CN117040249A - 一种应用于dc/dc转换器的自适应导通时间产生电路 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种应用于DC/DC转换器的自适应导通时间产生电路，该电路包括输入电压转换模块、SW电压转换模块、电压比较模块、电容C1以及开关管MQ。自适应导通时间产生电路的主要作用是根据输入输出电压的值，产生控制功率管导通时间的信号，以保证DC/DC转换器在正常工作时，开关频率不受到输入输出电压变化的影响。输入电压Vin经过输入电压转换模块转换为电流为电容C1充电，SW电压Vsw经过SW电压转换模块转换为一固定电压，两个电压通过电压比较模块进行比较得到控制DC/DC转换器中功率管开关的信号。

Description

一种应用于DC/DC转换器的自适应导通时间产生电路
技术领域
本发明属于集成电路领域，具体涉及一种应用于DC/DC转换器的自适应导通时间产生电路。
背景技术
BUCK型DC/DC开关转换器的控制模式包括电压控制模式和电流控制模式。电压控制模式是PWM调制模式下的一种工作模式，通过采样输出电压作为环路控制的检测信号，其等效拓扑如图1所示：反馈电压VFB由电阻R1、R2对转换器的输出电压分压得到，接在误差放大器EA的反向端，EA正向端接基准模块输出的基准电压Vref，VFB与Vref差值经EA放大输出VC，VC与频率恒定的锯齿波Vramp比较，Vramp由振荡器OSC产生，最后输出方波信号Vctr给驱动转换器Driver中的功率管Mn。
电流控制模式是在电压控制模式的基础上发展来的，在采样转换器输出电压Vout的同时采样电感L的电流，将电感电流引入到反馈环路中，实现对输出电压Vout、电感电流的反馈控制，构成电压和电流的双环路控制。峰值电流是电流控制常用的控制模式，其等效拓扑如图2所示。输出电压采样过程同电压控制模式，反馈电压VFB与基准电压Vref由EA误差放大输出VC，通过电阻Rsense和电流检测电路实现对电感电流IL的检测，输出电压信号Vsense，Vsense和由振荡器OSC产生的Vramp相叠加产生一个电压信号Vsum，Vsum和VC相比较输出Vctr作为转换器的功率管的驱动信号。
上述电压控制模式和电流控制模式的DC/DC转换器的都需要环路补偿电路使其能够在输入电压很大范围内实现稳定的操作，并且必须根据不同的功率级对电路进行重新设计。此外，这两种控制模式都依赖高性能的误差放大器，这会降低芯片在轻载工作时的效率。
为了实现高的轻载效率，恒定导通时间控制模式应运而生。恒定导通时间控制模式是指系统导通时间T0N为定值并且关断时间TOFF可调的一种工作模式，其开关频率可调，是一种变频控制模式。图3是一种现有的恒定导通时控电路，主要由基准模块、误差放大器EA、SR触发器、恒定导通时间定时器(Constant On Timer)、驱动电路组成。图4是现有的恒定导通时间控制电路的关键控制信号波形。该恒定导通时控制电路的工作原理是：当采样电压VFB小于基准电压Vref时，EA输出VC为高电平，SR触发器输出Vctr为低电平，该信号触发定时器电路开始工作，功率管M1导通，定时器电路开始计时，当计时结束，定时器电路输出高电平，SR触发器置零，输出Vctr为高电平，功率管Mn关断，待SR触发器输出Vctr再次为低电平时导通。因此可知在恒定导通时间控制模式下输入电压Vin，输出电压Vout、导通时间TON、开关频率fSW之间的关系满足下式：
其中fsw表示开关频率。
将上式等效为：
由上式可以看出，图3所示恒定导通时间控制电路的导通时间TON恒定，当输入、输出电压一定时，开关频率为一定值。然而，虽然由导通时间定时器决定导通时间TON，其响应速度快，不需要斜率补偿电路，但当输入、输出电压变化时，开关频率fsw就会波动较大，因此基于这种恒定导通时间控制电路的DC/DC转换器对电磁干扰的抗干扰性能较差。
发明内容
为了解决现有技术中所存在的上述问题，本发明提供了应用于DC/DC转换器的自适应导通时间产生电路。
本发明要解决的技术问题通过以下技术方案实现：
一种应用于DC/DC转换器的自适应导通时间产生电路，包括：输入电压转换模块、SW电压转换模块、电压比较模块、电容C1以及开关管MQ；
所述输入电压转换模块，用于将DC/DC转换器的输入电压转换为与所述输入电压成正比的采样电流，以通过所述采样电流为电容C1充电；
所述开关管MQ与电容C1并联，该开关管MQ用于响应于开启信号打开，以控制电容C1进行放电；
所述SW电压转换模块，用于将DC/DC转换器中SW节点处的电压转换为恒定电压；所述SW节点是DC/DC转换器的开关节点；所述恒定电压等于所述SW节点输出高电平时的电压；
所述电压比较模块，用于比较所述恒定电压与电容C1的充电端电压，以在所述充电端电压等于DC/DC转换器的输出电压时，输出关断信号；所述关断信号用于关断DC/DC转换器中的功率管；所述关断信号和所述开启信号的电平相反；
所述DC/DC转换器的导通时间为：从电容C1开始充电直至所述电压比较模块输出所述关断信号所花费的时长。
在一个实施例中，所述输入电压转换模块，包括：PMOS管P1、PMOS管P2、PMOS管P3、PMOS管P4、PMOS管P5、NMOS管N1、运算放大器A1以及电阻R1；
其中，PMOS管P1的源极、PMOS管P1的源极以及PMOS管P1的源极均接电源电压，PMOS管P1的栅极接PMOS管P1的漏极，PMOS管P1的漏极接PMOS管P4的源极，PMOS管P2的栅极接PMOS管P2的漏极和PMOS管P3的栅极；PMOS管P2的漏极接NMOS管N1的漏极，PMOS管P3的漏极接PMOS管P5的源极，PMOS管P4的漏极接偏置电流，PMOS管P4的栅极接PMOS管P5的栅极，运算放大器A1的正输入端通过分压电阻连接所述输入电压，运算放大器A1的输出端接NMOS管N1的栅极，NMOS管N1的源极接电阻R1的第一端和运算放大器A1的负输入端，电阻R1的第二端接地，PMOS管P5的漏极输出所述采样电流。
在一个实施例中，所述SW电压转换模块，包括：电阻R2、电阻R3、电阻R4、电容C2、电容C3、运算放大器A2；
其中，电阻R2的第一端接所述SW节点处的电压，第二端接电阻R3的第一端、电容C2的第一端以及电阻R4的第一端，电阻R3的第二端接地，电容C2的第二端接地，电阻R4的第二端接电容C3的第一端以及运算放大器A2的正输入端，电容C3的第二端接地，运算放大器A2的输出端输出所述恒定电压，运算放大器A2的负输入端接所述恒定电压。
在一个实施例中，所述电压比较模块，包括：PMOS管P6、PMOS管P7、PMOS管P8、PMOS管P9、PMOS管P10、PMOS管P11、PMOS管P12、PMOS管P13、NMOS管N2、NMOS管N3、NMOS管N4、电阻R5以及电阻R6；
其中，PMOS管P6的源极、PMOS管P7的源极、PMOS管P10的源极以及PMOS管P11的源极均接电源电压，PMOS管P6的栅极接PMOS管P6的漏极和PMOS管P7的栅极，PMOS管P6的漏极接PMOS管P8的源极，PMOS管P8的栅极接PMOS管P8的漏极和PMOS管P9的栅极，PMOS管P8的漏极接NMOS管N2的漏极，NMOS管N2的栅极接使能信号，所述使能信号在有所述输入电压时有效，NMOS管N2的源极接偏置电流，PMOS管P7的漏极接PMOS管P9的源极，PMOS管P9的漏极接PMOS管P12的源极和PMOS管P13的源极，PMOS管P12的栅极接所述恒定电压，PMOS管P12的漏极接电阻R5的第一端和NMOS管N4的栅极，电阻R5的第二端接地，PMOS管P13的栅极接所述充电端电压，PMOS管P13的漏极接电阻R6的第一端和NMOS管N3的栅极，电阻R6的第二端接地，PMOS管P10的栅极接PMOS管P10的漏极和PMOS管P11的栅极，PMOS管P10的漏极接NMOS管N3的漏极，PMOS管P11的漏极接NMOS管N4的漏极，并输出所述关断信号，NMOS管N3的源极和NMOS管N4的源极均接地。
在一个实施例中，通过改变电容C1的容值调节所述自适应导通时间产生电路的开关频率。
在一个实施例中，所述自适应导通时间产生电路应用于BUCK型DC/DC转换器。
本发明提供的应用于DC/DC转换器的自适应导通时间产生电路中，输入电压转换模块将输入电压转换为采样电流，该采样电流用于为电容C1充电；SW电压转换模块将DC/DC转换器中SW节点处的电压转换为恒定电压，电压比较模块比较恒定电压与电容C1的充电端电压，从而在充电端电压等于DC/DC转换器的输出电压时，输出关断信号来关断DC/DC转换器中的功率管。由此，DC/DC转换器的导通时间为从电容C1开始充电直至电压比较模块输出关断信号所花费的时长，不受DC/DC转换器的输入输出电压影响，因此具有较高的频率稳定性。
此外，本发明提供的该自适应导通时间产生电路的结构简单，设计复杂度低，只需通过调节电容C1的容值即可灵活调节DC/DC转换器的开关频率、
以下将结合附图及对本发明做进一步详细说明。
附图说明
图1是一种现有的电压控制模式的DC/DC开关转换器的等效拓扑；
图2是一种现有的峰值电流控制模式的DC/DC开关转换器的等效拓扑；
图3是一种现有的恒定导通时控电路的电路图；
图4是图3所示恒定导通时控电路的关键控制信号波形；
图5是本发明实施例提供的一种应用于DC/DC转换器的自适应导通时间产生电路的结构示意图；
图6(a)是可应用于图5所示自适应导通时间产生电路的一种输入电压转换模块的电路图；
图6(b)是可应用于图5所示自适应导通时间产生电路的另一种输入电压转换模块的电路图；
图7是可应用于图5所示自适应导通时间产生电路的一种SW电压转换模块的电路图；
图8(a)是可应用于图5所示自适应导通时间产生电路的一种电压比较模块的电路图；
图8(b)是可应用于图5所示自适应导通时间产生电路的另一种电压比较模块的电路图；
图8(c)是可应用于图5所示自适应导通时间产生电路的又一种电压比较模块的电路图；
图9中示出了本发明实施例提供的自适应导通时间产生电路的关键控制信号波形。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明做进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。
为了提高DC/DC转换器的开关频率的稳定性，本发明实施例提供了一种应用于DC/DC转换器的自适应导通时间产生电路，如图5所示，该电路包括：输入电压转换模块、SW电压转换模块、电压比较模块、电容C1以及开关管MQ。
其中，输入电压转换模块，用于将DC/DC转换器的输入电压Vin转换为与Vin成正比的采样电流I0，以通过该采样电流I0为电容C1充电。
开关管MQ与电容C1并联，该开关管MQ用于响应于开启信号Q打开，以控制电容C1进行放电。
SW电压转换模块，用于将DC/DC转换器中SW节点处的电压VSW转换为恒定电压V0；该SW节点是DC/DC转换器的开关节点；该恒定电压V0等于该SW节点输出高电平时的电压；
电压比较模块，用于比较恒定电压V0与电容C1的充电端电压V1，以在充电端电压V1等于DC/DC转换器的输出电压时，输出关断信号DETON；该关断信号用于关断DC/DC转换器中的功率管；该关断信号DETON和上述开启信号Q的电平相反；实际中可以将DETON经过一个反相器后连接给开关管MQ的栅极作为开启信号Q。
DC/DC转换器的导通时间为：从电容C1开始充电直至电压比较模块输出关断信号DETON所花费的时长。
本发明实施例提供的应用于DC/DC转换器的自适应导通时间产生电路中，输入电压转换模块将输入电压转换为采样电流，该采样电流用于为电容C1充电；SW电压转换模块将DC/DC转换器中SW节点处的电压转换为恒定电压，电压比较模块比较恒定电压与电容C1的充电端电压，从而在充电端电压等于DC/DC转换器的输出电压时，输出关断信号来关断DC/DC转换器中的功率管。由此，DC/DC转换器的导通时间为从电容C1开始充电直至电压比较模块输出关断信号所花费的时长，不受DC/DC转换器的输入输出电压影响，因此具有较高的频率稳定性。
在一个实施例中，如图6(a)所示，输入电压转换模块，可以包括：PMOS管P1、PMOS管P2、PMOS管P3、PMOS管P4、PMOS管P5、NMOS管N1、运算放大器A1以及电阻R1。
其中，PMOS管P1的源极、PMOS管P1的源极以及PMOS管P1的源极均接电源电压VCC，PMOS管P1的栅极接PMOS管P1的漏极，PMOS管P1的漏极接PMOS管P4的源极，PMOS管P2的栅极接PMOS管P2的漏极和PMOS管P3的栅极；PMOS管P2的漏极接NMOS管N1的漏极，PMOS管P3的漏极接PMOS管P5的源极，PMOS管P4的漏极接偏置电流I1，PMOS管P4的栅极接PMOS管P5的栅极；运算放大器A1的正输入端通过分压电阻连接输入电压，该分压电阻即是图5中的电阻R1，图6(a)中仅示出了经过该分压电阻的分压后得到的电压VI；运算放大器A1的输出端接NMOS管N1的栅极，NMOS管N1的源极接电阻R1的第一端和运算放大器A1的负输入端，电阻R1的第二端接GND，PMOS管P5的漏极输出采样电流I0。
本发明实施例中，根据电阻/电容两端电压的高低对其两端进行命名，命名原则是：第一端的电压比第二端的电压高。
在一个实施例中，如图6(b)所示，输入电压转换模块，可以包括：PMOS管P21、PMOS管P22、PMOS管P23、PMOS管P24、PMOS管P25、PMOS管P26、PMOS管P27、PMOS管P28、运算放大器A21、NMOS管N21以及电阻R21；
其中，PMOS管P21的源极、PMOS管P23的源极、PMOS管P24的源极、PMOS管P25的源极以及PMOS管P26的源极均接电源电压VCC，PMOS管P21的栅极接漏极，PMOS管P21的漏极接PMOS管P22的源极，PMOS管P22的栅极接PMOS管P27的栅极和PMOS管P28的栅极，PMOS管P22的漏极接偏置电流I1，PMOS管P23的栅极接使能信号ENP，该使能信号ENP在有输入电压Vin时有效；PMOS管P23的漏极接PMOS管P24的漏极，PMOS管P24的栅极接PMOS管P24的漏极、PMOS管P25的栅极以及PMOS管P26的栅极，PMOS管P24的漏极接NMOS管N21的漏极，PMOS管P25的漏极接PMOS管P27的源极，PMOS管P26的漏极接PMOS管P28的源极，PMOS管P27的漏极接PMOS管P28的漏极，运算放大器A21的正输入端接电压VI，运算放大器A21的输出端接NMOS管N21的栅极，NMOS管N21的漏极接电阻R21的一端和运算放大器A21的负输入端，电阻R21的另一端接GND，PMOS管P27的漏极和PMOS管P28的漏极连接在一起，输出采样电流I0。
在一个实施例中，如图7所示，SW电压转换模块，可以包括：电阻R2、电阻R3、电阻R4、电容C2、电容C3、运算放大器A2。
其中，电阻R2的第一端接SW节点处的电压VSW，第二端接电阻R3的第一端、电容C2的第一端以及电阻R4的第一端，电阻R3的第二端接GND，电容C2的第二端接GND，电阻R4的第二端接电容C3的第一端以及运算放大器A2的正输入端，电容C3的第二端接GND，运算放大器A2的输出端输出恒定电压V0，运算放大器A2的负输入端接恒定电压V0。
在一个实施例中，如图8(a)所示，电压比较模块，包括：PMOS管P6、PMOS管P7、PMOS管P8、PMOS管P9、PMOS管P10、PMOS管P11、PMOS管P12、PMOS管P13、NMOS管N2、NMOS管N3、NMOS管N4、电阻R5以及电阻R6。
其中，PMOS管P6的源极、PMOS管P7的源极、PMOS管P10的源极以及PMOS管P11的源极均接电源电压VCC，PMOS管P6的栅极接PMOS管P6的漏极和PMOS管P7的栅极，PMOS管P6的漏极接PMOS管P8的源极，PMOS管P8的栅极接PMOS管P8的漏极和PMOS管P9的栅极，PMOS管P8的漏极接NMOS管N2的漏极，NMOS管N2的栅极接使能信号ENP，该使能信号ENP在有输入电压Vin时有效，NMOS管N2的源极接偏置电流I1，PMOS管P7的漏极接PMOS管P9的源极，PMOS管P9的漏极接PMOS管P12的源极和PMOS管P13的源极，PMOS管P12的栅极接恒定电压V0，PMOS管P12的漏极接电阻R5的第一端和NMOS管N4的栅极，电阻R5的第二端接GND，PMOS管P13的栅极接充电端电压V1，PMOS管P13的漏极接电阻R6的第一端和NMOS管N3的栅极，电阻R6的第二端接GND，PMOS管P10的栅极接PMOS管P10的漏极和PMOS管P11的栅极，PMOS管P10的漏极接NMOS管N3的漏极，PMOS管P11的漏极接NMOS管N4的漏极，并输出关断信号DETON，NMOS管N3的源极和NMOS管N4的源极均接GND。
在一个实施例中，如图8(b)所示，电压比较模块，可以包括：PMOS管P31、PMOS管P32、PMOS管P33、PMOS管P34、PMOS管P35、PMOS管P36、PMOS管P37、PMOS管P38、PMOS管P39、PMOS管P30、NMOS管N31、NMOS管N32，NMOS管N33、电阻R31、电阻R32、反相器INV1以及反相器INV2；
其中，PMOS管P31的源极、PMOS管P32的源极、PMOS管P33的源极、PMOS管P34的源极、PMOS管P39的源极以及PMOS管P30的源极均接电源电压VCC；PMOS管P31的栅极接第一使能信号ENP0，PMOS管P31的漏极接NMOS管N31的漏极和PMOS管P35的漏极；PMOS管P32的栅极接第一使能信号ENP0，PMOS管P32的漏极接PMOS管P35的源极、PMOS管P33的漏极、PMOS管P33的栅极以及PMOS管P34的栅极；PMOS管P34的漏极接PMOS管P36的源极，PMOS管P36的漏极接PMOS管P37的源极和PMOS管P38的源极，PMOS管P37的栅极接恒定电压V0，PMOS管P38的栅极接充电端电压V1，PMOS管P37的漏极接电阻R31的一端和NMOS管N33的栅极，电阻R31的另一端接GND，PMOS管P38的漏极接电阻R32的一端和NMOS管N32的栅极，电阻R32的另一端接GND，NMOS管N31的栅极接第二使能信号ENP1，NMOS管N31的源极接偏置电流I1，PMOS管P39的栅极接PMOS管P39的漏极和PMOS管P30的栅极，PMOS管P39的漏极接NMOS管N32的漏极，PMOS管P30的漏极接NMOS管N33的漏极和反相器INV1的输入端，INV1的输出端接反相器INV2的输入端，反相器INV2的输出端输出关断信号DETON，NMOS管N32的源极接GND，NMOS管N33的源极接GND。
其中，第二使能信号ENP1和使能信号ENP的信号电平一致，第一使能信号ENP0和使能信号ENP的信号电平相反。
在图8(b)所示的电压比较模块的基础上，本发明实施例还提供了另一种电压比较模块，该电压比较模块具体是将图8(b)中虚线框所框出的差分电路之后串联两个相同的差分电路，该电压比较模块可以确保证电压比较的精度更加准确，以更加精准的控制功率管的开启与关断，满足更多应用。
下面对本发明实施例提供的应用于DC/DC转换器的自适应导通时间产生电路的工作原理进行进一步说明。
以图8(a)中的输入电压转换电路举例来说，当使能信号ENP为低电位时，PMOS管P23管导通，则PMOS管P24、PMOS管P25、PMOS管P26全被短路，电路不能正常工作。当ENP为高电位时，电路正常工作，VI受到运算放大器A21和NMOS管N21的双重作用，保证NMOS管N21的漏极电压值VD1等于VI的电压值，此时流过电阻R21的电流为：
又因为VI是Vin经过电阻R1的分压得到的电压值，即VI＝k×Vin，k为比例系数，同时IR21通过PMOS管P24、PMOS管P25、PMOS管P26、PMOS管P27、PMOS管P28组成的共源共栅电流镜，镜像后PMOS管P28的漏极输出采样电流I0，所以得到的采样电流I0的值为：
其中，g为流经PMOS管P26的电流与流经PMOS管P24的电流之比，由于是电流镜，因此g也等于PMOS管P26和PMOS管P24各自并联的MOS管个数之比；A＝g×k表示该输入电压转换电路的比例系数。该输入电压转换电路输出采样电流I0对电容C1进行充电，NMOS管MQ作为开关管，当其栅极连接的Q为低电平时，NMOS管MQ断开，电容C1开始充电，当Q为高电平，NMOS管MQ导通，电容C1开始放电。
由于VSW为一个周期性变化的方波输出信号，因此VSW有时为高电平输出，有时为低电平输出，所以本发明实施例通过SW电压转换电路将VSW转换为一个固定输出的恒定电压V0，其电压值为VSW高电平输出时的电压值。因此对于图7中的SW电压转换电路来说，由A点看进去到GND的阻抗R’为
其中，S表示S域。
经过整理可得：
A点处的电压值为：
其中，VSW(S)为VSW的拉斯变换，具体为：
其中，TON表示DC/DC转换器中主功率管的导通时间，TSW表示该开关管的关断时间。
由此运算放大器A2的输出电压为：
其中，VA表示为A点处电压值。
将VA、VREF(S)以及VSW(S)的表达式联立，可得：
由拉普拉斯终值定理可以得到运算放大器A2的输出电压VREF的电压值为：
又因为V0作为SW电压转换电路输出到电压比较电路的电压，因此有：
由此可见，SW电压转换电路的输出电压为一个固定值。
图9中示出了本发明实施例提供的自适应导通时间产生电路的关键控制信号波形。随着电容C1两端的电压不断上升，当电容C1两端电压V1小于V0时，电压比较电路输出低电平信号，当电压达到V0时，电压比较电路翻转为高电平信号，控制功率管的关断，从电容C1上的电压开始上升到比较器输出的关断信号翻转时所经历的时间就是DC/DC变换器主功率管的导通时间。因为占空比的公式为：
其中，Vout为DC/DC变换器的输出电压，fs为开关频率。
开关频率与输入输出电压的关系为：
其中的导通时间TON为：
由于Vout与VREF也成比例，故令VREF＝M×Vout，则将D、fs和TON的表达式进行联立，可以得到变换器的开关频率为：
其中，G＝A/M；从上式可以看出，此时变换器的开关频率只与电路时选择的元件参数有关系，即与A、M和C1有关，而与变换器的输入输出电压无关。因此，相比于采用恒定导通时间控制的电路，本发明实施例可以根据输入输出电压自适应的调整，从而提高了变换器的频率稳定性。另一方面，只需要更改A、M和/或C1就可以得到不同的开关频率，增加了电路设计的灵活性。
需要说明的是，术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本公开实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。以下示例性实施例中所描述的实施方式并不代表与本公开相一致的所有实施方式。相反，它们仅是与本公开的一些方面相一致的装置和方法的例子。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例进行接合和组合。
尽管在此结合各实施例对本申请进行了描述，然而，在实施所要求保护的本申请过程中，本领域技术人员通过查看所述附图以及公开内容，可理解并实现所述公开实施例的其他变化。在本发明的描述中，“包括”一词不排除其他组成部分或步骤，“一”或“一个”不排除多个的情况，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。此外,相互不同的实施例中记载了某些措施，但这并不表示这些措施不能组合起来产生良好的效果。
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种应用于DC/DC转换器的自适应导通时间产生电路，其特征在于，包括：输入电压转换模块、SW电压转换模块、电压比较模块、电容C1以及开关管MQ；
所述输入电压转换模块，用于将DC/DC转换器的输入电压转换为与所述输入电压成正比的采样电流，以通过所述采样电流为电容C1充电；
所述开关管MQ与电容C1并联，该开关管MQ用于响应于开启信号打开，以控制电容C1进行放电；
所述SW电压转换模块，用于将DC/DC转换器中SW节点处的电压转换为恒定电压；所述SW节点是DC/DC转换器的开关节点；所述恒定电压等于所述SW节点输出高电平时的电压；
所述电压比较模块，用于比较所述恒定电压与电容C1的充电端电压，以在所述充电端电压等于DC/DC转换器的输出电压时，输出关断信号；所述关断信号用于关断DC/DC转换器中的功率管；所述关断信号和所述开启信号的电平相反；
所述DC/DC转换器的导通时间为：从电容C1开始充电直至所述电压比较模块输出所述关断信号所花费的时长。
2.根据权利要求1所述的自适应导通时间产生电路，其特征在于，所述输入电压转换模块，包括：PMOS管P1、PMOS管P2、PMOS管P3、PMOS管P4、PMOS管P5、NMOS管N1、运算放大器A1以及电阻R1；
其中，PMOS管P1的源极、PMOS管P1的源极以及PMOS管P1的源极均接电源电压，PMOS管P1的栅极接PMOS管P1的漏极，PMOS管P1的漏极接PMOS管P4的源极，PMOS管P2的栅极接PMOS管P2的漏极和PMOS管P3的栅极；PMOS管P2的漏极接NMOS管N1的漏极，PMOS管P3的漏极接PMOS管P5的源极，PMOS管P4的漏极接偏置电流，PMOS管P4的栅极接PMOS管P5的栅极，运算放大器A1的正输入端通过分压电阻连接所述输入电压，运算放大器A1的输出端接NMOS管N1的栅极，NMOS管N1的源极接电阻R1的第一端和运算放大器A1的负输入端，电阻R1的第二端接地，PMOS管P5的漏极输出所述采样电流。
3.根据权利要求1所述的自适应导通时间产生电路，其特征在于，所述SW电压转换模块，包括：电阻R2、电阻R3、电阻R4、电容C2、电容C3、运算放大器A2；
其中，电阻R2的第一端接所述SW节点处的电压，第二端接电阻R3的第一端、电容C2的第一端以及电阻R4的第一端，电阻R3的第二端接地，电容C2的第二端接地，电阻R4的第二端接电容C3的第一端以及运算放大器A2的正输入端，电容C3的第二端接地，运算放大器A2的输出端输出所述恒定电压，运算放大器A2的负输入端接所述恒定电压。
4.根据权利要求1所述的自适应导通时间产生电路，其特征在于，所述电压比较模块，包括：PMOS管P6、PMOS管P7、PMOS管P8、PMOS管P9、PMOS管P10、PMOS管P11、PMOS管P12、PMOS管P13、NMOS管N2、NMOS管N3、NMOS管N4、电阻R5以及电阻R6；
其中，PMOS管P6的源极、PMOS管P7的源极、PMOS管P10的源极以及PMOS管P11的源极均接电源电压，PMOS管P6的栅极接PMOS管P6的漏极和PMOS管P7的栅极，PMOS管P6的漏极接PMOS管P8的源极，PMOS管P8的栅极接PMOS管P8的漏极和PMOS管P9的栅极，PMOS管P8的漏极接NMOS管N2的漏极，NMOS管N2的栅极接使能信号，所述使能信号在有所述输入电压时有效，NMOS管N2的源极接偏置电流，PMOS管P7的漏极接PMOS管P9的源极，PMOS管P9的漏极接PMOS管P12的源极和PMOS管P13的源极，PMOS管P12的栅极接所述恒定电压，PMOS管P12的漏极接电阻R5的第一端和NMOS管N4的栅极，电阻R5的第二端接地，PMOS管P13的栅极接所述充电端电压，PMOS管P13的漏极接电阻R6的第一端和NMOS管N3的栅极，电阻R6的第二端接地，PMOS管P10的栅极接PMOS管P10的漏极和PMOS管P11的栅极，PMOS管P10的漏极接NMOS管N3的漏极，PMOS管P11的漏极接NMOS管N4的漏极，并输出所述关断信号，NMOS管N3的源极和NMOS管N4的源极均接地。
5.根据权利要求1所述的自适应导通时间产生电路，其特征在于，通过改变电容C1的容值调节所述自适应导通时间产生电路的开关频率。
6.根据权利要求1～5任一项所述的自适应导通时间产生电路，其特征在于，应用于BUCK型DC/DC转换器。
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