CN116827368B - 基于非均匀信道化进行信号完全重构的方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了基于非均匀信道化进行信号完全重构的方法，包括：设计通带平坦、高阻带衰减的数字原型滤波器；提取调制滤波器组的多相分量，完成中频宽带信号的分析滤波处理；对各子信道的输出进行傅里叶变换FFT处理，将各子信道的频谱搬移至零频处；合并所需子信号占用的邻信道，利用反傅里叶变换IFFT将其还原至其初始载频处；将IFFT处理后的信号数据进行综合滤波，完成该子信号的重构。本发明满足在子带信号具有不同带宽和任意位置分布的情况下，简化原型滤波器的设计流程，采用数字信道化的结构，完成中频宽带信号的重构处理，降低了时域信号流密度和对数字处理器件的处理速度要求，缓解了系统的处理速率压力。
Description
技术领域
本发明涉及信号处理技术领域，具体的说，是一种基于非均匀信道化进行信号完全重构的方法。
背景技术
电磁环境的日益复杂，非合作通信应用场景愈发普遍。理想化接收机不仅要求其具有大的动态频率范围，高灵敏度，还需要其满足功耗低，不易于发现，其最重要的是需要在全频带范围内能以100%的截获概率精确地检测各种信号，并能进行实时处理。基于数字信道化技术的接收机为这种应用需求提供了解决的可能。
数字信道化技术作为信号处理中的一项关键技术，其主要作用就是将接收宽带内所需的信号完整地重构提取，从而使采样率降低至能够满足后续基带处理的要求。其中，信道化实现的具体功能包括数字下变频、任意倍数采样率变换、滤波、解扩等。
根据提取的子带信号数目，可将信道化技术分为单通道信道化技术和多通道信道化技术。对于单通道信道化技术，其所需要实现的就是提取出单个子带信号，常用的技术手段是基于数字下变频来实现。而若要提取多个子带信号，则根据子带信号的带宽和频带位置分布的不同，采用不同的信道化技术对中频信号进行接收处理。为满足多模式、多标准的通信要求，实际工程中所处理的中频信号中，其子带信号的带宽不等，且子带信号的位置分布具有任意性，采用并行的单通道DDC结构，对每一个子带信号独立处理。从功能实现角度而言，确实可以得到相应的子带信号，但是从硬件资源的耗费和处理运算量来较大，难以实现信道化过程的高效性。所以，设计易于实现的结构，进行高效的信道化处理，重构得到相应的子信号是本发明的初衷所在。
发明内容
本发明的目的在于提供一种基于非均匀信道化进行信号完全重构的方法，通过设计完全重构滤波器组，通过设计性能优越的、滤波器阶数较低的数字原型滤波器，对含有多个子信号的宽带信号进行数字信道化处理，以解决高速ADC和低速信号处理的矛盾瓶颈，降低了滤波处理的运算量和FPGA硬件实现的复杂度。
本发明通过下述技术方案解决上述问题：
一种基于非均匀信道化进行信号完全重构的方法，包括：
步骤S100、设计通带平坦、高阻带衰减的数字原型滤波器；
步骤S200、获得调制滤波器组，提取其多相分量，进而完成中频宽带信号的分析滤波处理；
步骤S300、将各子信道分析滤波后的输出进行傅里叶变换FFT处理；
步骤S400、选取子信号，将其所占用的邻信道合并，然后进行反傅里叶变换IFFT处理；
步骤S500、将IFFT处理后的信号数据进行综合滤波，完成该子信号的重构。
进一步的是，所述步骤S100具体包括：
步骤S110、选择原型滤波器的滤波系数的长度为/>，其中/>为/>频带内的信道化个数，/>是原型滤波器的级数；
步骤S120、设置原型滤波器的窗函数类型和对应的滤波器参数，具体包括：
步骤S121、设置通带截止频率和旁瓣参数/>的取值区间：
设整个频带的信道化数为，则各个子信道的带宽为：
；
故所设计的滤波器初始通带截止频率左、右边界分别为：
；
；
那么，其滤波器通带截止频率的取值区间为/>；
旁瓣参数的取值区间/>，其中/>为旁瓣参数/>的左临界值，/>为旁瓣参数/>的右临界值；
步骤S122、寻找通带截止频率的最佳值：
采用“二分法”设计思路，根据当前的通带截止频率和旁瓣参数/>的左右边界，可得：
；
；
那么，需要计算当前原型滤波器在理想截止频率/>处的衰减值/>：
以不同子信道划分的交界处的理想衰减值/>作为门限，若不超过设定门限值（即/>），那么通带截止频率左边界/>应向右侧逼近，即令/>；反之，若超过设定门限值（即/>），那么通带截止频率右边界需向左侧逼近，即令/>；
当且仅当，在理想截止频率处的衰减值/>与其理想衰减值/>的差值不超过阈值时，此时其通带截止频率/>和通带波纹/>满足需求；
步骤S123、寻找旁瓣参数的最佳值：
假设原型滤波器的阻带起始频率为/>，以阻带起始频率/>处的最小衰减值/>作为门限，当前旁瓣参数/>条件下，/>对应的样点位置为/>，则原型滤波器/>的幅频特性响应曲线样点数为/>；
在上述原型滤波器的幅频特性响应曲线中，计算其第一个拐点的位置/>。若第一个拐点的位置/>小于阻带起始频率/>位置/>，则旁瓣参数左临界值/>需向右侧逼近，即令；反之，若第一个拐点的位置/>大于阻带起始频率/>位置/>，则旁瓣参数右临界值/>应向左侧逼近，即令/>；
当且仅当，旁瓣参数左、右临界值之差不超过阈值时，就得到了最佳的旁瓣参数/>。
进一步的是，所述步骤S200具体包括：
步骤S210、由原型滤波器获得离散傅里叶变换DFT调制滤波器组：
；
其中，为分析滤波器组，/>为综合滤波器组，/>为滤波器系数的索引，取值区间为/>；/>为全频带子信道的索引，取值区间为/>；
令，设原型滤波器/>的系统函数为/>，则调制滤波器组对应的/>和为：
；
令，将其按照信道化子信道个数/>进行多相分解，得到：
；
其中，为调制滤波器组的多相分量；/> 、/>为整数，/>，/>，其表达式为：
；
步骤S220、经多相分解，分析滤波器组多相分量的时域表达式为：
；
同理，对输入中频宽带信号进行相应的多相分解，得到多相分量/>：
；
步骤S230、假设上述的输入中频宽带信号中有/>个子带信号，其遍布在中频接收带宽/>内，分析滤波组对输入中频宽带信号/>进行子信道滤波处理，以此可实现对频带/>进行/>份的等分操作，并且将采样率降低/>倍。那么，经分析模块处理后，第/>个通道的输出/>：
；
相应的，其时域表达式为：
；
将多相分量、/>代入，则有：
；
其中，为第/>个子信道输出数据的索引。
进一步的是，所述步骤S300具体包括：
步骤S310、据上述推导，令：
；
结合傅里叶变换FFT的定义，则第个子信道的输出/>可化简为：
；
其中，表示的是进行FFT运算，其运算点数为/>；
步骤S320、因整个频带的信道化数为，为了避免采样盲区，每一个信道的抽取倍数为/>。考虑到输入中频信号为实信号时，信号频谱正、负频域对称出现冗余的情况，故取抽取倍数/>，那么，第/>个子信道的输出为：
；
其中，和/>均为非负整数。
进一步的是，所述步骤S400具体包括：
步骤S410、计算子信号占用的通道数：
设第个子信号/>的频域响应满足：
；
其中，和/>分别为第/>个子带信号的频谱上、下频率边界，则其所对应的通道分别设为第/>个通道和第/>个通道，那么，第/>个子信号共占用的通道数/>为：/>；
步骤S420、根据传统信道化的综合重构思路，需进行点的IFFT运算，假设子信号的子带重构信号为/>，/>占据分析滤波器组个子信道中/>个通道/>，令：
；
其中，表示向上取整；
即对子带信号重构时，/>点的IFFT处理可由/>点的IFFT替代，综合滤波器组只需/>点的IFFT。故需将子信号所在的第/>个通道输入对应的重构通道，而其他的/>个输入设为零；
步骤S430、设用于重构子信号的通道的数据为，/>为用于综合部分的通道索引，则有：
；
由分析滤波器组输出中选取重构子信号所需的通道，进行变频处理，将其搬移回原来的子信道位置，则：
；
其中，为综合模块IFFT处理后的各通道的输出；
重构部分的幅度需放大倍，使输出的重构信号/>的能量与输入端子信号/>的能量保持一致。
进一步的是，所述步骤S500具体包括：
步骤S510、将综合滤波器组分为组，每组为/>，其中/>，/>，则：
；
步骤S520、经综合滤波器组输出的信号的采样率与输入中频宽带信号/>的采样率一致，而/>仅是其中一个子带信号的重构，所以，需要对/>进行降采样处理，降采样的倍数/>由重构信号的带宽/>决定：
；
因此，重构的子带信号的输出为：
；
其中，表示的是综合重构输出的第/>个通道，/>；
步骤S530、综上所述，综合滤波的处理过程表示为：
；
当前为奇数时，保存重构输出/>通道的数据；当前/>为偶数时，保存重构输出/>通道的数据。
本发明与现有技术相比，具有以下优点及有益效果：
（1）本发明通过相邻子信道两级合并的方式实现非均匀信道化。在分析滤波部分，利用均匀分析滤波器组对宽带中频信号进行滤波分解处理，获得多个带宽相等的子带信号；在综合滤波部分，可根据子带信号具有不同的带宽和任意位置分布的特点，选择对应的综合滤波器组完全重构出相应的子信号。相较于此前信道化思路，本发明提出的方法运算量较小，能够更高效地实现信道化，硬件资源消耗更低。
（2）为了保证带宽内的所有频率均被检测，信道化设计方案中的滤波器组通常会选取相邻信道50%交叠的结构，故设计满足完全重构条件的原型滤波器时，通常要求滤波器具有严格的通带平稳性和较大的阻带衰减，从而导致滤波器的阶数一般较大，设计难度较大。本发明采用了近似完全重构的思路，适当牺牲信道间的交叠损失，以提高滤波器的主副比、降低滤波器的阶数。使在满足阻带衰减要求的情况下，其滤波阶数更小，从而降低原型滤波器的设计难度，并且实现了在接收带宽内对任意子信号进行重构的需求。
附图说明
图1为本发明的实现框图；
图2为原型滤波器的设计流程图；
图3为原型滤波器幅频特性曲线；
图4为原型滤波器自相关曲线；
图5为由原型滤波器调制所得的均匀分析滤波器组；
图6为经滤波器组分解处理后部分子信道的信号频谱；
图7为经综合滤波重构所得的子信号频谱。
具体实施方式
下面结合实施例对本发明作进一步地详细说明，但本发明的实施方式不限于此。
实施例1：
结合图1所示，一种基于非均匀信道化进行信号完全重构的方法，包括：
步骤S100、设计通带平坦、高阻带衰减的数字原型滤波器；
步骤S200、获得调制滤波器组，提取其多相分量，进而完成中频宽带信号的分析滤波处理；
步骤S300、将各子信道分析滤波后的输出进行傅里叶变换FFT处理；
步骤S400、选取所需的子信号，将其所占用的邻信道合并，然后进行反傅里叶变换IFFT处理；
步骤S500、将IFFT处理后的信号数据进行综合滤波，完成该子信号的重构。
作为上述实施例的优化方案，在所述步骤S100中，设计通带平坦、高阻带衰减的数字原型滤波器。
设计原型滤波器时主要衡量的是其通带平坦特性和阻带衰减特性两个方面。考量通带平坦特性，有以下关系式：；
其中，为原型滤波器/>的频域响应；/>，/>为给定的波动界限。
若原型滤波器的幅频响应/>满足该条件，那么合并该均匀滤波器组的任意相邻子信道都能保证合并所得的非均匀滤波器组的各个子信道都具有通带平坦性。
阻带衰减特性对于多通道接收的系统而言，其关键性不言而喻。主要是因为接收到的中频信号通常具有较大的动态范围，所以必须要求非均匀滤波器组的各个子信道必须具有高的阻带衰减。
由于本实施例是通过直接合并余弦调制滤波器组的相邻子信道而获取非均匀滤波器组，故其阻带衰减应取决于余弦调制滤波器组的相邻子信道间的阻带衰减。然而，考虑到余弦调制滤波器组是由其原型滤波器将调制而构成，所以不难理解：若要保证非均匀滤波器组具有高的阻带衰减，则必须要求所设计的原型滤波器具有足够高的阻带衰减。
实施例2：
在实施例1的基础上，结合图2所示，所述步骤S100具体包括：
步骤S110、选择原型滤波器的滤波系数的长度为/>，其中/>为/>频带内的信道化个数，/>是原型滤波器的级数；
步骤S120、设置原型滤波器的窗函数类型和对应的滤波器参数：
首先，对于原型滤波器的窗函数类型，凯泽Kaiser窗通常会成为首要选择。因为在设计过程中，通过调整其相关的参数，可调控滤波器阻带衰减/>的大小，并且能够提供最小的主瓣宽度。Kaiser窗是由零阶贝塞尔函数/>构成：
；
其中，为旁瓣参数，会影响主瓣宽度/>的大小，有：
；
由于考虑到宽带中各路信号的能量差异较大，所以一般需求阻带最小衰减达到100dB。由多次仿真结果可得，Kaiser窗函数的旁瓣参数/>与阻带衰减/>和主瓣宽度/>之间的关系：
；
通常来说，取dB，则代入上式计算可得：
；
；
又因为子信道带宽为，那么过渡带宽需要满足/>，有：
；
其中，定义为常系数，/>。可得，当/>时，/>。
在所述步骤S120中，设置原型滤波器的窗函数类型和对应的滤波器参数，包括步骤：
步骤S121、设置通带截止频率和旁瓣参数/>的取值区间：
设整个频带的信道化数为，本实施例中选择/>，则各个子信道的带宽为：
；
故所设计的滤波器初始通带截止频率左、右边界分别为：
；
；
那么，其滤波器通带截止频率的取值区间为/>；
旁瓣参数的取值区间/>，其中/>为旁瓣参数/>的左临界值，/>为旁瓣参数/>的右临界值；
步骤S122、寻找通带截止频率的最佳值：
采用“二分法”设计思路，根据当前的通带截止频率和旁瓣参数/>的左右边界，可得：
；
；
那么，需要计算当前原型滤波器在理想截止频率/>处的衰减值/>：
以不同子信道划分的交界处的理想衰减值/>作为门限，若不超过设定门限值（即/>），那么通带截止频率左边界/>应向右侧逼近，即令/>；反之，若超过设定门限值（即/>），那么通带截止频率右边界需向左侧逼近，即令/>；
当且仅当，在理想截止频率处的衰减值/>与其理想衰减值/>的差值不超过阈值时，此时其通带截止频率/>和通带波纹/>满足需求；
步骤S123、寻找Kaiser窗旁瓣参数的最佳值：
假设所需的原型滤波器的阻带起始频率为/>，以阻带起始频率/>处的最小衰减值/>作为门限，当前旁瓣参数/>条件下，理想/>对应的样点位置为，则原型滤波器/>的幅频特性响应曲线样点数为/>；
计算滤波器幅频特性响应曲线第一个拐点的位置。若第一个拐点的位置/>小于阻带起始频率/>位置/>，则旁瓣参数左临界值/>需向右侧逼近，即令/>；反之，若第一个拐点的位置/>大于阻带起始频率/>位置/>，则旁瓣参数右临界值/>应向左侧逼近，即令；
当且仅当，旁瓣参数左、右临界值之差不超过阈值时，就得到了最佳的旁瓣参数/>。
图3为当前所设计的原型滤波器的幅频特性响应，由图中可知，在信道化通道数为64时，原型滤波器的阻带最小衰减达到/>，如此高的阻带衰减，满足宽带中频信号极大的动态范围要求。图4为当前所设计的原型滤波器/>的自相关函数曲线，由图中可知，该原型滤波器/>的通带最大波动为/>，满足在实际过程应用中通带平稳的要求，为后续重构信号提供了良好的前提条件。在该实施例中，原型滤波器/>的阶数为512，对比传统数字信道化中所使用的滤波器，在同等滤波性能下，本发明所设计的滤波器的阶数相对较低。
实施例3：
在实施例2的基础上，所述步骤S200中，获得调制滤波器组，提取其多相分量，进而完成中频宽带信号的分析滤波处理，包括：
步骤S210、由原型滤波器获得离散傅里叶变换DFT调制滤波器组：
；
其中，为分析滤波器组，/>为综合滤波器组，/>为滤波器系数的索引，取值区间为/>；/>为全频带子信道的索引，取值区间为/>；
令，设原型滤波器/>的系统函数为/>，则调制滤波器组对应的/>和为：
；
图5为该实施例中分析滤波器组的幅频响应，由图5可见，为消除盲道影响，选取相邻信道50%交叠的结构，具有很好的通带平坦特性，实现了宽带信号多通道全概率实时并行接收。
令，将其按照信道化子信道个数/>进行多相分解，得到：
；
其中，为调制滤波器组的多相分量；/> 、/>为整数，/>，/>，其表达式为：
；
步骤S220、经多相分解，分析滤波器组多相分量的时域表达式为：
；
同理，对输入中频宽带信号进行相应的多相分解，得到多相分量/>为：
；
步骤S230、假设上述的输入中频宽带信号中有/>个子带信号，其遍布在中频接收带宽/>内，分析滤波组对输入中频宽带信号/>进行子信道滤波处理，以此可实现对频带/>进行/>份的等分操作，并且将采样率降低/>倍。那么，经分析模块处理后，第/>个通道的输出/>：
；
相应的，其时域表达式为：
；
将多相分量、/>代入，则有：
；
其中，为第/>个子信道输出数据的索引。
图6为经分析滤波器组处理后部分子信道的输出，图6中所展示的其中相邻的两个子信道频谱形状，设计出的原型滤波器能够无失真采样滤波，采用相应的均匀分析滤波器组完成宽带中频信号的分解处理。
作为上述实施例的优化方案，在所述步骤S300中，将各子信道分析滤波后的输出进行FFT处理，包括：
步骤S310、据上述推导，令：
；
结合傅里叶变换FFT的定义，则第个子信道的输出/>可化简为：
；
其中，表示的是进行FFT运算，其运算点数为/>；
步骤S320、因整个频带的信道化数为，为了避免采样盲区，每一个信道的抽取倍数为/>。考虑到输入中频信号为实信号时，信号频谱正、负频域对称出现冗余的情况，故取抽取倍数/>，那么，第/>个子信道的输出为：
；
其中，和/>均为非负整数。
作为上述实施例的优化方案，在所述步骤S400中，选取子信号，将其所占用的邻信道合并，然后进行反傅里叶变换IFFT处理，包括：
步骤S410、计算子信号占用的通道数，本实施例中选择两个子信道进行信号重构。
设第个子信号/>的频域响应满足：
；
其中，和/>分别为第/>个子带信号的频谱上、下频率边界，则其所对应的通道分别设为第/>个通道和第/>个通道，那么，第/>个子信号共占用的通道数/>为：/>；
步骤S420、根据传统信道化的综合重构思路，需进行点的IFFT运算，假设子信号的子带重构信号为/>，/>占据分析滤波器组个子信道中/>个通道/>，令：
；
其中，表示向上取整；
即对子带信号重构时，/>点的IFFT处理可由/>点的IFFT替代，综合滤波器组只需/>点的IFFT。故需将子信号所在的第/>个通道输入对应的重构通道，而其他的/>个输入设为零；
步骤S430、设用于重构子信号的通道的数据为，/>为用于综合部分的通道索引，则有：
；
由分析滤波器组输出中选取重构子信号所需的通道，进行变频处理，将其搬移回原来的子信道位置，则：
；
其中，为综合模块IFFT处理后的各通道的输出；
重构部分的幅度需放大倍，使输出的重构信号/>的能量与输入端子信号/>的能量保持一致。
作为上述实施例的优化方案，在所述步骤S500中，将IFFT处理后的信号数据进行综合滤波，完成该子信号的重构，包括：
步骤S510、将综合滤波器组分为组，每组为/>，其中/>，/>，则：
；
步骤S520、经综合滤波器组输出的信号的采样率与输入中频宽带信号/>的采样率一致，而/>仅是其中一个子带信号的重构，所以，需要对/>进行降采样处理，降采样的倍数/>由重构信号的带宽/>决定：
；
因此，重构的子带信号的输出为：
；
其中，表示的是综合重构输出的第/>个通道，/>；
步骤S530、综上所述，综合滤波的处理过程表示为：
；
当前为奇数时，保存重构输出/>通道的数据；当前/>为偶数时，保存重构输出/>通道的数据。
本实施例中，选择分解后相应的子信道进行综合滤波，重构得出所需的子信号，其重构的效果如图7所示，由图7可知，采用数字信道化的结构，对所选的子信道进行拼接后，其综合部分的输出基本反映了原始子信号的频域结构，证实了利用本发明所述的方法能够从宽带中频信号完整地提取出所需处理所子信号，该方法在信号重建失真很小的情况下具有高效性和可行性。
本发明结合工程实际，以尽可能降低硬件复杂度为目的，简化整体的数字信道化的实现过程，从系统角度提出了一种全新的基于原型滤波器进行优化设计，通过调制获得均匀滤波器组。而在综合滤波处理时，采用合并均匀滤波器组相邻的子信道获取非均匀滤波器组的思路，在达到相同系统指标的情况下，与传统处理流程相比，本发明节省了大量的处理步骤和计算资源。
在实际应用中，确定子信道划分数目后，需要预存滤波器组的参数。那么确定占据子信道的位置后，调用相应的滤波器参数，组成所需的综合滤波器组重构出子信号。当信号频谱分布状态发生改变时，只需根据信号带宽大小和位置分布情况更新综合滤波器组参数即可，无需重新设计综合滤波器组，从而降低硬件的动态可重构开销。
尽管这里参照本发明的解释性实施例对本发明进行了描述，上述实施例仅为本发明较佳的实施方式，本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，应该理解，本领域技术人员可以设计出很多其他的修改和实施方式，这些修改和实施方式将落在本申请公开的原则范围和精神之内。
Claims (5)
1.一种基于非均匀信道化进行信号完全重构的方法，其特征在于，包括：
步骤S100、设计数字原型滤波器；
步骤S200、获得调制滤波器组，提取其多相分量，进而完成中频宽带信号的分析滤波处理；
步骤S300、将各子信道分析滤波后的输出进行傅里叶变换FFT处理；
步骤S400、选取所需的子信号，将其所占用的邻信道合并，然后进行反傅里叶变换IFFT处理；
步骤S500、将IFFT处理后的信号数据进行综合滤波，完成该子信号的重构；
所述步骤S100具体包括：
步骤S110、选择原型滤波器的滤波系数的长度为/>，其中/>为/>频带内的信道化个数，/>是原型滤波器的级数；
步骤S120、设置原型滤波器的窗函数类型和对应的滤波器参数，具体包括：
步骤S121、设置通带截止频率和旁瓣参数/>的取值区间：
设整个频带的信道化数为，则各个子信道的带宽为：
；
故所设计的滤波器初始通带截止频率左、右边界分别为：
；
；
那么，其滤波器通带截止频率的取值区间为/>；
旁瓣参数的取值区间/>，其中/>为旁瓣参数/>的左临界值，/>为旁瓣参数/>的右临界值；
步骤S122、寻找通带截止频率的最佳值：
根据当前的通带截止频率和旁瓣参数/>的左右边界，得到：
；
；
计算当前原型滤波器在理想截止频率/>处的衰减值/>：
以不同子信道划分的交界处的理想衰减值/>作为门限，若不超过设定门限值，即，那么通带截止频率左边界/>应向右侧逼近，即令/>；反之，若超过设定门限值，即/>，那么通带截止频率右边界需向左侧逼近，即令/>；
当且仅当在理想截止频率处的衰减值/>与其理想衰减值/>的差值不超过阈值/>时，此时其通带截止频率/>和通带波纹/>满足需求；
步骤S123、寻找旁瓣参数的最佳值：
假设原型滤波器的阻带起始频率为/>，以阻带起始频率/>处的最小衰减值/>作为门限，当前旁瓣参数/>条件下，/>对应的样点位置为/>，则原型滤波器/>的幅频特性响应曲线样点数为/>；
在上述原型滤波器的幅频特性响应曲线中，计算其第一个拐点的位置/>，若第一个拐点的位置/>小于阻带起始频率/>位置/>，则旁瓣参数左临界值/>需向右侧逼近，即令；反之，若第一个拐点的位置/>大于阻带起始频率/>位置/>，则旁瓣参数右临界值/>应向左侧逼近，即令/>；
当且仅当旁瓣参数左、右临界值之差不超过阈值时，就得到了最佳的旁瓣参数/>。
2.根据权利要求1所述的基于非均匀信道化进行信号完全重构的方法，其特征在于，所述步骤S200具体包括：
步骤S210、由原型滤波器获得离散傅里叶变换DFT调制滤波器组：
；
其中，为分析滤波器组，/>为综合滤波器组，/>为滤波器系数的索引，取值区间为；/>为全频带子信道的索引，取值区间为/>；
令，设原型滤波器/>的系统函数为/>，则调制滤波器组对应的/>和/>为：
；
令，将其按照信道化子信道个数/>进行多相分解，得到：
；
其中，为调制滤波器组的多相分量；/> 、/>为整数，/>，/>，其表达式为：
；
步骤S220、经多相分解，分析滤波器组多相分量的时域表达式为：
；
同理，对输入中频宽带信号进行相应的多相分解，得到多相分量/>为：
；
步骤S230、假设上述的输入中频宽带信号中有/>个子带信号，其遍布在中频接收带宽/>内，分析滤波组对输入中频宽带信号/>进行子信道滤波处理，以此实现对频带进行/>份的等分操作，并且将采样率降低/>倍，那么，经分析模块处理后，第/>个通道的输出为/>：
；
相应的，其时域表达式为：
；
将多相分量、/>代入，则有：
；
其中，为第/>个子信道输出数据的索引。
3.根据权利要求2所述的基于非均匀信道化进行信号完全重构的方法，其特征在于，所述步骤S300具体包括：
步骤S310、令：
；
则第个子信道的输出/>化简为：
；
其中，表示的是进行FFT运算，其运算点数为/>；
步骤S320、取抽取倍数，那么，第/>个子信道的输出为：
；
其中，和/>均为非负整数。
4.根据权利要求3所述的基于非均匀信道化进行信号完全重构的方法，其特征在于，所述步骤S400具体包括：
步骤S410、计算子信号占用的通道数：
设第个子信号/>的频域响应满足：
；
其中，和/>分别为第/>个子带信号的频谱上、下频率边界，则其所对应的通道分别设为第/>个通道和第/>个通道，那么，第/>个子信号共占用的通道数/>为：/>；
步骤S420、假设子信号的子带重构信号为/>，占据分析滤波器组个子信道中/>个通道/>，令：
；
其中，表示向上取整；
将子信号所在的第个通道输入对应的重构通道，而其他的/>个输入设为零；
步骤S430、设用于重构子信号的通道的数据为，/>为用于综合部分的通道索引，则有：
；
由分析滤波器组输出中选取重构子信号所需的通道，进行变频处理，将其搬移回原来的子信道位置，则：
；
其中，为综合模块IFFT处理后的各通道的输出；
重构部分的幅度需放大倍，使输出的重构信号/>的能量与输入端子信号/>的能量保持一致。
5.根据权利要求4所述的基于非均匀信道化进行信号完全重构的方法，其特征在于，所述步骤S500具体包括：
步骤S510、将综合滤波器组分为组，每组为/>，其中/>，/>，则：
；
步骤S520、经综合滤波器组输出的信号的采样率与输入中频宽带信号/>的采样率一致，而/>仅是其中一个子带信号的重构，所以，需要对/>进行降采样处理，降采样的倍数/>由重构信号的带宽/>决定：
；
因此，重构的子带信号的输出为：
；
其中，表示的是综合重构输出的第/>个通道，/>；
步骤S530、综上所述，综合滤波的处理过程表示为：
；
当前为奇数时，保存重构输出/>通道的数据；当前/>为偶数时，保存重构输出通道的数据。
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