CN117373423A - 一种用于音频主动降噪功能的复合adc电路 - Google Patents

一种用于音频主动降噪功能的复合adc电路 Download PDF

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CN117373423A CN202311356923.6A CN202311356923A CN117373423A CN 117373423 A CN117373423 A CN 117373423A CN 202311356923 A CN202311356923 A CN 202311356923A CN 117373423 A CN117373423 A CN 117373423A
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潘少辉
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Guangzhou Ankai Microelectronics Co ltd
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Abstract

本申请涉及集成电路技术领域，公开了一种用于音频主动降噪功能的复合ADC电路，其包括采样模块，用于获取采样信号并转化为模拟信号输出；滤波模块，电性连接于采样模块的输出端，用于基于sigma‑delta调制器架构对模拟信号执行至少2阶的噪声整形，得到滤波信号；量化模块，电性连接于滤波模块的输出端，用于异步采样滤波信号，输出至少4bit量化信号。本申请可以达到在电路整体信噪比不降低的前提下，使得数字滤波器的延时大大减小的效果，满足主动降噪的处理时间要求，能够适用于主动降噪音频ADC的低延时、高精度和低功耗的要求。

Description

一种用于音频主动降噪功能的复合ADC电路
技术领域
本申请涉及集成电路技术领域，尤其是涉及一种用于音频主动降噪功能的复合ADC电路。
背景技术
随着移动互联网的发展，尤其是手机和便携式入耳耳机的普及，耳机的降噪功能成为新的产品亮点，耳机降噪主要分为被动降噪和主动降噪两种。其中，主动降噪是通过一个麦克风主动采集环境噪声，快速处理后，反相送给耳机播放出来，这样子耳机播放一个和环境噪声反相的声波信号，两者在人耳膜上的效果抵消了，就可以实现主动降噪。而实际上，因为耳机/人耳结构限制，从麦克风采集到环境噪声到播放出反相信号的整个主动降噪处理时间必须足够小，不然环境噪声已经传递到耳膜了，而主动降噪输出追不上环境噪声在空气和耳道中的传播，就没有主动降噪效果。一般的耳机考虑其物理结构，从麦克风采集的位置到实际耳机播放输出的位置，空间距离就1-2cm，声音在空气中传播340m/s,所以时间就是29us-58us,即整个主动降噪处理时间必须要小于这个范围才能起到降噪效果。
现有的应用于音频主动降噪功能的sigma-delta调制器的采样率是8K-48KHZ，其单纯采样一个点就是需要20us-125us,并且sigma-delta调制器结构是利用多次采样的时间累积结果作为一个采样点输出，所以其数字滤波器的实际延时会更大，一般过采样率取128，ADC时钟在6.144MHZ(48K*128)的调制器，声音经过数字滤波后延时接近100us，无法满足主动降噪处理时间的要求。
针对上述中的相关技术，发明人发现现有的sigma-delta调制器存在有时延性能、信噪比要求和功耗难以同时满足的问题。
发明内容
为了在改善时延性能的同时减少对芯片信噪比的影响，以及降低功耗，本申请提供了一种用于音频主动降噪功能的复合ADC电路。
第一方面，本申请提供一种用于音频主动降噪功能的复合ADC电路。
本申请是通过以下技术方案得以实现的：
一种用于音频主动降噪功能的复合ADC电路，包括，
采样模块，用于获取采样信号并转化为模拟信号输出；
滤波模块，电性连接于所述采样模块的输出端，用于基于sigma-delta调制器架构对所述模拟信号执行至少2阶的噪声整形，得到滤波信号；
量化模块，电性连接于所述滤波模块的输出端，用于异步采样所述滤波信号，输出至少4bit量化信号。
本申请在一较佳示例中可以进一步配置为：所述滤波模块对所述模拟信号进行2-4阶噪声整形。
本申请在一较佳示例中可以进一步配置为：所述滤波模块采用CIFF/CIFB/CRFF/CRFB调制器中的任一种。
本申请在一较佳示例中可以进一步配置为：所述量化模块输出4-8bit量化信号。
本申请在一较佳示例中可以进一步配置为：所述滤波模块包括0阶保持器、第一积分器、第二积分器、第一加法器、第二加法器和第一延时模块；
所述0阶保持器的输入端接入采样电压，所述0阶保持器的输出端连接所述第一积分器的输入端，所述第一积分器的输出端连接所述第一加法器的一输入端，所述采样模块的输出端连接所述第二积分器的输入端，所述第二积分器的输出端连接所述第一加法器的另一输入端，所述第一加法器的输出端连接所述第二加法器的一输入端，所述第二加法器的输出端连接所述第一延时模块的输入端，所述第一延时模块的输出端连接所述第二加法器的另一输入端。
本申请在一较佳示例中可以进一步配置为：所述滤波模块还包括第三积分器、第三加法器和第二延时模块；
所述第一延时模块的输出端还与所述第三积分器的输入端连接，所述第三积分器的输出端与所述第三加法器的一输入端连接，所述第三加法器的输出端连接所述第二延时模块的输入端，所述第二延时模块的输出端连接所述第三加法器的另一输入端。
本申请在一较佳示例中可以进一步配置为：所述滤波模块还包括第四积分器、第五积分器、第六积分器和第四加法器，所述第二延时模块经所述第四加法器连接所述量化模块的输入端；
所述第二延时模块的输出端与所述第四积分器的输入端连接，所述第四积分器的输出端与所述第四加法器的一输入端连接；
所述第一延时模块的输出端与所述第五积分器的输入端连接，所述第五积分器的输出端与所述第四加法器的另一输入端连接；
所述0阶保持器的输出端与所述第六积分器的输入端连接，所述第六积分器的输出端与所述第四加法器的又一输入端连接。
本申请在一较佳示例中可以进一步配置为：所述量化模块为ADC量化器。
本申请在一较佳示例中可以进一步配置为：所述ADC量化器包括异步SAR逻辑的比较器，所述第二延时模块的输出端连接所述比较器的输入端。
本申请在一较佳示例中可以进一步配置为：所述采样模块包括电容阵列式DAC量化器。
本申请在一较佳示例中可以进一步配置为：所述电容阵列由相同数值大小的电容并联形成。
本申请在一较佳示例中可以进一步配置为：还包括，
工作空间模块，电性连接于所述量化模块，用于存储所述量化信号。
第二方面，本申请提供一种复合ADC电路的音频主动降噪方法。
本申请是通过以下技术方案得以实现的：
一种复合ADC电路的音频主动降噪方法，包括以下步骤，
触发DAC量化器获取采样信号，并转化为模拟信号输出；
基于sigma-delta调制器架构对所述模拟信号执行至少2阶的噪声整形，得到滤波信号；
采用ADC量化器异步采样所述滤波信号，输出至少4bit量化信号。
本申请在一较佳示例中可以进一步配置为：所述ADC量化器异步采样所述滤波信号的步骤包括，
启动外部时钟；
比较器响应于所述外部时钟执行一次采样转化，以及
所述比较器每次比较完成时产生时钟，推动多bit的电荷充放电/比较。
本申请在一较佳示例中可以进一步配置为：所述DAC量化器获取采样信号，并转化为模拟信号输出的步骤包括，
基于电容阵列电荷充放电方式，结合输入数字码的总数量，确定目标电容；
响应于所述外部时钟，所述目标电容依次参与电荷转换积分，完成电容电压转换，输出模拟信号。
本申请在一较佳示例中可以进一步配置为：令所述目标电容参与电荷转换积分的步骤前，还包括，
引入一比所述外部时钟更高频率的第二时钟；
在所述第二时钟翻转时，响应于所述外部时钟，所述目标电容依次参与电荷转换积分，其中，各目标电容的单位电容总数不变。
本申请在一较佳示例中可以进一步配置为：所述噪声整形的阶数与所述ADC量化器的bit数值满足以下关系式，
SNRmax＝10*lg[1.5*(2L+1)/(PI2L)*OSR(2L+1)*2(N-1)]
式中，SNRmax为目标信噪比上限，L为噪声整形的阶数，OSR为ADC量化器的过采样率，N为ADC量化器的bit数值，PI为常数。
第三方面，本申请提供一种集成电路。
本申请是通过以下技术方案得以实现的：
一种集成电路，包括上述任意一项所述的用于音频主动降噪功能的复合ADC电路。
第四方面，本申请提供一种音频处理芯片。
本申请是通过以下技术方案得以实现的：
一种音频处理芯片，包括集成电路，所述集成电路包括上述任意一项所述的用于音频主动降噪功能的复合ADC电路。
第五方面，本申请提供一种便携式入耳耳机。
本申请是通过以下技术方案得以实现的：
一种便携式入耳耳机，包括麦克风和扬声器，所述麦克风和所述扬声器之间电性连接有上述任意一项所述的用于音频主动降噪功能的复合ADC电路。
综上所述，与现有技术相比，本申请提供的技术方案带来的有益效果至少包括：
基于sigma-delta调制器架构实现至少2阶的频谱搬移或者噪声整形，使得过采样率可以只配置32或者16，同时量化部分采用异步采样结构直接输出至少4bit量化信号，实现采样率高且功耗较低的目的，以在电路整体信噪比不降低的前提下，使得数字滤波器的延时大大减小，满足主动降噪的处理时间要求，能够适用于主动降噪音频ADC的低延时、高精度和低功耗的要求。
附图说明
图1为本申请一个示例性实施例提供的一种用于音频主动降噪功能的复合ADC电路的结构示意图。
图2为本申请又一个示例性实施例提供的一种用于音频主动降噪功能的复合ADC电路的ADC量化器的结构框图。
图3为本申请另一个示例性实施例提供的一种用于音频主动降噪功能的复合ADC电路的DAC量化器的结构框图。
图4为普通音频sigma-delta ADC结构的整形频谱和所能实现的SNR指标与本申请一个示例性实施例提供的一种用于音频主动降噪功能的复合ADC电路的整形频谱和所能实现的SNR指标的效果对比图。
具体实施方式
本具体实施例仅仅是对本申请的解释，其并不是对本申请的限制，本领域技术人员在阅读完本说明书后可以根据需要对本实施例做出没有创造性贡献的修改，但只要在本申请的权利要求范围内都受到专利法的保护。
为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
另外，本文中术语“和/或”，仅仅是一种描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况。另外，本文中字符“/”，如无特殊说明，一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。
采用sigma-delta ADC应用于耳机的主动降噪功能，其采样率是8K-48KHZ，即单纯采样一个点就是需要20us-125us,并且sigma-delta ADC还有一个特点，是利用多次采样的时间累积结果作为一个点输出，所以其数字滤波器(decimation filter)的实际延时会更大，一般OSR(过采样率)取128，ADC时钟在6.144MHZ(48K*128)的调制器，经过数字滤波器后，纯数字滤波器的延时一般会接近100us，难以满足主动降噪的处理时间需要小于29us-58us的要求。
数字滤波器的延时与成正比，如果要降低延时，必须减小OSR或者提高fmod，但减小OSR会让sigma-delta ADC的信噪比降低，无法满足麦克风录音的sigma-delta ADC的信噪比要求；而提高fmod会让ADC调制器的功耗急剧升高。同时，为了实现音频sigma-delta ADC的低延时，纯粹提高采样率或者调制器的时钟频率，功耗代价和时钟复杂度会很高。
因此，本申请提出了一种用于音频主动降噪功能的复合ADC电路，其采用sigma-delta调制器结构实现至少2阶的noise频谱搬移或者噪声整形(noise shaping)，过采样率可以只配置32或者16，同时调制器量化器采样异步SARADC结构直接输出至少4bit量化信号，实现采样率高且功耗较低的目的。
下面结合说明书附图对本申请实施例作进一步详细描述。
本申请实施例提供一种用于音频主动降噪功能的复合ADC电路，包括，
采样模块，用于获取采样信号并转化为模拟信号输出；
滤波模块，电性连接于所述采样模块的输出端，用于基于sigma-delta调制器架构对所述模拟信号执行至少2阶的噪声整形，得到滤波信号；
量化模块，电性连接于所述滤波模块的输出端，用于异步采样所述滤波信号，输出至少4bit量化信号。
通过采样模块获取采样信号并转化为模拟信号，反馈至调制环路中；滤波模块基于sigma-delta调制器架构，对模拟信号进行至少2阶的频谱搬移或者噪声整形，过采样率可以只配置32或者16，同时量化模块部分采用异步采样结构直接输出至少4bit量化信号，实现采样率高且功耗较低的目的，以在电路整体信噪比不降低的前提下，使得数字滤波器的延时大大减小，满足主动降噪的处理时间要求，能够适用于主动降噪音频ADC的低延时、高精度和低功耗的要求。
进一步地，为了满足耳机的音频主动降噪性能，所述滤波模块对所述模拟信号进行2-4阶噪声整形，能尽可能地减少功耗消耗，降低电路的整体功耗。
进一步地，为了达到降噪处理的时间要求，所述量化模块输出4-8bit量化信号，能在满足处理速度要求的同时，降低电路的整体功耗。
进一步地，一种用于音频主动降噪功能的复合ADC电路还包括，
工作空间模块，电性连接于所述量化模块，用于存储所述量化信号，以减少量化结果丢失的情况。
具体地，参照图1，以滤波模块采用2阶噪声整形的CIFF，量化模块输出6bit量化信号为例。
多bit ADC量化器需配套多bit DAC量化器(即异步saradc输出)在调制器环内。采样模块采用DAC量化器，从设备Result上采样6路信号，经过DAC量化器转化为模拟信号反馈给调制器环路。采样模块可以采用DAC0832数模转换器、DAC3482数模转换器或MCP4725数码转换器等。
使用sigma-delta ADC作为复合ADC电路的主体部分，实现噪声整形功能。
滤波模块包括0阶保持器、第一积分器、第二积分器、第一加法器、第二加法器和第一延时模块；所述0阶保持器的输入端接入采样电压，所述0阶保持器的输出端连接所述第一积分器的输入端，所述第一积分器的输出端连接所述第一加法器的一输入端，所述采样模块的输出端连接所述第二积分器的输入端，所述第二积分器的输出端连接所述第一加法器的另一输入端，所述第一加法器的输出端连接所述第二加法器的一输入端，所述第二加法器的输出端连接所述第一延时模块的输入端，所述第一延时模块的输出端连接所述第二加法器的另一输入端，以完成第一阶噪声整形，实现采样信号的降噪。
滤波模块还包括第三积分器、第三加法器和第二延时模块；所述第一延时模块的输出端还与所述第三积分器的输入端连接，所述第三积分器的输出端与所述第三加法器的一输入端连接，所述第三加法器的输出端连接所述第二延时模块的输入端，所述第二延时模块的输出端连接所述第三加法器的另一输入端，以完成第二阶噪声整形，阶数越高，噪声整形的效果越好，可以实现更高的信噪比。
又噪声整形的阶数越高，消耗的积分器级数越高，为了匹配二阶噪声整形结构，所述滤波模块还包括第四积分器、第五积分器、第六积分器和第四加法器，所述第二延时模块经所述第四加法器连接所述量化模块的输入端；所述第二延时模块的输出端与所述第四积分器的输入端连接，所述第四积分器的输出端与所述第四加法器的一输入端连接；
所述第一延时模块的输出端与所述第五积分器的输入端连接，所述第五积分器的输出端与所述第四加法器的另一输入端连接；所述0阶保持器的输出端与所述第六积分器的输入端连接，所述第六积分器的输出端与所述第四加法器的又一输入端连接。
进一步地，在一实施例中，调制器阶数主要考虑音频MIC头sensor，假定信噪比SNR为80dB，则选择2阶或者3阶的整形滤波，可满足mic录音的信噪比要求且达到较低功耗。
进一步地，滤波模块可以采用CIFF(cascade of integrators,feedforwardform)/CIFB(cascade of integrators,feedback form)/CRFF(cascade of resonators,feedforward form)/CRFB(cascade of resonators,feedback form)调制器中的任一种，滤波模块选型较多，便于量产。
滤波模块采用CIFB时，相比于CIFF结构，量化器部分无需加法器，仅把最后一级积分器的输出做量化，并且DAC输出反馈需要接到每一级积分器的输入。
滤波模块采用CRFF/CRFB的结构时，需把每一级的积分器改变为一个既有积分又有微分的电路。
参照图2，所述量化模块为ADC量化器。所述ADC量化器包括异步SAR逻辑的比较器，所述第二延时模块的输出端连接所述比较器的输入端，比较器基于比较结果进行SAR(successive approach register)逻辑处理。
对于异步SAR ADC量化器，其过采样率为ADC调制器的时钟频率。异步SAR ADC量化器仅利用外部时钟clock启动一次采样转化，内部多bit的电荷充放电/比较由比较器在每次比较完成时产生的时钟推动，可以充分利用比较器在两个比较电压相差较大时能够快速比较完成的特点，进行荷充放电/比较，实现高速的比较和量化转换，提高了处理效率，以满足音频主动降噪的时延性能要求。
以调制器时钟6.144M为例，OSR设置为32，即实际的采样率就是384KHZ,此时相比于OSR为128/96KHZ采样率，延时减少了很多，虽然调制器的时钟都是一样的,此时调制器里面的量化器即异步SARADC，其采样率为调制器的时钟频率6.144MHZ。如果调制器时钟提高到12.288MHZ,则采样率可以提高到768KHZ。
在sigma-delta ADC调制器的时钟固定的情况下，利用异步SAR ADC的高采样率，实现多bit量化功能，使得整个调制器的SNR能够保持较高范围，数字滤波器的osr减小了，其延时进一步减小，实现目标音频的主动降噪功能。
滤波模块采用3/4阶，量化模块输出4/5/7/8bit的电路结构，与上述滤波模块采用2阶噪声整形，量化模块输出6bit量化信号的电路结构类似，阶数越高，消耗多一级的积分器，包括运放和电容阵列，会增加功耗，但噪声整形的效果越好，可以实现更高的SNR，在此不再赘述。
参照图3，在一实施例中，所述采样模块包括电容阵列式DAC量化器。为了实现低功耗，本实施例选用电容阵列电荷充放电方式。
又因为DAC电容阵列的匹配要求，为了改善电容失配的问题，可以通过令电容阵列由相同数值大小的电容并联形成，或者通过引入传统的DWA算法(data weight average)实现。
例如，6bit DAC的输入数字码D<5:0>按照二进制，得到0到63的数字，即DAC电容电压转换会是从0到63个单位电容参与电荷转换积分，若不引入DWA算法，则直接按照输入数字码code进行电容电压转换，如每次都是固定0，1，2，3......63个单位电容参与转换，导致某个电容权重的占比大小对转换精度造成影响，在一实施例中，通过引入DWA算法，引入另外一个比外部时钟clock更高频率的时钟CLK,即便当前输入数字码是1，随着高频CLK翻转，每次经过mux选择器选择的单位电容的总数是1，保持固定不变，但每个翻转周期都是选定了不同的电容参与转换工作，即便某个电容权重占比较大，但因为实际参与转换时，它并没有固定参与，引入的电容失配mismatch影响得以改善。
采用本申请的一种用于音频主动降噪功能的复合ADC电路所能达到的性能指标如下表1所示，可见，本申请的ADC调制器的整个延时可以控制在10us以内，并且功耗较低。
表1
如图4所示，第一幅图为1bit量化的普通音频sigma-delta ADC调制器在OSR＝128时的噪声整形频谱和实现的SNR指标示意图，第二幅图为本申请6bit量化的音频sigma-delta ADC调制器在OSR＝32时的噪声整形频谱和实现的SNR指标示意图，此时SNR指标同样可以达到90dB，满足音频低噪声的要求。
综上所述，一种用于音频主动降噪功能的复合ADC电路，其采用sigma-delta调制器结构实现至少2阶的noise频谱搬移或者噪声整形(noise shaping)，但OSR可以只配置32或者16，同时调制器量化器采样异步SARADC结构直接输出至少4bit量化信号，实现采样率高且功耗较低的目的，以保证整体电路的SNR要求，但因为OSR降低了，所以数字滤波器的延时性能改善，如数字滤波器的时延变为原来的1/4或者1/8，可以满足主动降噪的处理时间要求，甚至用时达到了10us以内，此时SNR维持在80-90dB左右，能够更好地适用于主动降噪音频ADC的低延时、高精度和低功耗的要求。
上述一种用于音频主动降噪功能的复合ADC电路中的各个模块可全部或部分通过软件、硬件及其组合来实现。上述各模块可以硬件形式内嵌于或独立于计算机设备中的处理器中，也可以以软件形式存储于计算机设备中的存储器中，以便于处理器调用执行以上各个模块对应的操作。
本申请实施例还提供一种复合ADC电路的音频主动降噪方法，该复合ADC电路的音频主动降噪方法应用于上述实施例中一种用于音频主动降噪功能的复合ADC电路。该复合ADC电路的音频主动降噪方法包括以下步骤，
触发DAC量化器获取采样信号，并转化为模拟信号输出；
基于sigma-delta调制器架构对所述模拟信号执行至少2阶的噪声整形，得到滤波信号；
采用ADC量化器异步采样所述滤波信号，输出至少4bit量化信号。
在一实施例中，所述ADC量化器异步采样所述滤波信号的步骤包括，
启动外部时钟；
比较器响应于所述外部时钟执行一次采样转化，以及
所述比较器每次比较完成时产生时钟，推动多bit的电荷充放电/比较。
在一实施例中，所述DAC量化器获取采样信号，并转化为模拟信号输出的步骤包括，
基于电容阵列电荷充放电方式，结合输入数字码的总数量，确定目标电容；
响应于所述外部时钟，所述目标电容依次参与电荷转换积分，完成电容电压转换，输出模拟信号。
在一实施例中，令所述目标电容参与电荷转换积分的步骤前，还包括，
引入一比所述外部时钟更高频率的第二时钟；
在所述第二时钟翻转时，响应于所述外部时钟，所述目标电容依次参与电荷转换积分，其中，各目标电容的单位电容总数不变。
在一实施例中，所述噪声整形的阶数与所述ADC量化器的bit数值满足以下关系式，
SNRmax＝10*lg[1.5*(2L+1)/(PI2L)*OSR(2L+1)*2(N-1)]
式中，SNRmax为目标信噪比上限，L为噪声整形的阶数，OSR为ADC量化器的过采样率，N为ADC量化器的bit数值，PI为常数，PI可以为3.14159。
关于一种复合ADC电路的音频主动降噪方法的具体限定可以参见上文中对于一种用于音频主动降噪功能的复合ADC电路的限定，在此不再赘述。
应理解，上述实施例中各步骤的序号的大小并不意味着执行顺序的先后，各过程的执行顺序应以其功能和内在逻辑确定，而不应对本申请实施例的实施过程构成任何限定。
在一个实施例中，提供了一种集成电路，包括上述任意一种用于音频主动降噪功能的复合ADC电路。
在一个实施例中，提供了一种音频处理芯片，包括集成电路，该集成电路包括上述任意一种用于音频主动降噪功能的复合ADC电路。
在一个实施例中，提供了一种便携式入耳耳机，包括麦克风和扬声器，所述麦克风和所述扬声器之间电性连接有上述任意一项所述的用于音频主动降噪功能的复合ADC电路。
本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法中的全部或部分流程，是可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的计算机程序可存储于一非易失性计算机可读取存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行本申请各个实施例所述方法的全部或部分步骤。该计算机程序在执行时，可包括如上述各方法的实施例的流程。
所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为了描述的方便和简洁，仅以上述各功能单元、模块的划分进行举例说明，实际应用中，可以根据需要而将上述功能分配由不同的功能单元、模块完成，即将所述系统的内部结构划分成不同的功能单元或模块，以完成以上描述的全部或者部分功能。

Claims (20)

1.一种用于音频主动降噪功能的复合ADC电路，其特征在于，包括，
采样模块，用于获取采样信号并转化为模拟信号输出；
滤波模块，电性连接于所述采样模块的输出端，用于基于sigma-delta调制器架构对所述模拟信号执行至少2阶的噪声整形，得到滤波信号；
量化模块，电性连接于所述滤波模块的输出端，用于异步采样所述滤波信号，输出至少4bit量化信号。
2.根据权利要求1所述的用于音频主动降噪功能的复合ADC电路，其特征在于，所述滤波模块对所述模拟信号进行2-4阶噪声整形。
3.根据权利要求1所述的用于音频主动降噪功能的复合ADC电路，其特征在于，所述滤波模块采用CIFF/CIFB/CRFF/CRFB调制器中的任一种。
4.根据权利要求1所述的用于音频主动降噪功能的复合ADC电路，其特征在于，所述量化模块输出4-8bit量化信号。
5.根据权利要求1所述的用于音频主动降噪功能的复合ADC电路，其特征在于，所述滤波模块包括0阶保持器、第一积分器、第二积分器、第一加法器、第二加法器和第一延时模块；
所述0阶保持器的输入端接入采样电压，所述0阶保持器的输出端连接所述第一积分器的输入端，所述第一积分器的输出端连接所述第一加法器的一输入端，所述采样模块的输出端连接所述第二积分器的输入端，所述第二积分器的输出端连接所述第一加法器的另一输入端，所述第一加法器的输出端连接所述第二加法器的一输入端，所述第二加法器的输出端连接所述第一延时模块的输入端，所述第一延时模块的输出端连接所述第二加法器的另一输入端。
6.根据权利要求5所述的用于音频主动降噪功能的复合ADC电路，其特征在于，所述滤波模块还包括第三积分器、第三加法器和第二延时模块；
所述第一延时模块的输出端还与所述第三积分器的输入端连接，所述第三积分器的输出端与所述第三加法器的一输入端连接，所述第三加法器的输出端连接所述第二延时模块的输入端，所述第二延时模块的输出端连接所述第三加法器的另一输入端。
7.根据权利要求6所述的用于音频主动降噪功能的复合ADC电路，其特征在于，所述滤波模块还包括第四积分器、第五积分器、第六积分器和第四加法器，所述第二延时模块经所述第四加法器连接所述量化模块的输入端；
所述第二延时模块的输出端与所述第四积分器的输入端连接，所述第四积分器的输出端与所述第四加法器的一输入端连接；
所述第一延时模块的输出端与所述第五积分器的输入端连接，所述第五积分器的输出端与所述第四加法器的另一输入端连接；
所述0阶保持器的输出端与所述第六积分器的输入端连接，所述第六积分器的输出端与所述第四加法器的又一输入端连接。
8.根据权利要求6所述的用于音频主动降噪功能的复合ADC电路，其特征在于，所述量化模块为ADC量化器。
9.根据权利要求8所述的用于音频主动降噪功能的复合ADC电路，其特征在于，所述ADC量化器包括异步SAR逻辑的比较器，所述第二延时模块的输出端连接所述比较器的输入端。
10.根据权利要求5所述的用于音频主动降噪功能的复合ADC电路，其特征在于，所述采样模块包括电容阵列式DAC量化器。
11.根据权利要求10所述的用于音频主动降噪功能的复合ADC电路，其特征在于，所述电容阵列由相同数值大小的电容并联形成。
12.根据权利要求1所述的用于音频主动降噪功能的复合ADC电路，其特征在于，还包括，
工作空间模块，电性连接于所述量化模块，用于存储所述量化信号。
13.一种复合ADC电路的音频主动降噪方法，其特征在于，包括以下步骤，
触发DAC量化器获取采样信号，并转化为模拟信号输出；
基于sigma-delta调制器架构对所述模拟信号执行至少2阶的噪声整形，得到滤波信号；
采用ADC量化器异步采样所述滤波信号，输出至少4bit量化信号。
14.根据权利要求13所述的复合ADC电路的音频主动降噪方法，其特征在于，所述ADC量化器异步采样所述滤波信号的步骤包括，
启动外部时钟；
比较器响应于所述外部时钟执行一次采样转化，以及
所述比较器每次比较完成时产生时钟，推动多bit的电荷充放电/比较。
15.根据权利要求14所述的复合ADC电路的音频主动降噪方法，其特征在于，所述DAC量化器获取采样信号，并转化为模拟信号输出的步骤包括，
基于电容阵列电荷充放电方式，结合输入数字码的总数量，确定目标电容；
响应于所述外部时钟，所述目标电容依次参与电荷转换积分，完成电容电压转换，输出模拟信号。
16.根据权利要求15所述的复合ADC电路的音频主动降噪方法，其特征在于，令所述目标电容参与电荷转换积分的步骤前，还包括，
引入一比所述外部时钟更高频率的第二时钟；
在所述第二时钟翻转时，响应于所述外部时钟，所述目标电容依次参与电荷转换积分，其中，各目标电容的单位电容总数不变。
17.根据权利要求13所述的复合ADC电路的音频主动降噪方法，其特征在于，所述噪声整形的阶数与所述ADC量化器的bit数值满足以下关系式，
SNRmax＝10*lg[1.5*(2L+1)/(PI2L)*OSR(2L+1)*2(N-1)]
式中，SNRmax为目标信噪比上限，L为噪声整形的阶数，OSR为ADC量化器的过采样率，N为ADC量化器的bit数值，PI为常数。
18.一种集成电路，其特征在于，包括权利要求1至12任意一项所述的用于音频主动降噪功能的复合ADC电路。
19.一种音频处理芯片，包括集成电路，其特征在于，所述集成电路包括权利要求1至12任意一项所述的用于音频主动降噪功能的复合ADC电路。
20.一种便携式入耳耳机，包括麦克风和扬声器，其特征在于，所述麦克风和所述扬声器之间电性连接有权利要求1至12任意一项所述的用于音频主动降噪功能的复合ADC电路。
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