CN117254670A - 一种适用于串联谐振变换器的最优软开关控制方法及系统 - Google Patents

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Abstract

本发明属于谐振器相关技术领域，提出了一种适用于串联谐振变换器的最优软开关控制方法及系统，根据串联谐振变换器的输出电压和电压参考值确定开关频率；通过时域分析构建串联谐振变换器的最优软开关函数；根据串联谐振变换器的输入输出电压采样值、开关频率、输出电流采样值并利用最优软开关函数，得到开关管的移相占空比；根据所得到的开关管的移相占空比和开关频率，生成串联谐振变换器的驱动信号。能够同时调节开关频率和移相占空比，使变换器在全功率范围内工作在软开关的临界点；同时在实现开关管软开关的同时，缩小了频率变化范围。

Description

一种适用于串联谐振变换器的最优软开关控制方法及系统
技术领域
本发明属于谐振器相关技术领域，尤其涉及一种适用于串联谐振变换器的最优软开关控制方法及系统。
背景技术
本部分的陈述仅仅是提供了与本发明相关的背景技术信息，不必然构成在先技术。
谐振变换器由于具有软开关、高效率、高功率密度和低电磁干扰等优势，被广泛应用于直流微网及新能源发电等相关应用领域。软开关的本质是利用谐振原理使开关器件中的电压或电流按照正弦或准正弦的规律变化，当电压或者电流达到自然过零点时，器件开通或者关断，从而降低开关损耗。
对于串联谐振变换器来说，变频控制和移相控制是两种最基本的控制策略。变频控制通过调整开关频率来稳定输出电压。变换器可在宽增益范围内实现开关管零电压导通(ZVS)，但其频率变化范围大，从而导致磁性元件设计困难等问题。同时回流功率的存在会增大电流应力和器件导通损耗，导致效率降低。移相控制通过调整原边对角开关管驱动信号的移相角实现变换器控制。变换器虽然具有谐振元件设计方便的优点，但随着移相角的增大，软开关会丢失。因此，采用传统的单一控制策略，变换器会存在效率降低、软开关丢失等问题。针对上述问题，浙江大学发表的专利《一种PFM-PWM混合控制CLLC谐振变换器的方法及系统》中针对CLLC谐振变换器提出了一种混合控制，即通过PI控制输出的PFM开关频率控制信号经一次线性函数计算得到PWM控制信号，其可类比到串联谐振变换器。但该方法需要根据具体变换器参数进行设计，并且基于近似求解，存在模型精确度低的问题。
发明内容
为克服上述现有技术的不足，本发明提供了一种适用于串联谐振变换器的最优软开关控制方法及系统，能够同时调节开关频率和移相占空比，使变换器在全功率范围内工作在软开关的临界点。
为实现上述目的，本发明的第一个方面提供一种适用于串联谐振变换器的最优软开关控制方法，包括：
根据串联谐振变换器的输出电压和电压参考值确定开关频率；
通过时域分析构建串联谐振变换器的最优软开关函数；
根据串联谐振变换器的输入输出电压采样值、所述开关频率、输出电流采样值并利用所述最优软开关函数，得到开关管的移相占空比；
根据所得到的开关管的移相占空比和所述开关频率，生成串联谐振变换器的驱动信号。
本发明的第二个方面提供一种适用于串联谐振变换器的最优软开关控制系统，包括：
开关频率确定模块：根据串联谐振变换器的输出电压和电压参考值确定开关频率；
函数构建模块：通过时域分析构建串联谐振变换器的最优软开关函数；
移相占空比确定模块：根据串联谐振变换器的输入输出电压采样值、所述开关频率、输出电流采样值并利用所述最优软开关函数，得到开关管的移相占空比；
驱动模块：根据所得到的开关管的移相占空比和所述开关频率，生成串联谐振变换器的驱动信号。
以上一个或多个技术方案存在以下有益效果：
在本发明中，通过时域分析构建串联谐振变换器的最优软开关函数，根据串联谐振变换器的输入输出电压采样值、开关频率、输出电流采样值并利用所构建的最优软开关函数，得到开关管的移相占空比，能够同时调节开关频率和移相占空比，使变换器在全功率范围内工作在软开关的临界点；同时在实现开关管软开关的同时，缩小了频率变化范围，有利于磁性元件的设计；并且使回流功率达到最小，减小了电流应力和导通损耗，提升了变换器的效率。
本发明附加方面的优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
构成本发明的一部分的说明书附图用来提供对本发明的进一步理解，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。
图1为本发明实施例一中最优软开关控制框图；
图2为本发明实施例一中串联谐振变换器拓扑图；
图3为本发明实施例一中串联谐振变换器等效电路图；
图4为本发明实施例一中串联谐振变换器工作波形图；
图5(a)为本发明实施例一中串联谐振变换器前半个开关周期(t0-t1)的工作模态图；
图5(b)为本发明实施例一中串联谐振变换器前半个开关周期(t1-t2)的工作模态图；
图5(c)为本发明实施例一中串联谐振变换器前半个开关周期(t2-t3)的工作模态图；
图6为最优软开关控制方法simulink仿真波形图。
具体实施方式
应该指出，以下详细说明都是示例性的，旨在对本发明提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本发明所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本发明的示例性实施方式。
在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
实施例一
如图1所示，本实施例公开了一种适用于串联谐振变换器的最优软开关控制方法，包括：
根据串联谐振变换器的输出电压和电压参考值确定开关频率；
通过时域分析构建串联谐振变换器的最优软开关函数；
根据串联谐振变换器的输入输出电压采样值、所述开关频率、输出电流采样值并利用所述最优软开关函数，得到开关管的移相占空比；
根据所得到的开关管的移相占空比和所述开关频率，生成串联谐振变换器的驱动信号。
本实施例所提供的控制方法的总体思路为：根据给定输出电压参考值和串联谐振变换器的输出电压采样值V0进行比较，得到电压误差信号，然后经过PI补偿器得到开关频率fs；开关频率、输入输出电压采样值和输出电流采样值经过最优软开关函数D(fn,M,io)计算得到移相占空比；预设开关管的占空比为0.5，然后通过控制得到的开关频率和移相占空比，生成串联谐振变换器的驱动信号。
在本实施例中，定义电压基准值Vb＝nVin，Vin为串联谐振变换器的输入电压，n为隔离变压器的次初级线圈比值，电流基准值Ib＝nVin/Zr，Zr为串联谐振变换器的特征阻抗，当ti≤t≤ti+1时，串联谐振变换器的归一化电感电流iLr和谐振电容电压VCr的时域表达式为：
其中VT为谐振槽的电压，ωr为谐振角频率；由于谐振周期的对称性再结合式(1)得到t1、iLr(t0)的表达式为：
其中D为移相占空比，π指圆周率，归一化开关频率fn＝fs/fr，fs为开关频率，fr为谐振频率，电压增益M＝Vo/nVin，V0为串联谐振变换器的输出电压采样值，Vin为串联谐振变换器的输入电压，n为隔离变压器的次初级线圈比值，VCr(t0)≈VCr(t1)＝-πio/fn，i0为串联谐振变换器输出电流采样值；实现原边开关管的零电压开通的临界条件为：
其中Isw为在死区时间内实现寄生电容充放电所需的最小电流；n为隔离变压器的次初级线圈比值；Coss为开关管的寄生电容；Vin为串联谐振变换器的输入电压；td为死区时间；Id为电流基准值，Ib＝nVin/Zr；联立式(2)-(4)得到：
其中，-ΔD为近似误差和忽略死区时间下，确保软开关所加的裕度量。
串联谐振变换器原/副边可采用全/半桥结构，本实施例以原边全桥、副边半桥倍压整流为例进行说明，如图2所示，包括原边侧全桥、副边半桥倍压整流电路和隔离变压器。
具体的，原边侧包括输入电压Vin、输入电容Cin、组成第一H桥的四个开关管S1-S4，其中，输入电容Cin、输入电压Vin与第一H桥并联，开关管S1和开关管S2串联组成第一桥臂，开关管S3和开关管S4串联组成第二桥臂。
开关管S1与二极管D1并联，开关管S1的集电极连接二极管D1的负极并与输入电压Vin的正极连接，开关管S2与二极管D2并联，开关管S2的发射极连接二极管D2的正极并与输入电压Vin的负极连接，开关管S3与二极管D3并联，开关管S3的集电极连接二极管D3的负极并与输入电压Vin的正极连接，开关管S4与二极管D4并联，开关管S4的发射极连接二极管D4的正极并与输入电压Vin的负极连接。
开关管S1的发射极与开关管S2的集电极连接隔离变压器初级线圈的A端，开关管S3的发射极与开关管S4的集电极连接隔离变压器初级线圈的B端。
副边侧包括串联的电容C01、C02，串联的二极管D5和D6，电阻R0；其中，串联的电容C01、C02与串联的二极管D5和D6，电阻R0并联，隔离变压器次级线圈连接串联的电阻Lr和电容Cr组成的谐振电路后连接在二极管D5的正极与二极管D6的负极之间的C端，隔离变压器次级线圈连接在电容C01与电容C02之间的D端。其中，电阻R0上的串联谐振变换器的输出电压为V0，隔离变压器的初次级线圈比值为1：n。
现做出如下定义：谐振角频率特征阻抗/>电压增益M＝Vo/nVin，归一化开关频率fn＝fs/fr，电压和电流分别以Vb＝nVin，Ib＝nVin/Zr为基准值来归一化。
串联谐振变压器的等效电路如图3所示，谐振变压器初级线圈的A、B端分别连接VAB的正、负极，谐振变压器次级线圈一端串联连接Lr和Cr后与VCD的正极连接，谐振变压器次级线圈另一端与VCD的负极连接。
在本实施例中，归一化谐振电流iLr和谐振电容电压VCr的状态方程为：
串联谐振变换器的工作波形如图4所示，工作频率fs＞fr，D为对角开关管的移相占空比，即S4相对于S1的移相占空比和S3相对于S2的移相占空比，只分析能实现软开关的状态。
前半个开关周期的工作模态图如图5(a)－图5(c)所示，其iLr和VCr的时域表达式为：
在t0～t1阶段：
t1～t2阶段：
t2～t3阶段：
由于谐振周期的对称性，可以得到：
iLr(t0)＝-iLr(t3) (10)
VCr(t0)＝-VCr(t3) (11)
结合公式(6)-(11)，得到t1和iLr(t0)的表达式为：
通过谐振电容电荷平衡，得到进而得到：
为了实现超前桥臂的ZVS，需要满足如下条件：
为了实现滞后桥臂的ZVS，同样需要满足：
由图4可知，|iLr(t0)|＜|iLr(t5)|，所以如果滞后桥臂的ZVS实现，那么超前桥臂的ZVS就一定会实现。Isw为在死区时间内实现寄生电容充放电所需的最小电流，假设寄生电容在死区时间内通过恒定电流源充放电，所以Isw的表达式为：
其中，Coss为开关管的寄生电容，td为死区时间；所以，实现原边四个开关管ZVS的临界条件为：
结合公式(12)-(18)，得到最优软开关函数D(fn,M,io)的表达式为：
其中，-ΔD为近似误差和忽略死区时间下，确保软开关所加的裕度量。
本实施例通过时域分析得到的最优软开关函数D(fn,M,io)，将PI补偿器控制输出的开关频率、输入输出电压采样值和输出电流采样值经过D(fn,M,io)计算得到D。所提出的控制方法能够将控制得到的开关频率和移相占空比，同时经过PWM调制模块生成驱动信号，使变换器在全功率范围内工作在软开关的临界点。在实现开关管软开关的同时，缩小了频率变化范围，有利于磁性元件的设计。并且使回流功率达到最小，减小了电流应力和导通损耗，提升了变换器的效率。
本实施例所提控制方法simulink仿真波形图如图6所示，可以看出输出电压达到稳定，并且工作在软开关的临界点附近，实现了超前桥臂和滞后桥臂开关管的ZVS，同时使回流功率达到最小，提高了变换器的效率。
实施例二
本实施例的目的是提供一种适用于串联谐振变换器的最优软开关控制系统，包括：
开关频率确定模块：根据串联谐振变换器的输出电压和电压参考值确定开关频率；
函数构建模块：通过时域分析构建串联谐振变换器的最优软开关函数；
移相占空比确定模块：根据串联谐振变换器的输入输出电压采样值、所述开关频率、输出电流采样值并利用所述最优软开关函数，得到开关管的移相占空比；
驱动模块：根据所得到的开关管的移相占空比和所述开关频率，生成串联谐振变换器的驱动信号。
本领域技术人员应该明白，上述本发明的各模块或各步骤可以用通用的计算机装置来实现，可选地，它们可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而，可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电路模块来实现。本发明不限制于任何特定的硬件和软件的结合。
上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。

Claims (10)

1.一种适用于串联谐振变换器的最优软开关控制方法，其特征在于，包括：
根据串联谐振变换器的输出电压和电压参考值确定开关频率；
通过时域分析构建串联谐振变换器的最优软开关函数；
根据串联谐振变换器的输入输出电压采样值、所述开关频率、输出电流采样值并利用所述最优软开关函数，得到开关管的移相占空比；
根据所得到的开关管的移相占空比和所述开关频率，生成串联谐振变换器的驱动信号。
2.如权利要求1所述的一种适用于串联谐振变换器的最优软开关控制方法，其特征在于，通过时域分析构建串联谐振变换器的最优软开关函数，具体为：
确定串联谐振变换器的归一化电感电流和谐振电容电压的时域表达式；
基于串联谐振变换器谐振周期的对称性，得到谐振周期内t1时刻表达式、t0时刻的归一化电感电流表达式；
根据串联谐振变换器的原边开关管的零电压开通的临界条件，以及所述t1时刻表达式、t0时刻的归一化电感电流表达式，确定最优软开关函数。
3.如权利要求2所述的一种适用于串联谐振变换器的最优软开关控制方法，其特征在于，串联谐振变换器的原边开关管的零电压开通的临界条件为：t0时刻的归一化电感电流为在死区时间内实现寄生电容充放电所需的最小电流与串联谐振变换器中隔离变压器的变压器次初级线圈比值。
4.如权利要求3所述的一种适用于串联谐振变换器的最优软开关控制方法，其特征在于，在死区时间内实现寄生电容充放电所需的最小电流为串联谐振变换器的开关管寄生电容值与输入电压采样值乘积的两倍与电流基准值与死区时间乘积的比值的负值。
5.如权利要求1所述的一种适用于串联谐振变换器的最优软开关控制方法，其特征在于，基于串联谐振变压器中隔离变压器次初线圈的比值、归一化开关频率、电压增益、输出电流采样值以及在死区时间内实现寄生电容充放电所需的最小电流确定所述最优软开关函数。
6.如权利要求5所述的一种适用于串联谐振变换器的最优软开关控制方法，其特征在于，根据串联谐振变换器的输入输出电压采样值以及串联谐振变压器中隔离变压器的变压器次初级线圈比值，确定所述电压增益。
7.如权利要求5所述的一种适用于串联谐振变换器的最优软开关控制方法，其特征在于，所述归一化开关频率为开关频率与谐振频率的比值。
8.如权利要求4所述的一种适用于串联谐振变换器的最优软开关控制方法，其特征在于，所述电流基准值由串联谐振变换器的输入电压采样值、谐振特征阻抗以及隔离变压器的变压器次初级线圈比值确定。
9.一种适用于串联谐振变换器的最优软开关控制系统，其特征在于，包括：
开关频率确定模块：根据串联谐振变换器的输出电压和电压参考值确定开关频率；
函数构建模块：通过时域分析构建串联谐振变换器的最优软开关函数；
移相占空比确定模块：根据串联谐振变换器的输入输出电压采样值、所述开关频率、输出电流采样值并利用所述最优软开关函数，得到开关管的移相占空比；
驱动模块：根据所得到的开关管的移相占空比和所述开关频率，生成串联谐振变换器的驱动信号。
10.如权利要求9所述的一种适用于串联谐振变换器的最优软开关控制系统，其特征在于，在所述函数构建模块中，基于串联谐振变压器中隔离变压器次初线圈的比值、归一化开关频率、电压增益、输出电流采样值以及在死区时间内实现寄生电容充放电所需的最小电流确定所述最优软开关函数。
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