制的电动机转速之间的关系；

图8是作为本发明第四实施例的负载控制装置的电路原理图；

图9是作为本发明第五实施例的电动机控制装置的电路原理图；

图10(a)至(e)表示在图9电动机控制装置各处的波形；

图11表示行程与由图9电动机控制装置控制的电动机转速之间的关系；

图12是作为本发明第六实施例的电动机控制装置的电路原理图；

图13表示可变电阻与由图12电动机控制装置控制的电动机转速之间的关系，

图14是作为本发明第七实施例的电动机控制装置的电路原理图；

图15(a)至(e)表示在图14电动机控制装置各处的波形；

图16是用于控制电动工具所使周的AC电动机的转速的传统电动机控制装置的电路原理图；

图17表示说明在传统电动机控制装置中工作情况的波形；

图18(a)至(c)表示在图16电动机控制装置各处的波形；以及

图19表示行程与由图16传统电动机控制装置控制的电动机转速之间的关系。

现在参照图1，该图示出作为本发明第一实施例的负载控制装置的电路原理图，在该图中，AC电源1通过代表控制转速用的开关元件的可控硅2与代表装置中负载的AC电动机3连接。

在可控硅2的阳极和阴极之间经过电容4并联连接负充电电路5从而在每一周期以反方向给电容4充以AC电源1的负电压，还经过电容4并联连接正充电电路6从而给电容4以正方向充以AC电源1的正电压。

负充电电路5由电阻R1和二极管D1的串联电路组成。正充电电路6由可变电阻R2、二极管R2和发射极及集电极接在电阻R2和电容4之间的PNP晶体管Tr1组成。晶体管Tr1的基极接至可控硅2的栅极，电阻R3接在可控硅2的栅极和阴极之间。

当电动机控制装置使用电源频率50Hz的AC电源1控制电动机3时，电源1的电压波形由图2(a)实线所示的正弦波形表示。当电源电压V1处于负半周(在时间T0和T2之间)时，负充电电路5的二极管D1导通，充电电流“ia”流动路径为：AC电源1→电容4→电阻R1→二极管D1→AC电动机3→AC电源1。

电容4由充电电流“ia”负方向充电，如图2(b)实线描绘的充电曲线21所示，但是充电电流“ia”不转动AC电动机3。

当电源电压V1处于正半周(在时刻T2和T6之间)时，正充电电路6的二极管D2和晶体管Tr1导通，充电电流“ib”流动路径为：AC电源1→AC电动机3→二极管D2→电阻R2→晶体管Tr1→电容4→AC电源1。

电容4由充电电流“ib”从最大已充电电压(时刻T2)起正方向充电，如图2(b)实线描绘的充电曲线22所示，其中基极电流从晶体管Tr1流过电阻R3，但是该电流太小不足以触发可控硅2的栅极。充电电流“ib”不转动AC电动机3。

随着电容4的已充电电压V2在正半周以正方向上升并到达可控硅2的栅极触发电压Vg(时刻T4)，可控硅被接通以从时刻T4至时刻T6给AC电动机3供应正半周电压。AC电动机3被供给具有图2(c)实线描绘的波形23的电压V3，并以对应于波形23所示导通角区域的功率的速度转动。

随着可变地操作正充电电路6的可变电阻R2电阻值减少，在电源电压V1正半周的时间常数减小，使得到达可控硅2栅极触发电压Vg的电容4充电时间缩短，充电曲线22以箭头标示方向上升。结果，流过可控硅2的电流的导通角增加。即，可控硅2的导通时刻由T4移到T2，使得电动机3的转速随导通角区域的增加而增大。

当操作可变电阻R2增加其阻值时，在电源电压V1正半周的时间常数随之增加，使得达到可控硅2栅极触发电压Vg的电容4的充电时间变长，充电曲线22以箭头标示的相反方向下降。结果，流过可控硅2的电流的导通角减小。即，可控硅2的导通时刻由T4移向T6，使得电动机3的转速随导通角区域的减少而减小。

当电动机控制装置通过使用电源频率60Hz控制电动机3时，电源1的波形由图2(a)虚线所示的正弦波形来表示。当电源电压V1处于负半周(在时刻T0和T1之间)时，负充电电路5的二极管D1导通，充电电流“ia”流动路径为：AC电源1→电容4→电阻R1→二极管D1→AC电动机3→AC电源1。电容4由充电电流“ia”负方向充电，如由图2(b)虚线描绘的充电曲线24所示，但是充电电流“ia”不转动AC电动机3。60Hz的负充电时间(负半周)较短，与50Hz的相比，最大负的已充电电压较浅。

当电源电压V1处于正半周(在时刻T1和T5之间)时，正充电电路6的二极管D2和晶体管Tr1导通，充电电流“ib”流动路径为：AC电源1→AC电动机3→二极管D2→电阻R2→晶体管Tr1→电容4→AC电源1。电容4由充电电流“ib”从最大已充电电压(时刻T1)起正方向充电，如图2(b)虚线描绘的充电曲线25所示，其中基极电流从晶体管Tr1流过电阻R3，但是该电流太小不足以触发可控硅2的栅极。充电电流“ib”不转动AC电动机3。

随着电容4的已充电电压V2在正半周以正方向上升并到达可控硅2的栅极触发电压Vg(时刻T3)，可控硅被导通以从时刻T3至时刻T5给AC电动机3供应正半周电压。到达栅极触发电压Vg的时间短，因为最大负电压浅。

AC电动机3被供给具有图2(c)虚线描绘的波形26的电压V3，并以对应于波形26所示导通角区域的功率的速度转动。

随着可变地操作正充电电路6的可变电阻R2电阻值减少，在电源电压V1正半周的时间常数减小，使得到达可控硅2栅极触发电压Vg的电容4充电时间缩短，充电曲线25以箭头标示方向上升.结果，流过可控硅2的电流的导通角增加。即，可控硅2的导通时刻由T3移到T1，使得电动机3的转速随导通角区域的增加而增大。

当操作可变电阻R2增加其阻值时，在电源电压V1正半周的时间常数随之增加，使得达到可控硅2栅极触发电压Vg的电容4的充电时间变长，充电曲线25以箭头标示的相反方向下垂。结果，流过可控硅2的电流的导通角减小。即，可控硅2的导通时刻由T3移向T5，使得电动机3的转速随导通角区域的减少而减小。

如上所述，通过把负和正充电电路5和6应用到可控硅2的相位控制电路，可以根据市电或其他电源的频率变更而修正可控硅2的导通角。于是，在电源频率50Hz和60Hz，可控硅2的导通角保持几乎相等。

当本实施例的电动机控制装置应用于拧螺栓之类的电动工具的电动机控制电路时，可变电阻R2的阻值与在电动工具中为控制电动机转速而使用的开关的行程操作联动地变化。开关行程与在电源频率50Hz和60Hz的电动机转速的关系示于图3，其中在50Hz和60Hz的可变速度区域几乎相同。因此，开关的行程操作不必随电源频率而改变，电动工具的可操作性得到改进。

图4是作为本发明第二实施例的负载控制装置的电路原理图，其中电动机3是该装置的负载。与图1相对应的部件由相同标号给出，除不同的部件外，将略去对这些部件的结构和工作的说明。

在本实施例中，限幅器电路7并行地连接在电容4的两端，正充电电路6包括恒电压电路8，包括辅助可控硅2a和因辅助可控硅2a的接通而导通的主可控硅2b的开关元件连接到电动机3的电源电路。

限幅器电路7包括具有与负半周电压相反极性的齐纳二极管ZD1和与该齐纳二极管ZD1串联的反接二极管D3，以限制由负半周电压以反方向充在电容4上的电压，使得已充电电压不超过电容4的耐压。二极管D3防止当电容4正向充电时齐纳二极管ZD1正向导通。

恒电压电路8包括连在正充电电路6的可变电阻R2和二极管D2之间的电阻R5，还包括通过电阻R4连接在电阻R5和可变电阻R2的接点与电源1负端之间的齐纳二极管ZD2，以保持当AC电源电压低落时对电容4正向充电的电压恒定。

电阻R3和R6组成的串联电路连接在晶体管Tr1的基极与AC电源1的负端之间，主可控硅2b的阴极和栅极跨接在电阻R3两端，辅助可控硅2a的阴极和栅极跨接在电阻R6两端。

当增加可变电阻R2的阻值时，由正半周电压以正方向给电容4充电的已充电电压V2的上升倾斜度变得平缓，以减小主可硅控2b和辅可控硅2a的导通角，其中当电阻R2的阻值继续增加时，导通角甚至变成零，电容4的端电压不再回到正值而向负方向增加。

当电容4的负方向端电压大于齐纳二极管ZD1的齐纳电压时，齐纳二极管ZD1导通以通过二极管D3和齐纳二极管ZD1以负方向泄放电容4的已充电电压。因此防止了电容4存储超过其耐压能力的负电压，保护了电容4不受损坏，电容4的耐受能力可以降低，因为不必具有任何过高的耐受能力。

如果正充电电路6不配备恒电压电路8，当电源1的电源电压V1从图5(a)的实曲线低落为虚线时，电容4的负方向充电曲线24的倾斜度变得平缓，但是正方向充电曲线25的倾斜度也变得平缓，因而正方向的已充电电压V2在同一时刻T2到达可控硅的栅极触发电压Vg，如图5(b)所示。

然而，当如实线所示电源电压V1高时，随着可控硅在时刻T2的导通，供给AC电动机3的电压V3具有如图5(c)实线所示的导通区域。当电源电压V1低时，电压V3具有如图5(c)虚线所示的导通区域，所以AC电动机3的转速变得比电源电压高时的转速低。

如果正充电电路6配备恒电压电路8，当电源电压低落时，电容4由用齐纳二极管ZD2和电阻R4、R5规定的恒电流正方向充电。

因此，如图5(d)所示，电源电压低时电容4正向充电曲线的倾斜度与电源电压高时电容4正向充电曲线的倾斜度相同，而电源电压低时正向已充电电压V2到达可控硅栅极触发电压Vg的时刻T1早于时刻T2。因此，电源电压低时以(e)虚线描绘的导通区域几乎和电源电压高时以图(e)实线描绘的导通区域相同。结果，当电源电压朝较低方向变动时，可以防止电动机3转速的降低。

在本第二实施例中采用了辅助可控硅2a接通主可控硅2b和主可控硅2b接通AC电动机3电源电路的二级结构，使得可控硅的栅极电流可以设计得小，因此可变电阻R2和晶体管Tr1消耗的电流可以减小，从而减少由此产生的热量。

参照图6，该图示出作为本发明第三实施例的电动机控制装置的电路原理图。与图1和4相应的部件用相同标号表示，对它们结构和工作的说明将予以省略，不同的部件除外。

如图6所示，本第三实施例的特点在于可控硅2的栅极触发元件9采用双向击穿二极管(DIAC)，该栅极触发元件9连接在可控硅2的栅极和设在正充电电路6中的晶体管Tr1的基极之间，一对二极管D4和D5串接在电容4的正端和晶体管Tr1基极与栅极触发元件9的连接点之间，在正充电电路6中电阻R8和可变电阻R2并联，以提供由这两个电阻共同组成的按对数变化的电阻，使电动机转速具有下弯特性。

如果正充电电路6中的控制电阻只使用阻值线性变化的可变电阻R2，则可控硅R2的导通角作线性变化，但是AC电动机3的转速同可变电阻R2阻值变化的关系具有如图7(a)所示的上弯特性，因为加到电动机3上的电源是AC电源。因此，当电动机3起动时，转速改变率大，这对于拧螺栓用的电动工具的应用是不希望的。

但是，本第三实施例的结构是可变电阻R2与电阻R8并联，因此当电阻R2的阻值线性地变化时，它与电阻R8的组合电阻按对数方式变化，使得AC电动机3的转速具有如图7(b)所示的下弯特性。如此，当电动机3起动时，转速变化率小，转速缓慢增加，这对拧螺栓以把它固定在位置上的电动工具是适宜的。

由于在本实施例中采用双向击穿二极管作为触发可控硅2的栅极触发元件9，所以当电容4的正向已充电压到达栅极触发元件9的击穿电压时，栅极触发元件9导通，其负阻允许脉冲电流在可控硅2的栅极流动以接通该可控硅。于是减小了正充电电路中电阻R5、可变电阻R2和晶体管Tr1消耗的电流，也减小了由此产生的热量，但是保持可控硅最大的栅极电流不变。

图8是作为本发明第四实施例的电动机负载控制装置的电路原理图。与图1对应的部件用相同标号表示。在图8中，配置具有运算放大器OP1和OP2的相位控制单元90以控制充当AC电动机3的速度控制开关元件用的可控硅2的相位。这两个运算放大器和包括电阻R10至R13、齐纳二极管ZD、电容C1、二极管D10和D12之类在内的有关部件提供图1所示的负充电电路和正充电电路。在本实例中，除可控硅1、电容4和可变电阻VR外，相位控制单元的部件可以制作到集成电路中去。

如果在图1、4和6中可控硅2、2a和2b以相反极性和电源连接，则在这些图中的二极管D1至D5和齐纳二极管ZD1和ZD2应当相应地以相反极性连接，晶体管Tr1应当使用NPN晶体管。如果希望的话，在以上各实施例中的开关元件可使用诸如MOS晶体管之类的半导体元件来代替可控硅.

必须理解，在以下各实施例中，与以上实施例相同的标号和符号给于了不和以上实施例部件对应的若干部件。

图9是作为本发明第五实施例的电动机控制装置的电路原理图。它包括：AC电源1；控制速度用的双向开关元件(TRIAC)2；AC电动机3；第一和第二电容4和5，用于在电源1的负和正半周中保存已充电电压以触发双向开关元件2；由第一正充电电路6、第一负充电电路7、第二负充电电路8和第二正充电电路9组成的全波相位控制电路。

AC电源1通过双向开关元件2与AC电动机3连接。第一电容4通过二极管D1和电阻R2跨接在电源1两端。第一电容4、二极管D1和电阻R2提供在每一周期以正向给第一电容4充以电源1的正半周的第一正充电电路6。

包括由NPN晶体管Q1、二极管D3和可变电阻VR组成的串联电路的第一负充电电路7从第一正充电电路6结束正半周充电之时起以负(相反)方向给第一电容4充以电源1的负半周。当已充电电压到达元件2的栅极触发电压时，第一负充电电路7触发双向开关元件2。第一负充电电路7连接在第一正充电电路6中第一电容4和二极管D1的接点与开关元件2的阳极之间。

第二电容5通过二极管D2和电阻R2跨接在AC电源1的两端。第二电容5、二极管D2和电阻R2提供在每一周期以负方向给第二电容5充以电源1的负半周的第二负充电电路8。

包括由PNP晶体管Q2，二极管D4和可变电阻VR组成的串联电路的第二正充电电路9从第二负充电电路8结束负半周充电之时起以正(相反)方向给第二电容C5充以电源1的正半周。当已充电电压到达元件2的栅极触发电压时第二正充电电路9触发双向开关元件2。第二正充电电路9连接在第二负充电电路8中第二电容5和二极管D2的接点与开关元件2的阳极之间。

双向触发元件2的栅极与晶体管Q1和Q2的基极连接。保护电容C1和电阻R1并联连接在双向开关元件2的栅极和阳极之间。

当如此构成的电动机控制装置使用电源频率50Hz的AC电源1控制电动机3时，电源1的电压波形由图10(a)实线所示的正弦波形表示。当在图9中P处的AC电源电压V1处于正半周(在图10的时刻T0和T4之间)时，第一正充电电路6的二极管D1导通，充电电流流动路径为：AC电源1→电阻R2→二极管D1→电容4→AC电源1。电容4由该充电电流以正方向充电，如图10(b)实线描述的充电曲线21所示。

当在图9中P处的电源电压V1处于负半周(在图10的时刻T4和T8之间)时，第一负充电电路7的二极管D3和晶体管Q1导通，充电电流流动路径为：AC电源1→电容4→晶体管Q1→二极管D3→可变电阻VR→AC电动机3→AC电源1。第一电容4被该充电电流从最大已充电电压以负方向反向充电，如图10(b)实线描绘的充电曲线22所示，其中基极电流流过晶体管Q1，但是它太小不足以触发双向开关单元2的栅极。该充电电流不转动AC电动机3。

随着第一电容4由负半周电压反方向充电和已充电电压V2按照由可变电阻VR的阻值规定的时间常数逐渐减小以进入负区域并到达双向开关元件2的栅极触发电压-Vg(时刻T6)，通过给开关元件2的栅极施加图10(d)实线所示的负触发电压，开关元件2被接通。因此，从时刻T6至负半周结束的时刻T8，AC电动机3被供给图10(e)实线描绘的波形23的电流。

当在图9中P处的AC电源电压V1处于正半周(在图10的时刻T0和T4之间)时，第二正充电电路9的二极管D4和晶体管Q2导通，充电电流流动路径为：AC电源1→AC电动机3→可变电阻VR→二极管D4→晶体管Q2→电容5→AC电源1。第二电容5与由该充电电流以正方向充电，如图10(c)实线描绘的充电曲线24所示。因此，基极电流流入晶体管Q2，但是它太小不足以触发双向开关单元2的栅极。该充电电流也不转动AC电动机3。

随着第二电容5由正半周电压正方向充电和已充电电压V2根据由可变电阻VR的阻值规定的时间常数逐渐增加以进入正区域并到达双向开关元件2的栅极触发电压Vg(时刻T2)，通过给开关元件2的栅极施加图10(d)实线所示的正触发电压，开关元件2被接通。因此，从时刻T2至正半周结束的时刻T4，AC电动机3被供给图10(e)实线描绘的波形26的电流。于是，AC电动机3以对应于波形26和23两者的导通角区域的功率的速度转动。

当在图9中P处的AC电源电压V1处于负半周(在图10的时刻T4和T8之间)时，第二负充电电路8的二极管D2导通，充电电流流动路径为：AC电源1→电容5→二极管D2→电阻R2→AC电源1。第二电容5由该充电电流以负方向反向充电，如图10(c)实线描绘的充电曲线25所示。当处于正半周时，第二正充电电路9的工作和以上描述过的相同。

当可变电阻VR的阻值由第一负充电电路7和第二正充电电路9中的可变操作减少时，在正或负半周中的时间常数变小，使得第二电容5或第一电容4到达栅极触发电压Vg或-Vg的充电时间变短，充电曲线24或22沿箭标方向上升。结果，双向开关元件中电流的导通角增加以增大转速.

当可变电阻VR的阻值由可变操作增大时，电源电压正或负半周中的时间常数变大，使得第二电容5或第一电容4到达栅极触发电压Vg或-Vg的充电时间变长，充电曲线24或22沿箭标方向的反方向移动。结果，双向开关元件中电流的导通角减少以减低转速。

往下，当如此构成的电动机控制装置使用电源频率60Hz的AC电源1控制电动机3时，电源1的电压波形由图10(a)虚线所示的正弦波形表示。当在图9中P处的AC电源电压V1处于正半周期(在图10的时刻T0和T3之间)时，第一正充电电路6的二极管D1导通，充电电流流动路径为：AC电源1→电阻2→二极管D1→电容4→AC电源1。电容4由该充电电流以正方向充电，如图10(b)虚线描绘的充电曲线27所示。

当在图9中P处的AC电源电压V1处于负半周(在图10的时刻T3和T7之间)时，第一负充电电路7的二极管D3和晶体管Q1导通，充电电流流动路径为：AC电源1→电容4→晶体管Q1→二极管D3→可变电阻VR→AC电动机3→AC电源1。第一电容4被该充电电流从最大已充电电压以负方向反向充电，如图10(b)虚线描绘的充电曲线28所示，其中基极电流流过晶体管Q1，但是它太小不足以触发双向开关单元2的栅极。该充电电流不转动AC电动机3。

随着第一电容4由负半周电压反方向充电和根据由可变电阻VR的阻值规定的时间常数已充电电压V2逐渐减小以进入负区域并到达双向开关元件2的栅极触发电压-Vg(时刻T5)，通过给开关元件2的栅极施加图10(d)虚线所示的负触发电压，开关元件2被接通。因此，从时刻T5至负半周结束的时刻T7，AC电动机3被提供给图10(e)虚线描绘的波形29的电流。

当在图9中P处的AC电源电压V1处于正半周(在图10的时刻T0和T3之间)时，第二正充电电路9的二极管D4和晶体管Q2导通，充电电流流动路径为：AC电源1→AC电动机3→可变电阻VR→二极管D4→晶体管Q2→AC电源1。第二电容5由该充电电流以正方向充电，如图10(c)虚线描绘的充电曲线30所示。因此，基极电流流入晶体管Q2，但是它太小不足以触发双向开关单元2的栅极。该充电电流也不转动AC电动机3。

随着第二电容5由正半周电压正方向充电充电和已充电电压V2根据由可变电阻VR的阻值规定的时间常数逐渐增加以进入正区域并到达双向开关元件2的栅极触发电压Vg(时刻T1)，通过给开关元件2的栅极施加图10(d)虚线所示的正触发电压，开关元件2被接通。因此，从时刻T1至正半周结束的时刻T3，AC电动机3被供给图10(e)虚线描绘的波形32的电流。于是，AC电动机3以对应于波形32和29两者的导通角区域的功率的速度转动.

当在图9中P处的AC电源电压V1处于负半周(在图10的时刻T3和T7之间)时，第二负充电电路8的二极管D2导通，充电电流流动路径为：AC电源1→电容5→二极管D2→电阻R2→AC电源1。第二电容5由该充电电流以负方向反向充电，如图10(c)虚线描绘的充电曲线31所示。当处于正半周时，第二正充电电路9的操作和以上描述过的相同。

当可变电阻VR的阻值由第一负充电电路7和第二正充电电路9中的可变操作减少时，在正或负半周中的时间常数变小，使得第二电容5或第一电容4到达栅极触发电压Vg或-Vg的充电时间变短，充电曲线30或28沿箭标方向上升。结果，双向开关元件中电流的导通角增加以增大转速。

当可变电阻VR的阻值由可变操作增大时，电源电压正或负半周中的时间常数变大，使得第二电容5或第一电容4到达栅极触发电压Vg或-Vg的充电时间变长，充电曲线30或28沿箭标方向的反方向移动。结果，双向开关元件中电流的导通角减少以减低转速。

如此，通过把第一正充电电路6，第一负充电电路7、第二负充电电路8和第二正充电电路9合成开关元件2的全波相位控制电路，可以根据电源频率的变更而修正双向开关元件2的导通角。即，虽然电源频率是50Hz或60Hz，双向开关元件2的导通角几乎不变。

当本实施例的电动机控制装置应用于拧螺栓之类的电动工具的电动机控制电路时，可变电阻VR的阻值与电动工具中为控制电动机转速而使用的开关的行程操作联动地变化，开关行程与在电源频率50Hz和60Hz的电动机转速的关系示于图11。如图11所示，在电源频率50Hz和60Hz的可变速度区域几乎相同，使得无多大必要随电源频率改变行程操作，因此改进了电动工具的操作。

图12是作为本发明第六实施例的电动机控制装置的电路原理图，与图9对应的部件用相同标号给出，将省略对它们结构和工作的说明，不同的部件除外。

如图12所示，本第六实施例的特点是：在第一正充电电路6中第一限幅器电路10与第一电容4并联，在第二负充电路中第二限幅器电路11与第二电容5并联，双向开关元件2包括由小的栅极电流接通的辅助双向开关元件2b和随辅助双向开关元件2b的接通而接通的主双向开关元件2a，第一负充电电路7和第二正充电电路9的可变电阻VR与电阻R3并联使得它们的组合电阻以对数方式变化以给AC电动机3提供下弯的转速特性。

主双向开关元件2a置于电动机3和电源1之间，辅助双向开关元件2b接在主双向开关元件2a的栅极和它的一个终端之间。电容C11和电阻R11并接在主开关元件2a的另一终端和栅极之间，电容C12和电阻R12并接在主开关元件2a的栅极和辅助开关元件2b的栅极之间。

第一限幅器电路10包括对正半周电压反接的齐纳二极管ZD1与该齐纳二极管ZD1串联的反接二极管D5以限制在每个周期由正半周电压充在电容4上的正极性电压低于该电容4的耐压。二极管D5防止当第一电容4负向充电时齐纳二极管ZD1的正向导通。

第二限幅器电路11包括对负半周电压反接的齐纳二极管ZD2与该齐纳二极管ZD2串联的反接二极管D6以限制在每个周期由负半周电压充在第二电容5上的负极性电压低于该电容5的耐压。二极管D6防止当第二电容5正向充电时齐纳二极管ZD2的正向导通。

随着第一负充电电路7中可变电阻VR阻值的增大，由负半周电压以负方向充在第一电容4上的充电电压V2的向下倾斜率变得平缓，主开关元件2a和辅开关元件2b的导通角变小。当导通角变零并且可变电阻VR的阻值进一步增加时，第一电容4的端电压V2不再到达任意负电压而是以正方向增加。

当第一电容4的正方向端电压变得大于齐纳二极管ZD1的齐纳电压时，齐纳二极管ZD1导通，以正方向充在电容4上的电压通过二极管D5和齐纳二极管ZD1放电。结果，第一电容4不被超过其耐压的正电压充电和损坏，因此其耐受能力不必过高。

同样，随着第二正充电电路9中可变电阻VR阻值的增大，由正半周电压以正方向充在第二电容5上的电压V2的向上倾斜率变得平缓，主开关元件2a和辅开关元件2b的导通角变小。当导通角变零并且可变电阻VR的值进一步增加时，第二电容5的端电压V2不再达到正电压而是以负方向增加。

当第二电容5的负方向端电压变得大于齐纳二极管ZD2的齐纳电压时，齐纳二极管ZD2导通，以负方向充在电容5上的电压通过二极管D6和齐纳二极管ZD2放电。结果，第二电容5不被超过其耐压的负电压充电和损坏，其耐受能力不必过高。因此，可使第二电容5的耐受能力为最小。

如果可变地操作可变电阻VR，则可变电阻VR和电阻R3的组合电阻按对数变化，如图13的曲线51所示。如此，通过操作可变电阻VR，AC电动机具有如图13曲线52的下弯转速特性。AC电动机3起动时的转速变化率小，然后缓慢地增加。因此本实施例的电动机控制装置适用于拧螺栓以将其固定在位置上的电动工具。

AC电动机3的电源电路由双向开关元件2表示，该双向开关元件2具有主双向开关元件2a和接通主双向开关元件2a用的辅双向开关元件2b的两级结构，使双向开关元件中的栅极电流最小，因而使充电电路中电阻R3、可变电阻VR和晶体管Q1和Q2消耗的电流最小，减少了它们的发热量。

图14是作为本发明第七实施例的电动机控制装置的电路原理图，与图9和12对应的部件用同样的标号给出，除不同部件外，将略去对它们结构和工作的说明。

如图14所示，本第七实施例的特点是使用第一和第二栅极限幅器电路12和13来触发双向开关元件，以及为第一负充电路7和第二正充电电路9配备共同的恒电压电路14。

第一栅极触发电路12包括NPN晶体管TR1、PNP晶体管TR2、电容C1和C2、二极管D7以及齐纳二极管ZD5，该第一栅极触发电路12由在第一负充电电路7中第一电容4上的已充电电压导通，以在负半周触发双向开关元件2。第二栅极触发电路13包括PNP晶体管TR3、NPN晶体管TR4、电容C3和C4、二极管D8以及齐纳二极管ZD6，该第二栅极触发电路13由在第二正充电电路9中第二电容5上的已充电电压导通，以在正半周触发双向开关元件2。

恒电压电路14包括以相反极性串接的齐纳二极管ZD3和ZD4，该恒电压电路14连接在电源1的地端和经过电阻R4后的可变电阻RV的一端之间。当电源1的电压低落时，恒电压电路14以正方向给第一电容4充电和以负方向给第二电容5充电。

下面来描述恒电压电路14的工作。如果在第二负充电电路8和第二正充电路9中不设恒电压电路14，则当电源1的电压V1如图15(a)所示地由实曲线低落到虚曲线时，电容器5负向充电曲线31的斜率变平缓，其正向充电曲线30的斜率也变平缓，但是，即使电源电压低落，正向已充电电压V2到达栅极触发电压Vg的时刻T2也保持相同。

当可控硅在时刻T2被接通时，如果电源电压高，则在图15(c)实线描绘的导通区域中供给AC电动机3的电压V3大；如果电源电压低，在图15(c)虚线描绘的导通区域中供给AC电动机3的电压V3小。结果，低电源电压状态的AC电动机转速变得比高电源电压状态的转速低。

如果使用恒电压电路14，则在电容5上的已充电电压由齐纳二极管ZD3和电阻R4调节为恒定值，从而即使电源电压低落，电容5仍被恒电压正向充电。因此，电源电压低时电容5的正向充电曲线30的斜率与电源电压高时电容5的正向充电曲线25的斜率相同，电源电压低时正向已充电电压V2到达双向开关元件2的栅极触发电压Vg的时刻T1变得早于时刻T2。结果，如图1 5(d)所示，电源电压低时虚线描绘的导通区域与电源电压高时实线描绘的导通区域相同。因此，在本实施例中，即使在电源电压低落时，也避免了AC电动机转速的任何降低。

恒电压电路14的这一功能同样地在第一正充电电路6和第一负充电电路7中执行，即使电源电压以减低方向变动，也防止了电动机转速的降低。

配备第一和第二栅极触发电路12和13以在电源1的正和负半周触发双向开关元件2，这使得栅极电流减小，各充电电路消耗的电流小以减少由此产生的热量。

本发明的双向开关元件不局限于TRIAC，也可使用诸如MOS晶体管之类的半导体。

如此，按照本发明，负充电电路在每一周期以负方向充以AC电源的负半周电压，正充电电路在每一周期从负充电电路结束负半周充电之时起以正方向充以AC电源的正半周电压以在已充电电压到达开关元件的栅极触发电压时触发开关元件，从而可根据电源频率的变更修正开关元件的导通角，从而可提供几乎不受电源频率变更影响的稳定的负载控制。

当配备限幅器电路以限制负充电电路中的负已充电压时，避免了充以任何超过负充电电路耐压的负电压，从而保护了负充电电路不受损坏，电路的耐受能力可以为最小。

如果配备恒电压电路以使AC电源电压低落时正充电电路中的正向充电电流保持恒定，则即使电源电压以减少方向变动，也可以不受电源电压变动影响而稳定地控制供给负载的电源。

当正充电电路包括以对数方式改变含可变电阻阻值在内的电阻值的电路时，负载的驱动特性可以是非线性的。如果负载是AC电动机，则可给电动机转速提供下弯特性，其中在电动机起动时的速度变化率可以最小，电动工具的操作可以改进。

当开关元件由开关负载电源电路的主开关元件及接通主开关元件的辅助开关元件组成时，开关元件的栅极电流为最小，由正充电电路消耗的电流被减小以减少由其产生的热量。

当使用由正充电电路已充电电压导通的栅极触发元件以触发开关元件时，保证了开关元件的最大栅极电流，而且使正充电电路消耗的电流为最小，从而减少由其产生的热量。

虽然本发明用一些给出满意结果的实施例作了描述和图示，本领域的技术人员在理解本发明的目的之后应当明白，可以作出各种其他的变化和修改而不脱离本发明的精神和范围。

Claims (9)

1.一种用于控制经过开关元件与AC电源连接的负载中的电流的负载控制装置，包括：

负充电电路，用于在每一周期以负方向充以所述AC电源的负半周电压以在所述AC电源的正半周期间触发所述元件；以及

正充电电路，用于在每一周期从所述负充电电路结束负半周之时起以正方向充以所述AC电源的正半周电压以在已充电电压达到所述开关元件的触发电压时触发所述元件。

2.按照权利要求1所述的负载控制装置，其中所述负充电电路包括用于限制负充电电压的限幅器电路。

3.按照权利要求1或2所述的负载控制电路，其中所述正充电电路包括恒电压电路，用于在所述AC电源电压低落时保持所述正充电路的正向充电电流恒定不变。

4.按照权利要求1或3所述的负载控制装置，其中所述正充电电路包括可变一个电阻。

5.按照权利要求1或4所述的负载控制装置，其中所述正充电电路包括以对数形式改变含所述可变电阻的电阻值在内的电阻值的电路。

6.按照权利要求1所述的负载控制装置，其中所述开关元件由开关所述负载的电源电路用的主开关元件和接通所述主开关元件用的辅助开关元件组成。

7.按照权利要求6所述的负载控制装置，进一步包括用于触发所述开关元件的由所述正充电电路的充电电压导通的触发元件。

8.按照权利要求1所述的负载控制装置，进一步包括给所述开关元件施加导通基准电压的电容，其中所述负充电电路包括以用负电压对所述电容充电的方向连接的二极管，所述正充电电路包括以用正电压对所述电容充电的方向连接的二极管和基极端与所述开关元件的栅极端连接的晶体管。

9.按照权利要求1所述的负载控制装置，其中所述开关元件是双向开关元件，并且所述负载控制装置包括：第二正充电电路，用于在每一周以正方向在所述AC电源的正半周期间充电以在所述AC电源的正和负半周触发所述双向开关元件；以及第二负充电电路，用于在每一周从所述第二正充电电路结束正半周充电时起以负方向在所述AC电源的负半周期间充电以当已充电电压到达所述双向开关元件的栅极触发电压时触发所述双向开关元件。

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