CN117097161A - 谐振变换器的控制方法与谐振变换器 - Google Patents

谐振变换器的控制方法与谐振变换器 Download PDF

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Abstract

一种谐振变换器的控制方法与谐振变换器。谐振变换器包括变压器，其一次侧通过被控支路接收一输入电压，其二次侧通过整流支路输出一输出电压，被控支路包括开关单元和谐振腔，开关单元通过谐振腔连接至变压器。控制方法包括：获取谐振腔的电荷信息和电荷控制信号，并将其进行比较以产生第一开关驱动信号；测量开关单元中开关元件的开关周期或开关频率，利用开关周期或开关频率对电荷控制信号进行频率补偿以得到间歇控制信号，其中，间歇控制信号与输出电流一一对应；获取谐振变换器的间歇阈值，并将其与间歇控制信号进行比较以输出一使能信号；根据第一开关驱动信号和使能信号产生第二开关驱动信号以控制开关单元中开关元件的动作。

Description

谐振变换器的控制方法与谐振变换器
技术领域
本发明涉及一种功率变换技术，特别是涉及一种谐振变换器及其控制方法。
背景技术
谐振变换器是指利用电路中电感和电容等谐振元件在发生谐振时电流和电压周期性过零的特性，使得开关器件可以实现零电压开关(ZVS)或零电流(ZCS)开关，即软开关，使开关电源趋于高频化和小型化，所以在高频开关电源场合得到了广泛应用。常用的DC-DC谐振变换器工作原理为，直流输入电压经过开关桥臂后产生方波电压，加在谐振腔两端，使谐振回路产生谐振，谐振腔输出的谐振电压或谐振电流经过整流滤波后转变为直流提供给负载，从而实现DC-DC变换。
目前在主流的谐振变换器中，所谓的LLC谐振变换器得到了广泛应用。在大多数应用中，LLC谐振变换器一般采用单电压环控制策略(也称直接变频控制)。由于LLC谐振变换器具有高阶、强非线性的特点，其小信号模型在不同工况下变化显著，为了满足稳定性要求，单电压控制回路通常按最坏工况设计，导致带宽低，动态性能差。近年来，为了提高LLC谐振变换器的动态性能，人们提出了多种控制方法。其中，LLC谐振变换器的电荷控制策略被广泛应用。其通过将电荷信息作为内环控制量，把LLC谐振变换器系统简化为一阶系统，使其动态响应得到显著改善。其不足在于：控制信号仍是开关频率的函数，易受参数的容差影响，并且控制信号和输入电流并非一一对应关系，这不利于间歇模式阈值的设计。
随着消费电子等设备的爆炸式增长，对功率变换器的工作范围和效率要求也越来越高。宽工作范围要求宽输入、输出电压范围和宽负载范围均能稳定工作；高效率要求不只是局限在重载工况，对轻载或者待机工况下的要求也越来越严苛。针对宽范围和轻载效率问题，常用的控制策略是加入间歇模式控制。目前LLC谐振变换器中应用较多的有两种实现方案：
方案一是以德州仪器的UCC25600为典型代表，其是检测电压环的反馈控制电压或者频率实现间歇模式控制：通过比较反馈控制电压FB和滞环上下限值来周期性地关断驱动。但此种方案很难用控制开关频率的反馈信号来反映负载情况，这是因为若变换器工作在谐振频率点附近时，即使负载发生明显变化，开关频率也几乎是恒定的。此外，其动态特性也较差。
方案二是检测输出电压纹波实现轻载时的间歇模式控制：通过比较输出电压和滞环上下限值来周期性地关断驱动。但此种方案对输出电压的采样精度和抗干扰能力要求较高，需要在输出电压纹波的检测精度和成本之间进行权衡。
因此，现有的这些方法的动态性能较差或者对采样的要求较高。
发明内容
本发明的目的在于提供一种谐振变换器的控制方法与谐振变换器，可以有效解决现有技术的至少一缺陷。
为了实现上述目的，本发明提供一种谐振变换器的控制方法，所述谐振变换器包括变压器，所述变压器的一次侧通过被控支路接收一输入电压，所述变压器的二次侧通过整流支路输出一输出电压，所述被控支路包括开关单元和谐振腔，所述开关单元通过所述谐振腔连接至所述变压器，其特征在于，所述控制方法包括：
获取所述谐振腔的电荷信息和电荷控制信号，并将所述电荷信息和所述电荷控制信号进行比较以产生第一开关驱动信号；
测量所述开关单元中开关元件的开关周期或开关频率，利用所述开关周期或所述开关频率对所述电荷控制信号进行频率补偿以得到一间歇控制信号，其中，所述间歇控制信号与所述谐振变换器的输出电流一一对应；
获取所述谐振变换器的间歇阈值，并将所述间歇控制信号与所述间歇阈值进行比较以输出一使能信号；
根据所述第一开关驱动信号和所述使能信号产生第二开关驱动信号以控制所述开关单元中所述开关元件的动作。
在本发明的一实施例中，所述获取所述谐振腔的电荷信息包括：
获取所述被控支路的所述谐振腔的电流；
对所述谐振腔的电流通过积分电容进行积分以获得一积分电压；
对所述积分电压进行斜坡补偿以获得一补偿后总电压。
在本发明的一实施例中，所述获取所述谐振腔的电荷信息包括：
获取所述被控支路的所述谐振腔的谐振电容的电压；
对所述谐振电容的电压进行分压以获得一采样分压；
对所述采样分压进行斜坡补偿以获得一补偿后总电压。
在本发明的一实施例中，所述获取所述谐振腔的电荷控制信号包括：
获取所述谐振变换器的所述输出电压，并对所述谐振变换器的参考输出电压进行设置；
对所述参考输出电压和所述输出电压进行减法运算和比例积分运算后得到所述电荷控制信号。
在本发明的一实施例中，当所述电荷信息和所述电荷控制信号相等时产生所述第一开关驱动信号。
在本发明的一实施例中，所述间歇控制信号vc的计算公式为：
其中，fs为开关频率，Fr为谐振频率，fn为归一化的开关频率,vcomp为所述电荷控制信号。
在本发明的一实施例中，所述间歇阈值vcT的计算公式为：
其中，vg为所述输入电压，vo为所述输出电压，io为所述输出电流，Ci为积分电容，Fr为谐振频率，Ks为所述谐振腔电流采样电路的增益，Iramp为斜坡补偿电流。
在本发明的一实施例中，所述间歇阈值包括上限间歇阈值和下限间歇阈值，所述获取所述谐振变换器的间歇阈值包括：
预先设定所述输出电流的上限电流阈值和下限电流阈值；
获取所述输入电压、所述输出电压、所述上限电流阈值以及所述下限电流阈值，并根据所述间歇阈值的计算公式分别获取所述上限间歇阈值和所述下限间歇阈值。
在本发明的一实施例中，所述间歇阈值包括上限间歇阈值和下限间歇阈值，所述将所述间歇控制信号与间歇阈值进行比较以输出一使能信号包括：
当所述间歇控制信号从所述下限间歇阈值上升到所述上限间歇阈值的期间内，所述使能信号为低电平；
当所述间歇控制信号从所述上限间歇阈值下降到所述下限间歇阈值的期间内，所述使能信号为高电平。
在本发明的一实施例中，所述根据所述第一开关驱动信号和所述使能信号产生第二开关驱动信号以控制所述开关单元中所述开关元件的动作包括：
当所述使能信号为低电平时，所述开关单元中所述开关元件均处于关断状态。
当所述使能信号为高电平时，根据所述第一开关驱动信号相应控制所述开关单元中所述开关元件的动作。
在本发明的一实施例中，所述间歇控制信号是周期性计算并且与所述上限间歇阈值和所述下限间歇阈值进行比较。
在本发明的一实施例中，所述谐振变换器为LLC谐振变换器。
为了实现上述目的，本发明另提供一种谐振变换器，所述谐振变换器包括变压器，所述变压器的一次侧通过被控支路接收一输入电压，所述变压器的二次侧通过整流支路输出一输出电压，所述被控支路包括开关单元和谐振腔，所述开关单元通过所述谐振腔连接至所述变压器，其特征在于，所述谐振变换器还包括：
输入电压检测单元，被配置为用于检测所述输入电压；
输出电压检测单元，被配置为用于检测所述输出电压；
电荷检测单元，被配置为用于检测所述谐振腔的电荷信息；以及
控制单元，被配置为用于执行：
获取所述谐振腔的电荷信息和电荷控制信号，并将所述电荷信息和所述电荷控制信号进行比较以产生第一开关驱动信号；
测量所述开关单元中开关元件的开关周期或开关频率，利用所述开关周期或所述开关频率对所述电荷控制信号进行频率补偿以得到一间歇控制信号，其中，所述间歇控制信号与所述谐振变换器的输出电流一一对应；
获取所述谐振变换器的间歇阈值，并将所述间歇控制信号与所述间歇阈值进行比较以输出一使能信号；
根据所述第一开关驱动信号和所述使能信号产生第二开关驱动信号以控制所述开关单元中所述开关元件的动作。
在本发明的一实施例中，所述电荷检测单元包括：
电荷采样电路，所述电荷采样电路的输入端连接到所述被控支路的所述谐振腔，用于对所述谐振腔的谐振腔电流通过积分电容进行积分以获得一积分电压；
斜坡补偿电路，与所述电荷采样电路的所述积分电容相连接，用于对所述积分电压进行斜坡补偿以获得一补偿后总电压，所述补偿后总电压被输送至所述控制单元。
在本发明的一实施例中，所述电荷检测单元包括：
电荷采样电路，所述电荷采样电路的输入端连接到所述被控支路的所述谐振腔，用于对所述谐振腔的谐振电容的电压进行分压以获得一采样分压；
斜坡补偿电路，与所述电荷采样电路的分压电容相连接，用于对所述采样分压进行斜坡补偿以获得一补偿后总电压，所述补偿后总电压被输送至所述控制单元。
在本发明的一实施例中，所述控制单元包括：运算模块、控制模块、比较模块以及PWM产生模块，其中，所述输出电压检测单元的输出端连接到所述运算模块，所述运算模块被配置为根据所述谐振变换器的参考输出电压和所述输出电压产生一误差结果并输出至所述控制模块，所述控制模块被配置为对所述误差结果进行比例积分运算并输出所述电荷控制信号至所述比较模块，所述比较模块被配置为根据所述谐振腔的所述电荷信息和所述电荷控制信号输出一比较信号至所述PWM产生模块，所述PWM产生模块被配置为根据所述比较信号输出所述第一开关驱动信号。
在本发明的一实施例中，所述比较模块和所述PWM产生模块被配置为当所述电荷信息和所述电荷控制信号相等时产生所述第一开关驱动信号。
在本发明的一实施例中，所述控制单元还包括：捕获模块、频率补偿模块以及间歇控制模块，其中，所述捕获模块的输入端连接到所述PWM产生模块，所述捕获模块被配置为对所述第一开关驱动信号的所述开关周期或所述开关频率进行测量并输送至所述频率补偿模块，所述频率补偿模块被配置为根据所述开关周期或所述开关频率对所述电荷控制信号进行频率补偿以产生所述间歇控制信号并输送至所述间歇控制模块，所述间歇控制模块被配置为将所述间歇控制信号与间歇阈值进行比较以输出所述使能信号。
在本发明的一实施例中，所述间歇控制模块被配置为执行：
预先设定所述输出电流的上限电流阈值和下限电流阈值；
根据所述输入电压、所述输出电压、所述上限电流阈值以及所述下限电流阈值，分别获取所述间歇控制信号的所述上限间歇阈值和所述下限间歇阈值。
在本发明的一实施例中，所述间歇控制模块包括第一比较器、第二比较器以及一RS触发器，其中，所述间歇控制信号分别被输送至所述第一比较器的输入正端和所述第二比较器的输入负端，所述上限间歇阈值被输送至所述第一比较器的输入负端，所述下限间歇阈值被输送至所述第二比较器的输入正端，所述第一比较器和所述第二比较器的输出端分别连接至所述RS触发器，且所述RS触发器的输出端输出所述使能信号，其中，所述第一比较器、所述第二比较器以及所述RS触发器被配置为：
当所述间歇控制信号从所述下限间歇阈值上升到所述上限间歇阈值的期间内，所述使能信号为低电平；
当所述间歇控制信号从所述上限间歇阈值下降到所述下限间歇阈值的期间内，所述使能信号为高电平。
在本发明的一实施例中，所述根据所述第一开关驱动信号和所述使能信号产生第二开关驱动信号以控制所述开关单元中所述开关元件的动作包括：
当所述使能信号为低电平时，所述开关单元中所述开关元件均处于关断状态。
当所述使能信号为高电平时，根据所述第一开关驱动信号相应控制所述开关单元中所述开关元件的动作。
在本发明的一实施例中，所述间歇控制信号是周期性计算并且与所述上限间歇阈值和所述下限间歇阈值进行比较。
在本发明的一实施例中，所述谐振变换器为LLC谐振变换器。
本发明的谐振变换器及其控制方法，可避免使用传统控制方法的动态性能较差或者对采样的要求较高的弊端，通过间歇控制信号监视负载来实现间歇功能，从而降低轻载时的开关损耗并实现更宽的输出电压调节范围，以及实现谐振变换器在间歇工作模式和正常工作模式之间切换时快速的暂态响应。
本发明的额外方面和优点将部分地在下面的描述中阐述，并且部分地将从描述中变得显然，或者可以通过本发明的实践而习得。
附图说明
通过参照附图详细描述其示例实施方式，本发明的上述和其它特征及优点将变得更加明显。
图1为本发明的谐振变换器的电路结构示意图及总体控制框图；
图2为本发明的谐振变换器的电荷检测单元的第一实施例的电路结构示意图；
图3为本发明的谐振变换器的电荷检测单元的第二实施例的电路结构示意图；
图4为本发明的谐振变换器的间歇控制模块的控制框图；
图5为本发明的谐振变换器的控制方法的流程图；
图6为本发明的谐振变换器的电荷检测单元的第一实施例在5％负载情况下轻载间歇工作模式下工作的主要波形；
图7为本发明的谐振变换器电荷检测单元的第一实施例从正常工作模式切换到间歇工作模式的快速暂态响应波形。
具体实施方式
现在将参考附图更全面地描述示例实施方式。然而，示例实施方式能够以多种形式实施，且不应被理解为限于在此阐述的实施方式；相反，提供这些实施方式使得本发明将全面和完整，并将示例实施方式的构思全面地传达给本领域的技术人员。图中相同的附图标记表示相同或类似的结构，因而将省略它们的详细描述。
在介绍这里所描述和/或图示的要素/组成部分/等时，用语“一个”、“一”、“该”、“所述”和“至少一个”用以表示存在一个或多个要素/组成部分/等。术语“包含”、“包括”和“具有”用以表示开放式的包括在内的意思并且是指除了列出的要素/组成部分/等之外还可存在另外的要素/组成部分/等。此外，权利要求书中的术语“第一”、“第二”等仅作为标记使用，不是对其对象的数字限制。
为了便于说明，本文中的提及的“LLC谐振变换器”、“电荷控制”、“间歇模式控制”定义如下：
LLC谐振变换器：LLC谐振变换器在串、并联谐振变换器的基础上进行了改良，是一种典型的三元件谐振变换器，谐振电感Lr和谐振电容Cr串联接入开关单元(即逆变单元)和整流支路之间，并与变压器的励磁电感Lm形成谐振腔。
电荷控制：将谐振腔的电荷信息与电荷控制信号进行比较，以输出开关驱动信号控制开关单元中相关开关元件的动作。
间歇模式控制：将间歇控制信号和间歇阈值进行比较，根据比较结果使开关驱动信号被周期性使能和关断，从而使谐振变换器的平均有效开关频率降低，以此提高轻载工况下的效率。
本发明在电荷控制方法的基础上，提出了一种频率补偿方法，以对谐振变换器的电荷控制信号进行频率补偿后得到间歇控制信号vc，该间歇控制信号vc可用来表征负载信息，同时，本发明还结合了间歇控制方法，使谐振变换器在正常工作模式和间歇工作模式之间进行切换，从而使谐振变换器的平均有效开关频率降低，以此提高轻载工况下的效率，以下将对本发明的工作原理进行说明。
采用电荷控制方法对谐振变换器进行控制时，一个开关周期内谐振腔的电荷量Qin可由积分电容(例如可为图2中的Ci，图3中的Cr)上电压变化求得，表示为：
Qin＝CiKsvth
其中，Ks为谐振电流采样电路的增益，Ci为积分电容，vth为积分电容的电压最大值。同时，谐振变换器的平均输入电流iinave可以根据Qin/Ts(Ts为开关周期)求得，所以平均输入电流iinave可以进一步计算为：
iinave＝CifsKSvth
并且，电荷控制信号vcomp为：
其中，Iramp为斜坡补偿电流，Vramp为斜坡补偿电压，Cramp为谐波补偿电容且Ci＝Cramp，综合上述平均输入电流iinave的计算公式，若忽略开关元件结电容的影响，输入平均电流iinave与电荷控制信号vcomp之间的关系为：
然，其不足在于：电荷控制信号vcomp与平均输入电流iinave之间的关系仍是开关频率的函数，故易受参数的容差影响，并且电荷控制信号和平均输入电流并非一一对应关系，这不利于间歇阈值的设计。
针对上述问题，本发明在电荷控制方法的基础上，首先提出了一种频率补偿的方法，通过在电荷控制环路中加入开关频率的捕获信息，即对电荷控制信号进行频率补偿以得到间歇控制信号vc，使得输入平均电流iinave和间歇控制信号vc成一一对应关系，其中，间歇控制信号vc的表达式为：
其中，Fr表示LLC谐振变换器的谐振频率，fn为归一化频率。
那么，输入平均电流iinave与间歇控制信号vc之间的关系为：
本发明在电荷控制方法的基础上，对谐振变换器的电荷控制信号进行频率补偿，使得输入平均电流iinave和间歇控制信号vc不再受开关频率fs影响，呈一一对应关系。
假设谐振变换器无损耗，则根据功率守恒有：
vgiinave＝voio
式中，vg为输入电压，vo为输出电压，io为输出电流。
进一步地，得到间歇控制信号vc和输出电流io的关系表达式为：
可以看到，若使用间歇控制信号vc来表征负载信息，只需要检测输入电压vg代入上述计算表达式，就可以使输出电流io和间歇控制信号vc变为一一对应关系，从而容易判断轻载时是否满足从正常工作模式切换到间歇工作模式的条件。
如图1所示，其示出了本发明的谐振变换器的第一实施例的电路结构，其中谐振变换器例如为LLC谐振变换器，但本发明不以此为限。其中，谐振变换器100的主电路10主要包括变压器14，变压器14的一次侧通过被控支路101接收一输入电压Vg，变压器14的二次侧通过整流支路15输出一输出电压vo至负载，例如以电阻RL表示。被控支路101包括开关单元12和谐振腔13，开关单元12通过谐振腔13连接至变压器14。在本实施例中，输入电压Vg例如可由直流输入电路11提供。开关单元12例如可由两个开关元件串联连接形成一开关桥臂，所述两个开关元件例如为开关管Q1、开关管Q2，其门极可分别接收开关驱动信号vgs1、vgs2而执行相应的动作，例如开启或关闭。谐振腔13例如可为LLC谐振腔，该LLC谐振腔可包括谐振电容Cr1和Cr2、谐振电感Lr、以及励磁电感Lm，其中流过的谐振腔电流为ir。整流支路15例如可包括整流开关SR1和SR2、以及电容Co。可以理解的是，图1中示出的谐振变换器100的主电路10仅是一个示例，但本发明不以此为限。
在本发明的一些实施例中，谐振变换器100还包括输出电压检测单元(图中未示)、输入电压检测单元(图中未示)、电荷检测单元20、以及控制单元30。输出电压检测单元是被配置为用于检测输出电压vo。输入电压检测单元是被配置为用于检测输入电压Vg。电荷检测单元20是被配置为用于检测谐振腔13的电荷。控制单元30是被配置为用于执行本发明的控制方法，例如包括但不限于：获取谐振腔13的电荷信息vsum和电荷控制信号vcomp，并将电荷信息vsum和电荷控制信号vcomp进行比较以产生第一开关驱动信号；测量开关单元12中开关元件的开关周期Ts或开关频率fs，利用开关周期Ts或开关频率fs对电荷控制信号vcomp进行频率补偿以得到一间歇控制信号vc，其中，间歇控制信号vcomp与谐振变换器100的输出电流io一一对应；获取谐振变换器100的间歇阈值，并将间歇控制信号vc与间歇阈值进行比较以输出一使能信号EN；根据第一开关驱动信号和使能信号EN产生第二开关驱动信号vgs1、vgs2以控制开关单元12中开关元件的动作。
电荷检测单元20例如可包括电荷采样电路21以及斜坡补偿电路22。其中，电荷采样电路21的输入端是连接到谐振腔13，电荷采样电路21用于对谐振腔13的电荷信息进行隔离采样。斜坡补偿电路22用于对电荷采样电路21输出的电荷信息进行斜坡补偿以获得一补偿后总电压vsum，补偿后总电压vsum被输送至控制单元30的比较模块314，并与电荷控制信号vcomp进行比较以输出一比较信号vsingle。
控制单元30例如可包括运算模块31、控制模块32、比较模块33、PWM产生模块34、捕获模块35、频率补偿模块36以及间歇控制模块37。其中，输出电压检测单元的输出端连接到运算模块31。运算模块31例如可包含减法器，数字化的输出电压vo与参考输出电压vref经运算模块31做减法运算后得到误差结果ve并输出至控制模块32，通过将参考输出电压vref和输出电压vo进行运算以实现输出电压vo等于参考输出电压vref的控制目标。控制模块32例如可包含比例积分器，其中输送至控制模块32的误差结果ve进行比例积分运算后输出电荷控制信号vcomp至比较模块33。比较模块33例如为一比较器，该比较器包含一输入正端、一输入负端及一输出端，其中电荷控制信号vcomp被输送至比较器的输入负端，电荷检测单元20输出的补偿后总电压vsum被输送至比较器的输入正端，比较器将补偿后总电压vsum和电荷控制信号vcomp做比较运算并于其输出端输出比较信号vsingle，比较信号vsingle作为逻辑触发信号被输送至PWM产生模块34，PWM产生模块34根据比较信号vsingle改变其计数方向而产生开关控制信号S(图中未标示)，开关控制信号S在经过放大之后PWM产生模块34输出第一开关驱动信号(例如vgs1’、vgs2’)。捕获模块35的输入端连接到PWM产生模块34，对PWM产生模块34输出的第一开关驱动信号的驱动脉冲进行开关周期Ts或开关频率fs的测量，测出的开关周期Ts或开关频率fs被输送至频率补偿模块36，频率补偿模块36用于根据测出的开关周期Ts或开关频率fs对电荷控制信号vcomp进行频率补偿以产生间歇控制信号vc。间歇控制信号vc被输送至间歇控制模块37并与一上限间歇阈值vcTH和一下限间歇阈值vcTL进行比较，比较产生的使能信号EN用来控制第一开关驱动信号的阻断和导通，即使能信号EN和第一开关驱动信号(例如vgs1’、vgs2’)进行与运算后产生第二开关驱动信号(例如vgs1、vgs2)并被输送至开关单元12中以对相对应的开关元件Q1、Q2执行相应的动作，进而控制谐振变换器100的功率传递，实现被控支路的电荷控制。
下面将结合图1～图3，详细说明本发明的谐振变换器100进行电荷控制的控制方法。
在本发明中，谐振变换器100采用电荷控制最主要的环节是获取谐振变换器100的电荷信息vsum(例如可为图2、3中的补偿后的总电压)，当该电荷信息vsum与电荷控制信号vcomp相等时，可进一步使控制单元30输出开关驱动信号以控制开关单元12中的开关元件执行相应的动作，从而实现功率控制。
如图2所示，其示出了本发明的谐振变换器的电荷检测电路的第一实施例的电路结构。谐振腔电流ir通过串联在谐振腔13中的电流互感器CT取出，并转换成电流互感器CT副边的电压信号vs，该电压信号vs通过跨导为α的压控电流源转成积分电流，并在积分电容Ci上得到积分电压vi，从而完成谐振腔电荷信息的隔离采样和积分。
在本发明的一些实施例中，积分电容Ci有一个开关管SW和其并联用于放电复位。开关管SW可根据一触发信号res触发以执行导通或断开的动作。
在本发明中，为了提高控制稳定性，还加入了斜坡补偿，由斜坡电压Vbias通过电阻Ri为积分电容Ci线性充电，积分电容Ci上的斜坡补偿电压vramp和积分电容电压vi之和即补偿后的总电压vsum(也即电荷信息)输入控制单元30的比较模块33。当补偿后的总电压vsum达到与电压外环的电荷控制信号相等时，可进一步使控制单元30输出开关驱动信号以控制开关单元中相应的开关元件执行相应的动作，从而实现功率控制。
本发明的谐振变换器的第一实施例的电荷检测单元通过电流互感器CT实现了谐振腔电流的积分，完成了谐振腔电荷信息的隔离采样和积分，其适用拓扑范围宽，同时有利于控制单元和被控支路输出共地，减少其他变量的隔离采样器件，减少采样成本。
如图3所示，其示出了本发明的谐振变换器的电荷检测电路的第二实施例的电路结构，与第一实施例的不同之处在于：电荷检测单元20采用谐振电容电压分压形式。在本实施例中，电荷检测单元20包括电荷采样电路21’和斜坡补偿电路22’。其中，电荷采样电路21’的输入端是连接到被控支路的谐振腔13，电荷采样电路21可用于对谐振腔13的谐振电容电压进行电容分压以获得一电容电压采样分压vi’。斜坡补偿电路22用于对电容电压采样分压vi’进行斜坡补偿以获得一补偿后总电压vsum，补偿后总电压vsum被输送至控制单元30的比较模块33。
本实施例依然遵从电荷控制的基本原理：当该电荷信息到达一定阈值时，可进一步使控制单元30输出开关驱动信号以控制开关单元中相应的开关元件执行相应的动作，从而实现功率控制。与本发明的电荷检测电路的第一实施例不同点在于，谐振腔电荷信息的获取是直接通过电容分压得到，同样地，为了提高控制稳定性，本实施例也加入了斜坡补偿，由斜坡电压Vbias通过电阻Ri为斜坡补偿电容Ci线性充电，斜坡补偿电容Ci上的斜坡补偿电压vramp和电容电压采样分压vi’之和即为补偿后总电压vsum输入比较模块。当补偿后总电压vsum达到与电压外环的电荷控制信号相等时，可进一步使控制单元30输出开关驱动信号以控制开关单元中相应的开关元件执行相应的动作，从而实现功率控制。
在本发明的第二实施例中，谐振腔电荷的获取是直接通过电容分压得到，适用于半桥拓扑结构，采样方式简单、器件成本低。
本发明基于上述电荷控制方法，对谐振变换器100的电荷控制信号vcomp进行频率补偿，使得输入平均电流iinave和间歇控制信号vc不再受开关频率fs影响，呈一一对应关系。鉴于此，本发明使用间歇控制信号vc来表征负载信息，并通过检测开关频率和输出电压vo获取间歇控制信号vc，并将间歇控制信号vc与间歇阈值进行比较，以使谐振变换器在正常工作模式和间歇工作模式之间进行切换，从而使谐振变换器的平均有效开关频率降低，以此提高轻载工况下的效率。
如图5所示，其示出了本发明的谐振变换器的间歇模式控制方法的流程，并结合图1、图4，本发明的谐振变换器的间歇模式控制方法500包括：
步骤S501、获取谐振变换器100的谐振腔13的电荷信息vsum以及电荷控制信号vcomp，并将电荷信息vsum以及电荷控制信号vcomp进行比较以输出第一开关驱动信号；
步骤S502、测量开关单元12中开关元件的开关周期Ts或开关频率fs，利用开关周期Ts或开关频率fs对谐振变换器100的电荷控制信号vcomp进行频率补偿以得到一间歇控制信号vc，其中，间歇控制信号vc与谐振变换器100的输出电流io一一对应；
步骤S503、获取谐振变换器100的间歇阈值，将间歇阈值与间歇控制信号vc进行比较以输出一使能信号EN；
步骤S504、根据第一开关驱动信号及使能信号EN输出第二开关驱动信号以控制开关单元12中开关元件的动作。
如图6所示，其示出了本发明的谐振变换器的电荷检测单元的第一实施例在5％负载情况下轻载间歇模式工作的主要波形。如图7所示，其示出了本发明的谐振变换器的电荷检测单元的第一实施例从正常工作模式切换到间歇工作模式的快速暂态响应波形。从图6中可以看出，在所述的间歇控制的工作模式下，输出电压的波动很小，从图7中可以看出，采用所述的间歇控制方法，在从正常工作模式切换到间歇工作模式时动态响应快，调节时间短，且谐振腔电流和输出电压都未出现过冲现象，因此可以实现平滑快速的调节过程。
在本发明的一些实施例中，如图1所示，间歇阈值可包括上限间歇阈值vcTH和下限间歇阈值vcTL，上限间歇阈值vcTH和下限间歇阈值vcTL可通过以下方式获取：
预先设定输出电流io的上限电流阈值IoTH和下限电流阈值IoTL；
获取输入电压vg、输出电压vo、上限电流阈值IoTH以及下限电流阈值IoTL，并根据前述间歇控制信号的计算公式获取间歇控制信号vc的上限间歇阈值vcTH和下限间歇阈值vcTL。
进一步地，如图1所示，在本发明的一些实施例中，间歇控制模块37包括第一比较器CMP1、第二比较器CMP2以及一RS触发器，其中，间歇控制信号vc分别被输送至第一比较器CMP1的输入正端和第二比较器CMP2的输入负端，上限间歇阈值vcTH被输送至第一比较器CMP1的输入负端，下限间歇阈值vcTL被输送至第二比较器CMP2的输入正端，第一比较器CMP1和第二比较器CMP2的输出端分别连接至RS触发器，且RS触发器的输出端输出使能信号EN，其中，上限间歇阈值vcTH大于下限间歇阈值vcTL，当间歇控制信号vc从下限间歇阈值vcTL上升到上限间歇阈值vcTH的期间内，使能信号EN为低电平，控制开关单元12中开关元件均处于关断状态；当间歇控制信号vc从上限间歇阈值vcTH下降到下限间歇阈值vcTL的期间内，使能信号EN为高电平，则根据第一开关驱动信号相应控制开关单元12中所述开关元件的动作。其中，间歇控制信号vc从下限间歇阈值vcTL上升到上限间歇阈值vcTH例如可为间歇控制信号vc先下降后又上升至上限间歇阈值vcTH；间歇控制信号vc从上限间歇阈值vcTH下降到下限间歇阈值vcTL例如可为间歇控制信号vc先上升后又下降至下限间歇阈值vcTL。即当负载由重逐渐变轻，间歇控制信号vc下降到小于下限间歇阈值vcTL时，谐振变换器100由正常工作模式进入间歇工作模式，如图4所示。当负载由轻逐渐变重，间歇控制信号vc上升到大于上限间歇阈值vcTH时，谐振变换器100由间歇工作模式进入正常工作模式，如图4所示。其中，间歇控制信号vc是周期性计算并且与上限间歇阈值vcTH和下限间歇阈值vcT进行比较。
在本发明中，除了电荷检测单元外，控制单元的所有部分都可数字控制器通过软件算法实现。并且，数字控制器除了实现本发明的上述功能之外，还可以实现其它功能，例如包括但不限于前馈控制系数的计算等。
本发明提供的电荷控制的谐振变换器的轻载间歇控制方法，可以避免使用传统控制方法的动态性能较差或者对采样的要求较高的弊端，通过间歇控制信号监视负载来实现间歇功能，从而降低轻载时的开关损耗并实现更宽的输出电压调节范围，以及实现谐振变换器间歇模式和正常模式之间切换时快速的暂态响应。
以上具体地示出和描述了本发明的示例性实施方式。应该理解，本发明不限于所公开的实施方式，相反，本发明意图涵盖包含在所附权利要求的精神和范围内的各种修改和等效布置。

Claims (23)

1.一种谐振变换器的控制方法，所述谐振变换器包括变压器，所述变压器的一次侧通过被控支路接收一输入电压，所述变压器的二次侧通过整流支路输出一输出电压，所述被控支路包括开关单元和谐振腔，所述开关单元通过所述谐振腔连接至所述变压器，其特征在于，所述控制方法包括：
获取所述谐振腔的电荷信息和电荷控制信号，并将所述电荷信息和所述电荷控制信号进行比较以产生第一开关驱动信号；
测量所述开关单元中开关元件的开关周期或开关频率，利用所述开关周期或所述开关频率对所述电荷控制信号进行频率补偿以得到一间歇控制信号，其中，所述间歇控制信号与所述谐振变换器的输出电流一一对应；
获取所述谐振变换器的间歇阈值，并将所述间歇控制信号与所述间歇阈值进行比较以输出一使能信号；
根据所述第一开关驱动信号和所述使能信号产生第二开关驱动信号以控制所述开关单元中所述开关元件的动作。
2.根据权利要求1所述的谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述获取所述谐振腔的电荷信息包括：
获取所述被控支路的所述谐振腔的电流；
对所述谐振腔的电流通过积分电容进行积分以获得一积分电压；
对所述积分电压进行斜坡补偿以获得一补偿后总电压。
3.根据权利要求1所述的谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述获取所述谐振腔的电荷信息包括：
获取所述被控支路的所述谐振腔的谐振电容的电压；
对所述谐振电容的电压进行分压以获得一采样分压；
对所述采样分压进行斜坡补偿以获得一补偿后总电压。
4.根据权利要求1所述的谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述获取所述谐振腔的电荷控制信号包括：
获取所述谐振变换器的所述输出电压，并对所述谐振变换器的参考输出电压进行设置；
对所述参考输出电压和所述输出电压进行减法运算和比例积分运算后得到所述电荷控制信号。
5.根据权利要求1所述的谐振变换器的控制方法，其特征在于，当所述电荷信息和所述电荷控制信号相等时产生所述第一开关驱动信号。
6.根据权利要求1所述的谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述间歇控制信号vc的计算公式为：
其中，fs为开关频率，Fr为谐振频率，fn为归一化的开关频率，vcomp为所述电荷控制信号。
7.根据权利要求1所述的谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述间歇阈值vcT的计算公式为：
其中，vg为所述输入电压，vo为所述输出电压，io为所述输出电流，Ci为积分电容，Fr为谐振频率，Ks为所述谐振腔电流采样电路的增益，Iramp为斜坡补偿电流。
8.根据权利要求7所述的谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述间歇阈值包括上限间歇阈值和下限间歇阈值，所述获取所述谐振变换器的间歇阈值包括：
预先设定所述输出电流的上限电流阈值和下限电流阈值；
获取所述输入电压、所述输出电压、所述上限电流阈值以及所述下限电流阈值，并根据所述间歇阈值的计算公式分别获取所述上限间歇阈值和所述下限间歇阈值。
9.根据权利要求1所述的谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述间歇阈值包括上限间歇阈值和下限间歇阈值，所述将所述间歇控制信号与间歇阈值进行比较以输出一使能信号包括：
当所述间歇控制信号从所述下限间歇阈值上升到所述上限间歇阈值的期间内，所述使能信号为低电平；
当所述间歇控制信号从所述上限间歇阈值下降到所述下限间歇阈值的期间内，所述使能信号为高电平。
10.根据权利要求9所述的谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述根据所述第一开关驱动信号和所述使能信号产生第二开关驱动信号以控制所述开关单元中所述开关元件的动作包括：
当所述使能信号为低电平时，所述开关单元中所述开关元件均处于关断状态。
当所述使能信号为高电平时，根据所述第一开关驱动信号相应控制所述开关单元中所述开关元件的动作。
11.根据权利要求8所述的谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述间歇控制信号是周期性计算并且与所述上限间歇阈值和所述下限间歇阈值进行比较。
12.根据权利要求1所述的谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述谐振变换器为LLC谐振变换器。
13.一种谐振变换器，所述谐振变换器包括变压器，所述变压器的一次侧通过被控支路接收一输入电压，所述变压器的二次侧通过整流支路输出一输出电压，所述被控支路包括开关单元和谐振腔，所述开关单元通过所述谐振腔连接至所述变压器，其特征在于，所述谐振变换器还包括：
输入电压检测单元，被配置为用于检测所述输入电压；
输出电压检测单元，被配置为用于检测所述输出电压；
电荷检测单元，被配置为用于检测所述谐振腔的电荷信息；以及
控制单元，被配置为用于执行：
获取所述谐振腔的电荷信息和电荷控制信号，并将所述电荷信息和所述电荷控制信号进行比较以产生第一开关驱动信号；
测量所述开关单元中开关元件的开关周期或开关频率，利用所述开关周期或所述开关频率对所述电荷控制信号进行频率补偿以得到一间歇控制信号，其中，所述间歇控制信号与所述谐振变换器的输出电流一一对应；
获取所述谐振变换器的间歇阈值，并将所述间歇控制信号与所述间歇阈值进行比较以输出一使能信号；
根据所述第一开关驱动信号和所述使能信号产生第二开关驱动信号以控制所述开关单元中所述开关元件的动作。
14.根据权利要求13所述的谐振变换器，其特征在于，所述电荷检测单元包括：
电荷采样电路，所述电荷采样电路的输入端连接到所述被控支路的所述谐振腔，用于对所述谐振腔的谐振腔电流通过积分电容进行积分以获得一积分电压；
斜坡补偿电路，与所述电荷采样电路的所述积分电容相连接，用于对所述积分电压进行斜坡补偿以获得一补偿后总电压，所述补偿后总电压被输送至所述控制单元。
15.根据权利要求13所述的谐振变换器，其特征在于，所述电荷检测单元包括：
电荷采样电路，所述电荷采样电路的输入端连接到所述被控支路的所述谐振腔，用于对所述谐振腔的谐振电容的电压进行分压以获得一采样分压；
斜坡补偿电路，与所述电荷采样电路的分压电容相连接，用于对所述采样分压进行斜坡补偿以获得一补偿后总电压，所述补偿后总电压被输送至所述控制单元。
16.根据权利要求13所述的谐振变换器，其特征在于，所述控制单元包括：运算模块、控制模块、比较模块以及PWM产生模块，其中，所述输出电压检测单元的输出端连接到所述运算模块，所述运算模块被配置为根据所述谐振变换器的参考输出电压和所述输出电压产生一误差结果并输出至所述控制模块，所述控制模块被配置为对所述误差结果进行比例积分运算并输出所述电荷控制信号至所述比较模块，所述比较模块被配置为根据所述谐振腔的所述电荷信息和所述电荷控制信号输出一比较信号至所述PWM产生模块，所述PWM产生模块被配置为根据所述比较信号输出所述第一开关驱动信号。
17.根据权利要求16所述的谐振变换器，其特征在于，所述比较模块和所述PWM产生模块被配置为当所述电荷信息和所述电荷控制信号相等时产生所述第一开关驱动信号。
18.根据权利要求16所述的谐振变换器，其特征在于，所述控制单元还包括：捕获模块、频率补偿模块以及间歇控制模块，其中，所述捕获模块的输入端连接到所述PWM产生模块，所述捕获模块被配置为对所述第一开关驱动信号的所述开关周期或所述开关频率进行测量并输送至所述频率补偿模块，所述频率补偿模块被配置为根据所述开关周期或所述开关频率对所述电荷控制信号进行频率补偿以产生所述间歇控制信号并输送至所述间歇控制模块，所述间歇控制模块被配置为将所述间歇控制信号与所述间歇阈值进行比较以输出所述使能信号。
19.根据权利要求13所述的谐振变换器，其特征在于，所述间歇阈值包括上限间歇阈值和下限间歇阈值，所述间歇控制模块被配置为执行：
预先设定所述输出电流的上限电流阈值和下限电流阈值；
根据所述输入电压、所述输出电压、所述上限电流阈值以及所述下限电流阈值，分别获取所述间歇控制信号的所述上限间歇阈值和所述下限间歇阈值。
20.根据权利要求19所述的谐振变换器，其特征在于，所述间歇控制模块包括第一比较器、第二比较器以及一RS触发器，其中，所述间歇控制信号分别被输送至所述第一比较器的输入正端和所述第二比较器的输入负端，所述上限间歇阈值被输送至所述第一比较器的输入负端，所述下限间歇阈值被输送至所述第二比较器的输入正端，所述第一比较器和所述第二比较器的输出端分别连接至所述RS触发器，且所述RS触发器的输出端输出所述使能信号，其中，所述第一比较器、所述第二比较器以及所述RS触发器被配置为：
当所述间歇控制信号从所述下限间歇阈值上升到所述上限间歇阈值的期间内，所述使能信号为低电平；
当所述间歇控制信号从所述上限间歇阈值下降到所述下限间歇阈值的期间内，所述使能信号为高电平。
21.根据权利要求20所述的谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述根据所述第一开关驱动信号和所述使能信号产生第二开关驱动信号以控制所述开关单元中所述开关元件的动作包括：
当所述使能信号为低电平时，所述开关单元中所述开关元件均处于关断状态。
当所述使能信号为高电平时，根据所述第一开关驱动信号相应控制所述开关单元中所述开关元件的动作。
22.根据权利要求19所述的谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述间歇控制信号是周期性计算并且与所述上限间歇阈值和所述下限间歇阈值进行比较。
23.根据权利要求13所述的谐振变换器，其特征在于，所述谐振变换器为LLC谐振变换器。
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