CN117169675B - 一种逆变器级宽温区功率器件导通压降在线监测电路 - Google Patents
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Abstract
本申请公开了一种逆变器级宽温区功率器件导通压降在线监测电路，涉及功率半导体器件测量领域，该监测电路为限流模块、输出钳位模块与逆变器适配连接构成的在线监测回路。限流模块用于抑制监测瞬态电流。输出钳位模块包括正钳位电路和负钳位电路，用于对输出电压钳位。监测逆变器内功率器件的导通压降时，将所述逆变器调制处于导通压降监测模态，以利用输出钳位模块得到当前导通压降监测模态下的导通压降。本申请旨在解决导通压降测量电路响应速度慢、电路结构复杂测量误差大、易受温度影响，稳定性低的问题，可在宽温区内持续低误差的测量功率半导体器件的导通压降。
Description
技术领域
本申请涉及功率半导体器件导通压降测量领域，尤其是一种逆变器级宽温区功率器件导通压降在线监测电路。
背景技术
单相逆变器在光伏发电、不间断电源、新能源汽车、航空航天等领域的广泛应用，使其可靠性问题备受关注。功率半导体器件在逆变器中失效率最高，因此实施对逆变器功率半导体器件的在线状态监测具有十分重要的实际意义。导通压降如MOSFET器件的漏源电压Vds和二极管的正向压降VF，是当前最受关注的反映功率半导体器件健康状态的指标，广泛应用于功率半导体的寿命预测。
导通压降测量电路可分为器件级测量电路、半桥级测量电路和变换器级测量电路。器件级方法将监测电路的输入端接至功率器件两端，名为《Drain Source VoltageClamp Circuit for Online Accurate ON-State Resistance Measurement of SiCMOSFETs in DC Solid-State Power Controller》的论文中，提出了一种适应25℃至100℃范围的高精度器件级监测电路，但其高阻值限流电阻使换路后响应速度变慢，不适用于高频场合。
公开号为CN115639453A的文件公开了一种半桥级测量电路，通过两个NMOS管将同一桥臂上的两功率管分别接至测量电路输入端，使NMOS管和功率管的驱动信号一致来达到一个测量电路对两个功率管的测量。实现了测量元件的复用，减少了组件数目与端口数量，但当变换器中功率管数目增多时，共用驱动信号会增加整个系统复杂度，降低整体的可靠性。
名为《A Converter-level On-state Voltage Measurement Method for PowerSemiconductor Devices》的论文中，提出了一种变换器级测量电路。但其测量路径上相对的二极管压降不能抵消，在整个测量范围内均存在较大误差，且工作温度的变化进一步增大了测量的误差。
综上，不同类型的导通压降测量电路存在响应速度慢、结构复杂、测量误差大、容易受温度影响、稳定性低的问题，不能在宽温区内持续低误差的测量功率半导体器件的导通压降。
发明内容
本申请人针对上述问题及技术需求，提出了一种逆变器级宽温区功率器件导通压降在线监测电路，本申请的技术方案如下：
一种逆变器级宽温区功率器件导通压降在线监测电路，包括用于抑制监测瞬态电流的限流模块和用于对输出电压钳位的输出钳位模块，其中，
限流模块包括MOSFET器件M1、MOSFET器件M2和限流电阻R1，其中，MOSFET器件M1的栅极与MOSFET器件M2的源极和限流电阻R1的一端连接，MOSFET器件M2的栅极与MOSFET器件M1的源极和限流电阻R1的另一端连接；
限流模块利用MOSFET器件M1的漏极、MOSFET器件M2的漏极与逆变器以及输出钳位模块适配连接，以在适配连接后形成在线监测电路；
监测逆变器内功率器件的导通压降时，将逆变器调制处于导通压降监测模态，以利用输出钳位模块得到当前导通压降监测模态下的导通压降，其中，逆变器处于导通压降监测模态时，包括一个处于导通状态的功率器件和一个与功率器件构成回路的反向并联二极管。
其进一步的技术方案为，MOSFET器件M1和MOSFET器件M2为耗尽型N沟道MOSFET器件；
对功率器件导通压降监测时，基于流过限流电阻R1的电流产生电压配置MOSFET器件M1、MOSFET器件M2的工作状态，其中，MOSFET器件M1、MOSFET器件M2的工作状态包括欧姆区或饱和区；
逆变器处于导通压降监测模态时，MOSFET器件M1和MOSFET器件M2工作在欧姆区；
逆变器处于非导通压降监测模态时，限流模块内的MOSFET器件M1、MOSFET器件M2中的一个工作于饱和区。
其进一步的技术方案为，对限流电阻R1的阻值，则有：
其中，VGS(OFF)为MOSFET器件M1和MOSFET器件M2的关断阈值电压，IDSS为MOSFET器件M1和MOSFET器件M2的通态饱和漏极电流，ID为实际需要配置的流过MOSFET器件M1和MOSFET器件M2的漏源电流。
其进一步的技术方案为，逆变器为单极性SPWM单相逆变器，包括第一桥臂和第二桥臂，其中，
所述第一桥臂包括功率器件Q1、功率器件Q2、与所述功率器件Q1反向并联的二极管D11、以及与所述功率器件Q2反向并联的二极管D12；
所述功率器件Q1的第二电极端与输入电容Cdc的一端连接；所述功率器件Q2的第一电极端与输入电容Cdc的另一端连接；所述功率器件Q1的第一电极端与所述功率器件Q2的第二电极端连接并作为第一桥臂连接点a，且利用所述第一桥臂连接点a与所述MOSFET器件M1的漏极连接；
所述第二桥臂包括功率器件Q3、功率器件Q4、与所述功率器件Q3反向并联的二极管D13、以及与所述功率器件Q4反向并联的二极管D14；
所述功率器件Q3的第二电极端与功率器件Q1的第二电极端连接，所述功率器件Q4的第一电极端与所述功率器件Q2的第一电极端连接；所述功率器件Q3的第一电极端与所述功率器件Q4的第二电极端连接并作为第二桥臂连接点b，且利用所述第二桥臂连接点b与所述输出钳位模块连接。
其进一步的技术方案为，功率器件Q1、功率器件Q2、功率器件Q3和功率器件Q4为MOSFET器件或IGBT器件。
其进一步的技术方案为，输出钳位模块包括正钳位电路和负钳位电路；
正钳位电路包括电压源VCC1和二极管D21；电压源VCC1的正极与二极管D21的阴极连接，电压源VCC1的负极接地；
负钳位电路包括电压源VCC2和二极管D22；电压源VCC2的正极与二极管D22的阴极连接，电压源VCC2的负极与二极管D21的阳极和MOSFET器件M2的漏极连接，二极管D22的阳极与第二桥臂连接点b和电压源VCC1的负极连接；
当逆变器处于导通压降监测模态时，-VCC2<Vab<0或0<Vab<VCC1，导通压降监测电路利用输出钳位模块得到当前导通压降监测模态下的导通压降；其中，Vab为逆变器第一桥臂连接点a与第二桥臂连接点b之间的电压。
其进一步的技术方案为，电压源VCC1与电压源VCC2的输出电压相同，均为输出钳位电压源的输出电压VCC。
其进一步的技术方案为，当逆变器处于非导通压降监测模态时，Vab>VCC或Vab<-VCC；
其中，当Vab>VCC时，通过正钳位电路输出正钳位电压，正钳位电压表示为VCC+VD21，VD21为二极管D21的导通压降；
当Vab<-VCC时，通过负钳位电路输出负钳位电压，负钳位电压表示为-(VCC+VD22)，VD22为二极管D22的导通压降。
其进一步的技术方案为，二极管D21、二极管D22相应的结电容均为 pF级结电容。
本申请的有益技术效果是：
逆变器级宽温区功率器件导通压降监测电路为限流模块、输出钳位模块与逆变器适配连接构成的在线监测通路，仅有基于逆变器形成的两个输入端子和基于输出钳位模块形成的两个输出端子，实现了输入输出端口的最简化，降低了电路的复杂性。
其中，限流模块包括MOSFET器件M1、MOSFET器件M2以及限流电阻R1。对功率器件导通压降监测时，基于流过限流电阻R1的电流产生电压配置MOSFET器件M1和MOSFET器件M2的工作状态，以抑制监测瞬态电流，且不需外加控制信号即可实现回路电阻动态改变，既实现限流功能又提升了监测电路的响应速度。
输出钳位模块包括正钳位电路和负钳位电路，正钳位电路包括电压源VCC1和二极管D21，负钳位电路包括电压源VCC2和二极管D22。其中，导通压降在线监测电路的相对误差与二极管D21和二极管D22的参数有关。选用寄生并联电阻Rsh约为1012欧姆的二极管D21和二极管D22，同时二极管D21、二极管D22相应的结电容均为 pF级结电容。此选型条件下，监测电路在宽温区全测量范围内对温度变化敏感性极低，不易受温度影响，测量误差稳定在极低水平。
同时，本申请提出的逆变器级功率器件导通压降监测电路中不存在二极管正向压降或稳压管漏电流等容易受流经电流或温度波动而影响的参数，从原理上排除了多个误差源，保证了监测电路的高精度和测量稳定性。
附图说明
图1是本申请提供的一种实施例的电路原理图。
图2是本申请提供的单极性SPWM单相逆变器在模态(a)时的一种实施例示意图。
图3是本申请提供的单极性SPWM单相逆变器在模态(b)时的一种实施例示意图。
图4是本申请提供的单极性SPWM单相逆变器在模态(c)时的一种实施例示意图。
图5是本申请提供的单极性SPWM单相逆变器在模态(d)时的一种实施例示意图。
图6是本申请提供的单极性SPWM单相逆变器在模态(e)时的一种实施例示意图。
图7是本申请提供的单极性SPWM单相逆变器在模态(f)时的一种实施例示意图。
图8是本申请提供的单极性SPWM单相逆变器在模态(g)时的一种实施例示意图。
图9是本申请提供的单极性SPWM单相逆变器在模态(h)时的一种实施例示意图。
图10是本申请提供的一种实施例的相对误差ε t和温度Tj的关系曲线。
具体实施方式
下面结合附图对本申请的具体实施方式做进一步说明。
为了实现逆变器内功率器件导通压降的在线监测，对逆变器级宽温区功率器件导通压降在线监测电路，本申请实施例中，包括用于抑制监测瞬态电流的限流模块200和用于对输出电压钳位的输出钳位模块300，其中，
限流模块200包括MOSFET器件M1、MOSFET器件M2和限流电阻R1，其中，MOSFET器件M1的栅极与MOSFET器件M2的源极和限流电阻R1的一端连接，MOSFET器件M2的栅极与MOSFET器件M1的源极和限流电阻R1的另一端连接；
限流模块200利用MOSFET器件M1的漏极、MOSFET器件M2的漏极与逆变器100以及输出钳位模块300适配连接，以在适配连接后形成在线监测电路。监测逆变器内功率器件的导通压降时，将逆变器100调制处于导通压降监测模态，以利用输出钳位模块300得到当前导通压降监测模态下的导通压降，其中，逆变器100处于导通压降监测模态时，包括一个处于导通状态的功率器件和一个与功率器件构成回路的反向并联二极管。
具体地，如图1所示，本申请的一种实施例中，选用的逆变器100为单极性SPWM（Sinusoidal Pulse Width Modulation，正弦脉宽调制）单相逆变器，此单极性SPWM单相逆变器包括第一桥臂和第二桥臂。
其中，第一桥臂包括功率器件Q1、功率器件Q2、与功率器件Q1反向并联的二极管D11、以及与功率器件Q2反向并联的二极管D12。
功率器件Q1的第二电极端与输入电容Cdc的一端连接；功率器件Q2的第一电极端与输入电容Cdc的另一端连接；电容Cdc的一端与输入电压源VDC的正极连接，另一端与输入电压源VDC的负极连接；功率器件Q1的第一电极端与功率器件Q2的第二电极端连接并作为第一桥臂连接点a，且利用第一桥臂连接点a与MOSFET器件M1的漏极连接；
第二桥臂包括功率器件Q3、功率器件Q4、与功率器件Q3反向并联的二极管D13、以及与功率器件Q4反向并联的二极管D14；
功率器件Q3的第二电极端与功率器件Q1的第二电极端连接，功率器件Q4的第一电极端与功率器件Q2的第一电极端连接；功率器件Q3的第一电极端与功率器件Q4的第二电极端连接并作为第二桥臂连接点b，且利用第二桥臂连接点b与输出钳位模块300连接。
第一桥臂连接点a和第二桥臂连接点b为监测电路的两个输入端子，使用电压测量工具测量两个输入端子之间的电压得到的Vab作为监测电路的输入电压，即单极性SPWM单相逆变器的输出电压。
可选的，功率器件Q1、功率器件Q2、功率器件Q3和功率器件Q4为MOSFET器件或IGBT器件。对于MOSFET器件，上述第一电极端对应MOSFET器件的源极，第二电极端对应MOSFET器件的漏极；对于IGBT器件，上述第一电极端对应IGBT器件的集电极，第二电极端对应IGBT器件的发射极。图1中示出了功率器件选用MOSFET器件的一种实施例。
单相逆变器在单极性SPWM调制下的输出的电压波形包含逆变器输入电压±VDC以及零电平附近的电压。单极性SPWM单相逆变器在单极性调制下有八种工作模态，包括可实现对功率器件导通压降测量的导通压降测量模态以及非导通压降监测模态。每种模态对应的电路流通情况如图2至图9所示。
其中，模态(b)、模态(c)、模态(f)和模态(g)为导通压降监测模态；模态(a)、模态(d)、模态(e)和模态(h)为非导通压降监测模态。单极性SPWM单相逆变器处于非导通压降监测模态时，包括构成回路的两个处于导通状态的功率器件或两个构成回路的反向并联二极管。
单极性SPWM单相逆变器调制处于导通压降监测模态(b)和模态(c)时，单极性SPWM单相逆变器的输出电压-VCC<Vab<0，电压VCC具体可参考输出钳位模块300的说明。
图3为单极性SPWM单相逆变器在模态(b)时的电路导通情况。在模态(b)时，MOSFET器件Q1和反并联二极管D13导通构成通路。图4为单极性SPWM单相逆变器在模态(c)时的电路导通情况，在模态(c)时，MOSFET器件Q4和反并联二极管D12导通构成通路。
单极性SPWM单相逆变器调制处于导通压降监测模态(f)和模态(g)时，单极性SPWM单相逆变器的输出电压0<Vab<VCC。
图7为单极性SPWM单相逆变器在模态(f)时的电路导通情况，在模态(f)时，MOSFET器件Q2和反并联二极管D14导通构成通路。图8为单极性SPWM单相逆变器在模态(g)时的电路导通情况，在模态(g)时，MOSFET器件Q3和反并联二极管D11导通构成通路。
单极性SPWM单相逆变器调制处于非导通压降监测模态(a)和模态(h)时，单极性SPWM单相逆变器的输出电压 Vab＞VCC。
图2为单极性SPWM单相逆变器在模态(a)时的电路导通情况，在模态(a)时，MOSFET器件Q1和MOSFET器件Q2导通构成通路。图9为逆变器在模态(h)时的电路导通情况，在模态(h)时，反并联二极管D11和反并联二极管D14导通构成通路。
单极性SPWM单相逆变器调制处于非导通压降监测模态(d)和模态(e)时，逆变器的输出电压 Vab<-VCC。
图5为单极性SPWM单相逆变器在模态(d)时的电路导通情况，在工作模态(d)时，反并联二极管D13和反并联二极管D12导通构成通路。图6为单极性SPWM单相逆变器在模态(e)时的电路导通情况，在模态(e)时，MOSFET器件Q2和MOSFET器件Q3导通构成通路。
通过MOSFET器件M1、MOSFET器件M2和限流电阻R1使限流模块200构成动态电阻，其中，MOSFET器件M1和MOSFET器件M2均采用耗尽型N沟道MOSFET器件。相比于增强型MOSFET器件，耗尽型MOSFET器件可以通过使栅源电压Vgs为正电压、负电压或零电压控制MOSFET器件的工作状态，而不需要使栅源电压Vgs大于正的关断阈值电压，基于耗尽型MOSFET器件的特性，使得限流模块200能对单极性SPWM单相逆变器的导通压降测量时的瞬态电流进行有效抑制。
监测功率器件的导通压降时，流过限流电阻R1的电流产生电压，基于电压配置MOSFET器件M1、MOSFET器件M2的工作状态，以抑制监测瞬态电流。不需外加控制信号即可实现回路电阻动态改变，提升了监测电路的响应速度。其中，MOSFET器件M1、MOSFET器件M2的工作状态包括欧姆区或饱和区。
单极性SPWM单相逆变器处于导通压降监测模态时，MOSFET器件M1和MOSFET器件M2工作在欧姆区。单极性SPWM单相逆变器处于非导通压降监测模态时，MOSFET器件M1工作在饱和区、MOSFET器件M2工作在欧姆区或MOSFET器件M1工作在欧姆区、MOSFET器件M2工作在饱和区。
本申请的一种实施例中，当Vab>VCC时，耗尽型N沟道MOSFET器件M1处于饱和区。当Vab<-VCC时，耗尽型N沟道MOSFET器件M2处于饱和区。此时耗尽型N沟道MOSFET器件两端的电压变大而电流不变，呈现高阻抗，相当于高阻值电阻。当-VCC<Vab<0或0<Vab<VCC时，耗尽型N沟道MOSFET器件处于欧姆区，耗尽型N沟道MOSFET器件导通电阻较小，相当于低阻值电阻。
此外，需要根据非导通压降监测模态时允许流过限流模块200的电流来计算限流电阻R1的阻值，具体可表示为：
ID为MOSFET器件M1、MOSFET器件M2的实际漏源电流。VGS(OFF)为MOSFET器件M1和MOSFET器件M2的关断阈值电压，IDSS为MOSFET器件M1、MOSFET器件M2的通态饱和漏极电流，VGS(OFF)、IDSS为MOSFET器件的固定参数。
本申请的一种实施例中，选用同一型号的MOSFET器件M1和MOSFET器件M2，所以MOSFET器件M1、MOSFET器件M2的关断阈值电压VGS(OFF)和通态饱和漏极电流IDSS参数相同。
为满足单极性SPWM单相逆变器正负输出电压的钳位，输出钳位模块300设置了正钳位电路和负钳位电路。
正钳位电路包括电压源VCC1和二极管D21，电压源VCC1的正极与二极管D21的阴极连接，电压源VCC1的负极接地。
负钳位电路包括电压源VCC2和二极管D22，电压源VCC2的正极与二极管D22的阴极连接，电压源VCC2的负极与二极管D21的阳极和MOSFET器件M2的漏极连接，并作为监测电路的一个输出端子Vout。二极管D22的阳极与第二桥臂连接点b和电压源VCC1的负极连接，并作为监测电路的另一个输出端子Vgnd。使用电压测量工具测量输出端子Vout和输出端子Vgnd之间的电压得到监测电路的输出电压，使用Vout进行表示。其中，电压源VCC1与电压源VCC2的输出电压相同，均可用VCC表示。
当单极性SPWM单相逆变器处于导通压降监测模态时，-VCC<Vab<0或0<Vab<VCC，输出钳位模块中的二极管D21、二极管D22均未导通，输出钳位模块300对输出电压不钳位，导通压降监测电路利用输出钳位模块300两个输出端子得到当前导通压降监测模态下的导通压降。
当单极性SPWM单相逆变器处于非导通压降监测模态时，Vab>VCC或Vab<-VCC；
当Vab>VCC时，二极管D21导通，二极管D22关断，输出钳位模块仅有正钳位电路导通。导通压降监测电路的输出电压Vout被正钳位电路钳位，输出正钳位电压，正钳位电压表示为VCC+VD21，VD21为二极管D21的导通压降。
当Vab<-VCC时，二极管D22导通，二极管D21关断，输出钳位模块仅有负钳位电路导通。导通压降监测电路的输出电压Vout被负钳位电路钳位，输出负钳位电压，负钳位电压表示为-(VCC+VD22)，VD22为二极管D22的导通压降。
在导通压降监测模态下测量导通压降时，导通压降在线监测电路存在测量误差的原因主要为导通压降监测模态下二极管D21和二极管D22的反向漏电流在测量路径上产生的误差压降。由漏电流引起的绝对误差δD1-D2的表达式为：
式中 R 为图 1 中限流模块200两端电阻，Is1为二极管D21在25℃下的反向饱和电流，Is2为二极管D22在25℃下的反向饱和电流；Rsh1为二极管D21寄生并联电阻，Rsh2为二极管D22寄生并联电阻。二极管D21和二极管D22在PCB上对称紧邻排布时具有相同的结温Tj。本申请的一种实施例中，选用相同型号的二极管D21和二极管D22，则二极管D21和二极管D22具有相等的反向饱和电流 Is 和寄生并联电阻 Rsh，即 Is1=Is2=Is，Rsh1=Rsh2=Rsh，则上述绝对误差δD1-D2的表达式可简化为：
由简化后的绝对误差δD1-D2的表达式可得到本申请的一种实施例中，导通压降在线监测电路的相对误差ε t为：
根据相对误差ε t的表达式，当限流模块200两端电阻R和二极管D21、二极管D22的参数Rsh确定时，相对误差ε t只与二极管D21和二极管D22的结温 Tj 相关。
因此，本申请的一种实施例中，通过二极管D21、二极管D22的选型使监测电路的相对误差ε t达到最小。
本申请的一种实施例中， MOSFET器件M1和MOSFET器件M2选用BSS126器件，二极管D21和二极管D22选用PAD1器件，则R=1140Ω，R1=1kΩ，Rsh=100MΩ。如图10所示，x轴为二极管D21和二极管D22的结温Tj，单位为摄氏度；y轴为所测量功率器件导通压降的相对误差ε t，单位为百分比。ε t随Tj上升而增大，但在 0℃到 125℃范围内相对误差ε t均小于 0.01%。
结电容与二极管的温度性能有关，结电容越小二极管的工作温度变化就越小。本申请的一种实施例中，二极管D21、二极管D22相应的结电容均为 pF级结电容，二极管D21和二极管D22的工作温度变化很小。同时，虽然限流模块200中MOSFET器件的导通电阻会随工作温度发生变化，但寄生并联电阻Rsh仍远远大于限流模块200的电阻，电路中总电阻的变化并不明显。
因此，本申请的一种实施例中，逆变器级宽温区功率器件导通压降在线监测电路在0℃至100℃的工作温度波动范围内对温度变化的敏感性低，可在宽温区内持续低误差的测量功率半导体器件的导通压降。
本申请的一种实施例的工作原理具体为：
将单极性SPWM单相逆变器调制处于模态(a)和模态(h)时，限流模块200中MOSFET器件M1的栅源电压Vgs1为负，MOSFET器件M1处于饱和区，呈现高阻抗。MOSFET器件M2的栅源电压Vgs2为正，MOSFET器件M2处于欧姆区，导通电阻较小。限流模块200整体呈现高阻抗，限制监测电流处在较低水平。输出钳位模块300中的二极管D21导通，正向压降为VD1，二极管D22关断，输出电压Vout被正钳位电路钳位，则经正钳位电路输出的电压为：
Vout=VCC+VD21
单极性SPWM单相逆变器调制处于模态(d)和模态(e)时，限流模块200中MOSFET器件M1的栅源电压Vgs1为正，MOSFET器件M1处于欧姆，导通电阻较小。MOSFET器件M2的栅源电压Vgs2为负，MOSFET器件M2处于饱和区，呈现高阻抗。限流模块200整体呈现高阻抗，限制监测电流处在较低水平。输出钳位模块300中的二极管D22导通，正向压降为VD2，二极管D21关断，输出电压Vout被负钳位电路钳位，则经负钳位电路输出的电压为：
Vout=-(VCC+VD22)
单极性SPWM单相逆变器调制处于导通压降监测模态(b)、模态(c)、模态(f)和模态(g)时，限流模块200中MOSFET器件M1的栅源电压Vgs1为零，MOSFET器件M2的栅源电压Vgs2也为零，MOSFET器件M1和MOSFET器件M2均工作在欧姆区。限流模块200整体呈现低阻抗，相当于低阻值电阻。输出钳位模块300中，二极管D21、二极管D22均未导通，输出钳位模块300对输出电压不钳位。
因输出钳位模块300内二极管D21和二极管D22的寄生并联电阻Rsh远远大于限流模块200的整体电阻，限流模块200在监测电路中的分压很小，对导通压降的测量几乎无影响。所以输出电压Vout约等于单极性SPWM单相逆变器内功率器件的导通压降，即单极性SPWM单相逆变器的输出电压Vab。导通压降监测模态(b)、模态(c)、模态(f)和模态(g)包含了单极性SPWM单相逆变器所有MOSFET器件和反并联二极管导通的情况。
因此，由上述分析可知，在不同导通压降监测模态时使用电压测量工具测量得到的电压即为导通压降，也即可实现对单极性SPWM单相逆变器内不同功率器件导通压降的在线监测。并且，每次测量可以测得一个MOSFET器件和一个反并联二极管的导通压降之和，不需要分开测量，简化了测量步骤，易于利用所测数据进行后续可靠性评估。
对图1中的在线监测电路，逆变器输出电压Vab及对应的监测电路输出电压Vout如表1所示。其中，Vdson1为MOSFET器件Q1的沟道导通电压，Vdson2为MOSFET器件Q2的沟道导通电压，Vdson3为MOSFET器件Q3的沟道导通电压，Vdson4为MOSFET器件Q4的沟道导通电压。VF1为反并联二极管D11的导通电压，VF2为反并联二极管D12的导通电压，VF3为反并联二极管D13的导通电压，VF4为反并联二极管D14的导通电压。
表1 逆变器输出电压Vab及对应的监测电路输出电压Vout
以上的仅是本申请的优选实施方式，本申请不限于以上实施例。可以理解，本领域技术人员在不脱离本申请的精神和构思的前提下直接导出或联想到的其他改进和变化，均应认为包含在本申请的保护范围之内。
Claims (6)
1.一种逆变器级宽温区功率器件导通压降在线监测电路，其特征在于，包括用于抑制监测瞬态电流的限流模块和用于对输出电压钳位的输出钳位模块，其中，
所述限流模块包括MOSFET器件M1、MOSFET器件M2和限流电阻R1，其中，所述MOSFET器件M1的栅极与所述MOSFET器件M2的源极和限流电阻R1的一端连接，所述MOSFET器件M2的栅极与所述MOSFET器件M1的源极和限流电阻R1的另一端连接；
所述限流模块利用MOSFET器件M1的漏极、MOSFET器件M2的漏极与逆变器以及输出钳位模块适配连接，以在适配连接后形成在线监测电路；
监测逆变器内功率器件的导通压降时，将所述逆变器调制处于导通压降监测模态，以利用输出钳位模块得到当前导通压降监测模态下的导通压降，其中，逆变器处于导通压降监测模态时，由一个处于导通状态的功率器件和一个反向并联二极管构成回路；
所述逆变器为单极性SPWM单相逆变器，包括第一桥臂和第二桥臂，其中，所述第一桥臂包括功率器件Q1、功率器件Q2、与所述功率器件Q1反向并联的二极管D11以及与所述功率器件Q2反向并联的二极管D12；
所述功率器件Q1的第二电极端与输入电容Cdc的一端连接；所述功率器件Q2的第一电极端与输入电容Cdc的另一端连接；所述功率器件Q1的第一电极端与所述功率器件Q2的第二电极端连接并作为第一桥臂连接点a，且利用所述第一桥臂连接点a与所述MOSFET器件M1的漏极连接；
所述第二桥臂包括功率器件Q3、功率器件Q4、与所述功率器件Q3反向并联的二极管D13以及与所述功率器件Q4反向并联的二极管D14；
所述功率器件Q3的第二电极端与功率器件Q1的第二电极端连接，所述功率器件Q4的第一电极端与所述功率器件Q2的第一电极端连接；所述功率器件Q3的第一电极端与所述功率器件Q4的第二电极端连接并作为第二桥臂连接点b，且利用所述第二桥臂连接点b与所述输出钳位模块连接；
所述输出钳位模块包括正钳位电路和负钳位电路；
所述正钳位电路包括电压源VCC1和二极管D21；所述电压源VCC1的正极与所述二极管D21的阴极连接，所述电压源VCC1的负极接地；
所述负钳位电路包括电压源VCC2和二极管D22；所述电压源VCC2的正极与所述二极管D22的阴极连接，所述电压源VCC2的负极与所述二极管D21的阳极和MOSFET器件M2的漏极连接，所述二极管D22的阳极与第二桥臂连接点b和电压源VCC1的负极连接；
所述二极管D21、二极管D22相应的结电容均为 pF级结电容；
当逆变器处于所述导通压降监测模态时，-VCC2<Vab<0或0<Vab<VCC1，导通压降监测电路利用输出钳位模块得到当前导通压降监测模态下的导通压降；
其中，Vab为逆变器第一桥臂连接点a与第二桥臂连接点b之间的电压；
当逆变器处于非导通压降监测模态时，导通压降监测电路通过输出钳位模块得到正钳位电压或负钳位电压。
2.根据权利要求1所述的逆变器级宽温区功率器件导通压降在线监测电路，其特征在于，所述MOSFET器件M1和MOSFET器件M2为耗尽型N沟道MOSFET器件；
对功率器件导通压降监测时，基于流过限流电阻R1的电流产生电压配置所述MOSFET器件M1、所述MOSFET器件M2的工作状态，其中，MOSFET器件M1、MOSFET器件M2的工作状态包括欧姆区或饱和区；
所述逆变器处于导通压降监测模态时，MOSFET器件M1和MOSFET器件M2工作在欧姆区；
所述逆变器处于非导通压降监测模态时，限流模块内的MOSFET器件M1、MOSFET器件M2中的一个工作于饱和区。
3.根据权利要求1所述的逆变器级宽温区功率器件导通压降在线监测电路，其特征在于，对所述限流电阻R1的阻值，则有：
其中，VGS(OFF)为所述MOSFET器件M1和所述MOSFET器件M2的关断阈值电压，IDSS为所述MOSFET器件M1和所述MOSFET器件M2的通态饱和漏极电流，ID为所述MOSFET器件M1和所述MOSFET器件M2的实际漏源电流。
4.根据权利要求1所述的逆变器级宽温区功率器件导通压降在线监测电路，其特征在于，所述功率器件Q1、功率器件Q2、功率器件Q3和功率器件Q4为MOSFET器件或IGBT器件。
5.根据权利要求1所述的逆变器级宽温区功率器件导通压降在线监测电路，其特征在于，所述电压源VCC1与所述电压源VCC2的输出电压相同，均为输出钳位电压源的输出电压VCC。
6.根据权利要求5所述的逆变器级宽温区功率器件导通压降在线监测电路，其特征在于，当逆变器处于非导通压降监测模态时，Vab>VCC或Vab<-VCC；
其中，当Vab>VCC时，通过正钳位电路输出正钳位电压，正钳位电压表示为VCC+VD21，VD21为所述二极管D21的导通压降；
当Vab<-VCC时，通过负钳位电路输出负钳位电压，负钳位电压表示为-(VCC+VD22)，VD22为所述二极管D22的导通压降。
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