CN111262555B - 适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法 - Google Patents
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Abstract
本发明属于卫星通信技术领域，公开了一种适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法，通过级联调制滤波器组实现信号分离；通过信号交换模块完成信号交换；再通过级联调制滤波器组实现信号重构，信号采样率归一化频率为2π且信道化器的最小子信道带宽为2π/M，M为整数，一般为2的幂次方。本发明采用的级联调制滤波器组，是对调制滤波器组的一种改进，保证滤波器组重构性能满足卫星通信要求的前提下，略微增加复杂度，通过设计低阶的原型滤波器来实现滤波器组，以完成对信号分离和重构，降低高精度高重构性能滤波器组的设计难度。此外，在硬件实现时基于级联调制滤波器组的信道化器能够适用于更高频率的时钟。
Description
技术领域
本发明属于卫星通信技术领域，尤其涉及一种适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法。
背景技术
由于卫星通信系统能够有效覆盖地面、海上和空中等通信区域，它成为对地面通信未服务或服务不足的地区提供点对点的通信的有效手段。世界进入物联网时代(IoT，Internet of things)，越来越多的终端设备相互连接使得广播或多播服务变得更加复杂。为满足人们日益增长的通信要求，高通量卫星(HTS，High-Throughput Satellite)的卫星通信系统得到越来越广泛的关注。在相同轨道频谱条件和有效负载重量下，相比于固定业务卫星，HTS通过将服务区域划分为多点波束小区，提供20倍以上的总吞吐量。在2010年，欧洲公司SES就开始发射Ka频段的高通量卫星，并进行组网工作。在2017年，我国发射了第一颗Ka频段的高通量卫星——中星16号卫星，这是我国首次应用Ka频段宽带技术，通信总容量达20Gbps，超过了我国已研制发射的通信卫星容量总和。对于当前实际使用的HTS，通信资源的分配效率较低，并且它们不能有效地将资源分配给由各种用途产生的通信需求。下一代HTS需要频率灵活性，以便它们可以根据通信中的偏差灵活地分配通信资源。高精度的数字信道化器能够将信道划分为更多个子信道，以达到更高精度的频道划分。因此，研究和实现针对高通量卫星的高精度信道化器是十分必要的。
传统超外差信道化器采用数字下变频法，在中频信号后对每个频道分别移频，再通过多个固定带宽的低通滤波器进行滤波，获取不同子信道上的信号。该算法的主要优点是灵活的选择载波频率和信道带宽，但是对于复杂的信道结构，宽带和窄带信号可以占用相同的信道，混合需要下变频器技术，使信道化的体系结构复杂化。频域滤波法是利用快速傅里叶变换(FFT，Fast Fourier Transform)的特性来简化数字下变频器方法中识别的基带转换，滤波和抽取功能。在此技术中，输入数据被缓冲为重叠块，在每个块上执行FFT。相比于数字下变频法，该方法实现了宽带和窄带信号的同一信道化器结构共存，提高灵活性和更高的信道密度。多相离散傅里叶变换法是由一个有限冲击响应滤波器和一个简单的FFT构成，大大降低了硬件复杂度，系统能够解调多个信道上的信号，且能够实现多通道并行处理。解析信号法是一种实现线性相位原型滤波器的方法，是一种近似完美的余弦调制滤波器重构方法，它使人们能够部分地利用系数对称性，从而减少了所需乘法的数目。这些经典方法几乎假定所考虑的场景为信道均匀划分的场景，即信道中的各个子信道具有相同带宽。然而，实际应用中相当多的场景下，尤其在宽带卫星通信中，上行链路和下行链路都是非均匀信道划分，即各个用户子信道带宽可能各不相同，在此情况下，不能直接使用，甚至无法使用这些传统的信道化器方法。
利用合并均匀滤波器组相邻子带来实现非均匀信道化器是主要研究方向之一。1995年，B.G.Lee和J.J.Lee提出将相邻带通滤波器拼接的方法，实现了非均匀滤波器组，并且保证其具有正常的频带选择特性，即通带平坦特性和阻带衰减特性。基于这种思想在均匀信道化的基础上，根据先验信息进行子带的合成就可实现非均匀信道化，这样既能保证采样频带上的全概率接收又大幅度减少了计算量。在数字信号处理领域，设计M通道的均匀滤波器组时，如果采用直接设计法，需要优化2M个子带滤波器系数向量。当滤波器的系数太多或者滤波器组通道数M很大时，需要优化设计的系数矩阵维度太大，就算借助计算机的帮助也是非常困难的。因此，在实际涉及均匀滤波器组时一般采用调制滤波器组。在调制滤波器组中，所有子带滤波器都是由一个原型滤波器通过调制而得。因此，滤波器组的优化设计转换为了原型滤波器系数的优化设计，大幅度的降低了滤波器组的设计复杂度。采用离散余弦变换调制而来的滤波器组称为余弦调制滤波器组(Cosine Modulated Filter Bank，CMFB)。然而，在基于完美重构的CMFB的信道化器的输出信号在数字频带[0,π]和[π,2π]之间发生分量的混叠。2004年，Abu-Al-Saud提出了一种完美重构的指数调制滤波器组(Complex-exponential Modulated Filter Bank，CEMFB)，该滤波器组具有2M个子带滤波器，可以避免类似CMFB的分量混叠，使得基于指数调制滤波器组的信道化器模型被广泛认可，设计信道化器的难点转变为设计符合要求的指数调制滤波器组，具体为设计一种通带较小、带外衰减较大、调制后具有完美重构性能的原型滤波器。在需要设计参数为M的原型滤波器时，所有的设计方法的目标函数都可以归结为：
第一个式子希望原型滤波器组的带外衰减较大，第二个式子希望原型滤波器组能够具有较好地完美重构性能，如果等式成立，则该原型滤波器组构成的指数调制滤波器组是完美重构的，如果等式近似成立，则该原型滤波器组构成的指数调制滤波器组是近似完美重构的。
设计原型滤波器的一个思路是利用双通道无损点阵模型。1992年，Koilpillai提出一种利用双通道无损点阵模型来优化并求解长度为2mM原型滤波器，需要优化个参量，该方法的计算复杂度会随着设计参数M的增加而急剧增加。2004年，在双通道无损点阵模型方法的基础上，利用Parks-McClellan法设计所需频域的FIR滤波器g(n)，Abu-Al-Saud等将原型滤波器H(z)的多相分量分组解耦合，并且优化参数的目标函数是基于时域系数g(n)，进行M/2+1次优化，每次优化m个参数。2013年，Li等对Abu-Al-Saud等提出的算法的改进，利用频率采样法代替Parks-McClellan法设计所需频域的FIR滤波器g(n)。上述原型滤波器设计方法都需要对相应的目标函数进行凸优化求解，随着M值增加，对于选择不同的搜索方法及搜索参数设定，最终得到的最优解也会相差较多，甚至会因为搜索方法选择不当或参数设定不当，程序执行数天却得不到带外衰减较大的原型滤波器。
设计原型滤波器的另一个思路是基于频域近似完美重构，主要利用具有理想频率响应的无限冲激响应(IIR，Infinite Impulse Response)滤波器设计近似完美重构的FIR。1995年，Charles采用Parks-McClellan法来设计原型滤波器，将原型滤波器的传统设计通常涉及的多变量非线性优化问题转换为关于单变量的凸优化问题。1998年，Lin对Charles提出的目标函数进行等价变换得到更简单的目标函数，并基于该目标函数采用Kaiser窗来设计原型滤波器。2002年，CruzRoldan提出了一种高效简单的原型滤波器设计方法，下文记为CruzRoldan算法1，该方法基于一个新的目标函数，通过调整理想滤波器的截止频率，来确保加窗后滤波器的3-dB截止频率大约为2008年，CruzRoldan在利用窗函数法设计原型滤波器时引入样条函数，下文记为CruzRoldan算法2，样条函数能够消除吉布斯现象并能够明确地控制过渡带的宽度，利于设计性能更优的原型滤波器。上述原型滤波器设计方法较为简单，但所得原型滤波器组的功率互补性能较差，导致其对应的调制滤波器组的重构性能较差，会导致系统误比特率性能变差。
通过上述分析，现有技术存在的问题及缺陷为：完美重构的指数调制滤波器组的设计难度较大，这是因为M值越大，原型滤波器的设计难度越大，不适合用于设计高精度信道化器。近似完美重构的指数调制滤波器组的设计简单，但是其重构性能较差，导致系统误比特率性能变差。现有的指数调制滤波器组设计方法都不适合用于设计高精度高性能的信道化器。
解决以上问题及缺陷的难度为：对于完美重构的指数调制滤波器组，在设计原型滤波器时需要进行凸优化函数求解，M值越大，滤波器组的频率分辨精度越高，求解最优值所需要的时间越长，优化函数求解时越难得到最优值，甚至只能得到局部最优值，使得原型滤波器的带外衰减较小，无法用于设计高精度的信道化器。对于近似完美重构的指数调制滤波器组，原型滤波器的功率互补性较差，使得信道化器性能变差。
解决以上问题及缺陷的意义为：高精度高性能的信道化器能够对信道进行更精细的划分，便于下一代HTS对上行信道包含的若干个业务子信号进行分离、交换等处理，并重新组成下行信道信号，以实现卫星中继站根据通信中的需求灵活地分配通信资源的功能。
发明内容
针对现有技术存在的问题，本发明提供了一种适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法。
本发明是这样实现的，一种适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法，所述适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法通过级联调制滤波器组实现信号分离；通过信号交换模块完成信号交换；再通过级联调制滤波器组实现信号重构，信号采样率归一化频率为2π且信道化器的最小子信道带宽为2π/M，M为整数，一般为2的幂次方。
进一步，所述适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法采用的级联调制滤波器组由1个包含2M1个子带滤波器的第一级分析滤波器组、2M1个包含M2个子带滤波器和M2个M倍下采样的第二级分析滤波器组、2M1个包含M2个子带滤波器和M2个M倍上采样的第二级综合滤波器组以及1个包含2M1个子带滤波器的第一级综合滤波器组组成，M1为小于M的整数，一般为2的幂次方，M2＝M/M1。
进一步，所述适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法采用的级联调制滤波器组对输入信号X(n)的处理过程包括：
第一步，第一级分析滤波器组的2M1个子带滤波器对输入信号X(n)进行滤波，得到2M1个输出信号/>k1＝0，1，…，2M1-1；
第二步，第k1个第二级分析滤波器组的M2个子带滤波器对输入信号/>进行滤波，再进行M倍下采样，得到M2个输出信号/>k1＝0，1，…，2M1-1，k2＝0，1，…，M2-1；
第三步，第k1个第二级综合滤波器组对输入信号进行M倍上采样，再由其M2个子带滤波器/>分别对信号进行滤波，再将M2个滤波结果相加得到输出信号/>k1＝0，1，…，2M1-1；
第四步，第一级综合滤波器组的2M1个子带滤波器分别对输入信号进行滤波，再将2M1个滤波结果相加得到输出信号/>
进一步，所述适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法采用的级联调制滤波器组的第一级分析滤波器组和第一级综合滤波器组设计方法为：
第一步，设计原型滤波器hp1(n)，n＝0，1，…，N1-1，其通带区间为[0，π/M1]，并且基于该原型滤波器hp1(n)的指数调制滤波器组为完美重构滤波器组；
第二步，对原型滤波器hp1(n)进行M2倍插零可得滤波器hp1_int(n)：
其中，k＝0，1，…，N1-1，n＝0，1，…，M2(N1-1)；
第三步，对滤波器hp1_int(n)进行指数调制得到第一级分析滤波器组的子带滤波器和第一级综合滤波器组的/>
其中，k1＝0，1，…，2M1-1，n＝0，1，…，M2(N1-1)。
进一步，所述适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法采用的级联调制滤波器组的第k1个第二级分析滤波器组和第k1个第二级综合滤波器组设计方法为：
第一步，设计原型滤波器hp2(n)，n＝0，1，…，N2-1，其频率响应Hp2(ω)满足：当0≤ω≤π/M时，|Hp2(ω)|≈1，当ω≥2π/M2-π/M时，|Hp2(ω)|≈0；
第二步，对原型滤波器hp2(n)乘以与k1相关的指数因子进行预调制，得到预调制滤波器
其中，k1＝0，1，…，2M1-1，n＝0，1，…，N2-1；
第三步，对滤波器进行指数调制得到第k1个第二级分析滤波器组子带滤波器/>和第k1个第二级综合滤波器组子带滤波器/>
其中，k1＝0，1，…，2M1-1，k2＝0，1，…，M2-1，n＝0，1，...，N2-1。
本发明的另一目的在于提供一种所述适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法在卫星通信系统中的应用。
结合上述的所有技术方案，本发明所具备的优点及积极效果为：本发明涉及基于频分多址(FDMA，Frequency Division Multiple Access)通信体制的通信场景，具体是一种适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法，可用于高通量卫星，对上行信道包含的若干个业务子信号进行分离、交换等处理后，重新组成各个宽带下行信道信号。本发明是针对信道化器的高精度性能，即适合实现M值很大的信道化器，在现有调制滤波器组的信道化器算法的基础上进行改进，提出了一种基于级联调制滤波器组的信道化器方法。本发明采用级联调制滤波器组，是对调制滤波器组的一种改进，保证滤波器组重构性能满足卫星通信要求的前提下，略微增加复杂度，能够通过设计低阶的原型滤波器来实现滤波器组，以完成对信号分离和重构，降低高精度高重构性能滤波器组的设计难度。此外，在硬件实现时基于级联结构的滤波器组的信道化器能够适用于更高频率的时钟。
与现有技术相比，本发明具有以下优势：
本发明设计的信道化器是基于级联调制滤波器组的，在设计级联滤波器组的第一级调制滤波器组的原型滤波器组时也可采用双通道无损点阵模型，但只需设计M1值较小的原型滤波器hp1(n)，通过调节M2并设计原型滤波器hp2(n)就可以实现信道精度为2π/M的信道化器，M＝M1×M2，原型滤波器hp2(n)是通带和阻带略有限制的低通滤波器，采用较为成熟的FIR滤波器设计方法即可。相较于设计完美重构的滤波器组，需要直接用双通道无损点阵模型设计参数为M的原型滤波器h(n)，一般M远大于M1，会花费更多时间用于求解最优值，且更难得到最优值，甚至只能得到局部最优值，原型滤波器带外衰减较小，不能用于设计信道化器。下表为本文发明采用的级联调制滤波器组和传统近似完美重构滤波器组的性能对比，以重构误差峰峰值Ep-p和混叠误差Ea为衡量标准，滤波器组的重构性能是由二者中较大值决定的，相较于设计近似完美重构的滤波器组，本发明所采用的级联调制滤波器组的重构性能更优。因此，级联调制滤波器组设计方法简单，重构性能较高，更适合用于实现高精度高性能的信道化器。
在硬件实现滤波器组时，往往采用多相分量结构，会应用到离散傅里叶变换(DFT，Discrete Fourier Transform)和离散傅里叶逆变换(IDFT，Inverse Discrete FourierTransform)。设计频率精度为2π/M的信道化器时，传统指数调制滤波器组会利用2M阶DFT和IDFT，一般M为2的幂次方，则可以利用M阶FFT和快速傅里叶逆变换(IFFT，Inverse FastFourier Transform)快速实现M阶DFT和IDFT。级联调制滤波器组则是利用更低阶的FFT和IFFT，具体为2M1阶和M2阶，使得基于级联调制滤波器组的信道化器能够适用于更高频率的时钟，即本发明能够对更大带宽的信号进行处理。
附图说明
图1是本发明实施例提供的适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法流程图。
图2是本发明实施例提供的级联调制滤波器组的结构图。
图3是本发明实施例提供的第一级分析滤波器组多相分量形式的结构图。
图4是本发明实施例提供的第二级分析滤波器组多相分量形式的结构图。
图5是本发明实施例提供的第二级综合滤波器组多相分量形式的结构图。
图6是本发明实施例提供的第一级综合滤波器组多相分量形式的结构图。
图7是本发明实施例提供的凸优化求解得到的M1＝16的原型滤波器hp1(n)的幅频响应图。
图8是本发明实施例提供的M2＝16时原型滤波器hp2(n)的幅频响应图。
图9是本发明实施例提供的凸优化求解得到的M＝256的原型滤波器h(n)的幅频响应图。
图10是本发明实施例提供的基于传统调制滤波器组和级联调制滤波器组结构的信道化器卫星通信系统的误比特率性能图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
针对现有技术存在的问题，本发明提供了一种适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法，下面结合附图对本发明作详细的描述。
如图1所示，本发明实施例提供的适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法包括以下步骤：
S101：通过级联调制滤波器组实现信号分离；
S102：通过信号交换模块完成信号交换；
S103：再通过级联调制滤波器组实现信号重构，信号采样率归一化频率为2π且信道化器的最小子信道带宽为2π/M，M为整数，一般为2的幂次方。
本发明实施例提供的适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法采用的级联调制滤波器组由1个包含2M1个子带滤波器的第一级分析滤波器组、2M1个包含M2个子带滤波器和M2个M倍下采样的第二级分析滤波器组、2M1个包含M2个子带滤波器和M2个M倍上采样的第二级综合滤波器组以及1个包含2M1个子带滤波器的第一级综合滤波器组组成，M1为小于M的整数，一般为2的幂次方，M2＝M/M1。
本发明实施例提供的适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法采用的级联调制滤波器组对输入信号X(n)的处理过程可以分为4个步骤，前两个步骤用于实现信号分离，后两个步骤用于实现信号重构，具体为：
第一步，第一级分析滤波器组的2M1个子带滤波器对输入信号X(n)进行滤波，得到2M1个输出信号/>k1＝0，1，…，2M1-1；
第二步，第k1个第二级分析滤波器组的M2个子带滤波器对输入信号/>进行滤波，再进行M倍下采样，得到M2个输出信号/>k1＝0，1，…，2M1-1，k2＝0，1，…，M2-1；
第三步，第k1个第二级综合滤波器组对输入信号进行M倍上采样，再由其M2个子带滤波器/>分别对信号进行滤波，再将M2个滤波结果相加得到输出信号/>k1＝0，1，…，2M1-1；
第四步，第一级综合滤波器组的2M1个子带滤波器分别对输入信号进行滤波，再将2M1个滤波结果相加得到输出信号/>
本发明实施例提供的适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法采用的级联调制滤波器组的第一级分析滤波器组和第一级综合滤波器组设计方法为：
第一步，设计原型滤波器hp1(n)，n＝0，1，…，N1-1，其通带区间为[0，π/M1]，并且基于该原型滤波器hp1(n)的指数调制滤波器组为完美重构滤波器组；
第二步，对原型滤波器hp1(n)进行M2倍插零可得滤波器hp1_int(n)：
其中，k＝0，1，…，N1-1，n＝0，1，…，M2(N1-1)；
第三步，对滤波器hp1_int(n)进行指数调制得到第一级分析滤波器组的子带滤波器和第一级综合滤波器组的/>
其中，k1＝0，1，…，2M1-1，n＝0，1，…，M2(N1-1)。
本发明实施例提供的适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法采用的级联调制滤波器组的第k1个第二级分析滤波器组和第k1个第二级综合滤波器组设计方法为：
第一步，设计原型滤波器hp2(n)，n＝0，1，…，N2-1，其频率响应Hp2(ω)满足：当0≤ω≤π/M时，|Hp2(ω)|≈1，当ω≥2π/M2-π/M时，|Hp2(ω)|≈0；
第二步，对原型滤波器hp2(n)乘以与k1相关的指数因子，得到滤波器
其中，k1＝0，1，…，2M1-1，n＝0，1，…，N2-1；
第三步，对滤波器进行指数调制得到第k1个第二级分析滤波器组子带滤波器/>和第k1个第二级综合滤波器组子带滤波器/>
其中，k1＝0，1，…，2M1-1，k2＝0，1，…，M2-1，n＝0，1，...，N2-1。
下面结合具体实施例对本发明的技术方案作进一步的描述。
实施例1
针对现有技术存在的问题，本发明提供适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法，下面结合图2对本发明作详细的描述。
本发明实施例的适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法通过级联调制滤波器组来实现的信道化器，信号采样率归一化频率为2π且信道化器的最小子信道带宽为2π/M，M为整数，一般为2的幂次方。
本发明实施例的适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法设计的信道化器是通过级联调制滤波器组来实现信号分离，通过信号交换模块来完成信号交换，再通过级联调制滤波器组来实现信号重构。
本发明实施例的适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法采用的级联调制滤波器组由1个包含2M1个子带滤波器的第一级分析滤波器组、2M1个包含M2个子带滤波器和M2个M倍下采样的第二级分析滤波器组、2M1个包含M2个子带滤波器和M2个M倍上采样的第二级综合滤波器组以及1个包含2M1个子带滤波器的第一级综合滤波器组组成，四者的连接关系见图2，M1为小于M的整数，一般为2的幂次方，M2＝M/M1。
本发明实施例的适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法采用的级联调制滤波器组对输入信号X(n)的处理过程可以分为4个步骤，前两个步骤用于实现信号分离，后两个步骤用于实现信号重构，具体为：
第一步，第一级分析滤波器组的2M1个子带滤波器对输入信号X(n)进行滤波，得到2M1个输出信号/>k1＝0，1，…，2M1-1；
第二步，第k1个第二级分析滤波器组的M2个子带滤波器对输入信号/>进行滤波，再进行M倍下采样，得到M2个输出信号/>k1＝0，1，…，2M1-1，k2＝0，1，…，M2-1；
第三步，第k1个第二级综合滤波器组对输入信号进行M倍上采样，再由其M2个子带滤波器/>分别对信号进行滤波，再将M2个滤波结果相加得到输出信号/>k1＝0，1，…，2M1-1；
第四步，第一级综合滤波器组的2M1个子带滤波器分别对输入信号进行滤波，再将2M1个滤波结果相加得到输出信号/>
本发明实施例的适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法采用的级联调制滤波器组的第一级分析滤波器组和第一级综合滤波器组设计方法为：
第一步，设计原型滤波器hp1(n)，n＝0，1，…，N1-1，其通带区间为[0，π/M1]，并且基于该原型滤波器hp1(n)的指数调制滤波器组为完美重构滤波器组；
第二步，对原型滤波器hp1(n)进行M2倍插零可得滤波器hp1_int(n)：
其中，k＝0，1，…，N1-1，n＝0，1，…，M2(N1-1)；
第三步，对滤波器hp1_int(n)进行指数调制得到第一级分析滤波器组的子带滤波器和第一级综合滤波器组的/>
其中，k1＝0，1，…，2M1-1，n＝0，1，…，M2(N1-1)。
本发明实施例的适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法采用的级联调制滤波器组的第k1个第二级分析滤波器组和第k1个第二级综合滤波器组设计方法为：
第一步，设计原型滤波器hp2(n)，n＝0，1，…，N2-1，其频率响应Hp2(ω)满足：当0≤ω≤π/M时，|Hp2(ω)|≈1，当ω≥2π/M2-π/M时，|Hp2(ω)|≈0；
第二步，对原型滤波器hp2(n)乘以与k1相关的指数因子进行预调制，得到预调制滤波器
其中，k1＝0，1，…，2M1-1，n＝0，1，…，N2-1；
第三步，对滤波器进行指数调制得到第k1个第二级分析滤波器组子带滤波器/>和第k1个第二级综合滤波器组子带滤波器/>
其中，k1＝0，1，…，2M1-1，k2＝0，1，…，M2-1，n＝0，1，...，N2-1。
本发明实施例的适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法要频率精度为2π/M的信道化器，级联滤波器组能够通过设计原型滤波器hp1(n)和hp2(n)，进而得到各级调制滤波器组，而基于调制滤波器组的信道化器只需要设计原型滤波器h(n)。然而，对于完美重构滤波器组，设计原型滤波器h(n)时需要进行凸优化函数求解，相比于求解参数为M的原型滤波器h(n)，求解参数为M1的原型滤波器hp1(n)最优值所需要的时间更短，也更容易得到最优值。对于近似完美重构滤波器组，本发明所采用的级联调制滤波器组的重构性能更优。因此，级联调制滤波器组设计方法简单，重构性能较高，更适合用于实现高精度高性能的信道化器。
实施例2
本发明实施例的适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法同实施例1，设计的信道化器是通过级联调制滤波器组实现信号分离，通过信号交换模块来完成信号交换，再通过级联调制滤波器组来实现信号重构，信号采样率归一化频率为2π且信道化器的最小子信道带宽为2π/M，M为整数，一般为2的幂次方。
本发明实施例的适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法采用的级联调制滤波器组由1个包含2M1个子带滤波器的第一级分析滤波器组、2M1个包含M2个子带滤波器和M2个M倍下采样的第二级分析滤波器组、2M1个包含M2个子带滤波器和M2个M倍上采样的第二级综合滤波器组以及1个包含2M1个子带滤波器的第一级综合滤波器组组成，M1为小于M的整数，一般为2的幂次方，M2＝M/M1。
本发明实施例的适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法采用的级联调制滤波器组对输入信号X(n)的处理过程可以分为4个步骤，前两个步骤用于实现信号分离，后两个步骤用于实现信号重构，具体为：
第一步，第一级分析滤波器组的多相分量形式的结构图参见图3，第一级分析滤波器组有1个输入端口，2M1个输出端口，通过引入滤波器的多相分量和FFT来减少计算量，更适合硬件实现。第一级分析滤波器组的2M1个子带滤波器对输入信号X(n)进行滤波，得到2M1个输出信号/>k1＝0，1，…，2M1-1；
第二步，第二级分析滤波器组的多相分量形式的结构图参见图4，每个第二级分析滤波器组有1个输入端口，M2个输出端口，通过引入滤波器多相分量和FFT来减少计算量，更适合硬件实现。第k1个第二级分析滤波器组的M2个子带滤波器对输入信号/>进行滤波，再进行M倍下采样，得到M2个输出信号/>k1＝0，1，…，2M1-1，k2＝0，1，…，M2-1，一般为2的幂次方；
第三步，第二级综合滤波器组的多相分量形式的结构图参见图5，每个第二级综合滤波器组有M2个输入端口，1个输出端口，通过引入滤波器多相分量和IFFT来减少计算量，更适合硬件实现。第k1个第二级综合滤波器组对输入信号进行M倍上采样，再由其M2个子带滤波器/>分别对信号进行滤波，再将M2个滤波结果相加得到输出信号/>k1＝0，1，…，2M1-1；
第四步，第一级综合滤波器组的多相分量形式的结构图参见图6，第一级综合滤波器组有2M1个输入端口，1个输出端口，通过引入滤波器多相分量和IFFT来减少计算量，更适合硬件实现。第一级综合滤波器组的2M1个子带滤波器分别对输入信号进行滤波，再将2M1个滤波结果相加得到输出信号/>
本发明实施例的适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法采用的级联调制滤波器组的第一级分析滤波器组和第一级综合滤波器组设计方法为：
第一步，设计原型滤波器hp1(n)，n＝0，1，…，N1-1，其通带区间为[0，π/M1]，并且基于该原型滤波器hp1(n)的指数调制滤波器组为完美重构滤波器组。此外，图3和图6中 为hp1(n)的I型多相分量，k＝0，1，…2M1-1；
第二步，对原型滤波器hp1(n)进行M2倍插零可得滤波器hp1_int(n)：
其中，k＝0，1，…，N1-1，n＝0，1，…，M2(N1-1)；
第三步，对滤波器hp1_int(n)进行指数调制得到第一级分析滤波器组的子带滤波器和第一级综合滤波器组的/>
其中，k1＝0，1，…，2M1-1，n＝0，1，…，M2(N1-1)。
本发明实施例的适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法采用的级联调制滤波器组的第k1个第二级分析滤波器组和第k1个第二级综合滤波器组设计方法为：
第一步，设计原型滤波器hp2(n)，n＝0，1，…，N2-1，其频率响应Hp2(ω)满足：当0≤ω≤π/M时，|Hp2(ω)|≈1，当ω≥2π/M2-π/M时，|Hp2(ω)|≈0；
第二步，对原型滤波器hp2(n)乘以与k1相关的指数因子进行预调制，得到预调制滤波器
其中，k1＝0，1，…，2M1-1，n＝0，1，…，N2-1。此外，图4和图5中 为/>的I型多相分量，k＝0，1，…M2-1；
第三步，对滤波器进行指数调制得到第k1个第二级分析滤波器组子带滤波器/>和第k1个第二级综合滤波器组子带滤波器/>
其中，k1＝0，1，…，2M1-1，k2＝0，1，…，M2-1，n＝0，1，...，N2-1。
本发明实施例的基于级联调制滤波器组信道化器的频率精度为2π/M的信道化器，级联滤波器组能够通过设计参数为M1和M2的原型滤波器hp1(n)和hp2(n)，进而得到各级调制滤波器组，等价于基于参数为M＝M1×M2的原型滤波器h(n)的传统调制滤波器组。然而，相对于完美重构调制滤波器组，级联调制滤波器组的设计更加简便、快速、有效。相对于近似完美重构调制滤波器组，级联调制滤波器组的重构性能更好。因此，本发明更适合设计高精度高性能的信道化器。
在硬件实现滤波器组时，往往采用多相分量形式的结构，会应用到DFT和IDFT。设计频率精度为2π/M的信道化器时，传统调制滤波器组会利用M阶DFT和IDFT，一般M为2的幂次方，传统调制滤波器组可以利用M阶FFT和IFFT来快速实现2M阶DFT和IDFT。级联调制滤波器组则是利用更低阶的FFT和IFFT，具体为2M1阶和M2阶，使得基于级联调制滤波器组的信道化器能够适用于更高频率的时钟，即本发明能够对更大带宽的信号进行处理。
本发明设计的信道化器是基于级联调制滤波器组的，信道化器输入信号采样率归一化频率为2π，为实现信道化器的最小子信道带宽为2π/M，M为整数，一般为2的幂次方，需要设计包括1个第一级分析滤波器组、2M1个的第二级分析滤波器组、2M1个的第二级综合滤波器组和1个第一级综合滤波器组的级联调制波器组。第一级分析滤波器组和第一级综合滤波器组都是对参数为M1原型滤波器hp1(n)插M2零后进行指数调制得到的，第二级分析滤波器组和第二级综合滤波器组都是对参数为M2原型滤波器hp2(n)预调制后进行指数调制得到的，可构成近似完美重构滤波器组，M1为小于M的整数，一般为2的幂次方，M2＝M/M1，且为整数。本发明设计信道化器方便快捷，能够针对更大带宽的信号设计更高精度的信道化器。
下面结合仿真对本发明的技术效果作详细的描述。
1、仿真条件：系统采样率为256MHz，发射机的基带信号最大带宽为96MHz，子载波信号速率为2k，其中k＝0、1、2、3、4，分别定义成模式1、2、3、4、5，成型滤波器滚降因子α＝0.2，对于96MHz总信号带宽，可以配置为1个Rs＝64MHz的子载波、2个Rs＝32MHz的子载波、4个Rs＝16MHz的子载波、8个Rs＝8MHz的子载波、16个Rs＝4MHz的子载波及其组合方式。
在进行信道化分时，子信道分布最密集的情况是96MHz带宽的范围内均匀分布16个Rs＝4MHz的子载波，子载波信号带宽BW＝Rs×(1+α)＝4.8MHz，则每个子载波信号的间隔为G＝(96MHz/16-4.8MHz)＝1.2MHz，则M＝256。为方便设计指数调制滤波器组的原型滤波器，应尽量让M1尽可能小，M1＝M2＝16。利用论文《Ahigh-resolution wideband digitalchannelizer for software radio systems using high-order perfectreconstruction filterbanks》中方法设计原型滤波器hp1(n)，其长度的为512，其幅频响应见图7；设计原型滤波器hp2(n)时，采用窗函数法，本文仿真选用Kaiser窗函数w(n)，带外衰减As＝100dB，则原型滤波器hp2(n)为：
其中，n＝0，1，…，N-1，ωp和ωs是原型滤波器hp2(n)的通带截止频率和阻带截止频率，具体为N＝560，ωp＝0.0469π，ωs＝0.0703，其幅频响应见图8。若采用传统调制滤波器组的结构，则需利用上述论文中方法设计参数M＝256的原型滤波器h(n)，其长度为8192，其幅频响应见图9，其设计难度远远大于原型滤波器hp1(n)和hp2(n)。
2、仿真内容：在无邻道干扰的情况下进行仿真，即整个信道带宽都分配给一个子载波信号，除该信号所占用的信道外，不在其他信道加入信号。分别对各个模式的信号依次仿真基于传统调制滤波器组和级联调制滤波器组的信道化器。验证包含多个子信道的子载波信号的误比特率性能。
3、仿真结果：图10为基于传统调制滤波器组和级联调制滤波器组结构的信道化器卫星通信系统的误比特率性能图，在实际仿真各个模式时，误比特率性能随着模式的改变几乎没有变化。为了行文方便，只给出最大信号带宽对应的误比特率性能，即模式5。由图可知，相较于理论误比特率性能，基于传统调制滤波器组和级联调制滤波器组结构的信道化器都能够重构信号，且二者仿真的系统误比特率性能损失都约为0.01dB。说明本发明设计的基于级联调制滤波器组的信道化器设计简单且有效。
综上所述，本发明公开的一种适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法，解决了卫星通信领域设计高精度信道化器的技术问题，本发明设计的信道化器是基于级联调制滤波器组的。信道化器的输入信号采样率归一化频率为2π，为实现信道化器的最小子信道带宽为2π/M，M为整数，一般为2的幂次方，需要设计包括1个第一级分析滤波器组、2M1个的第二级分析滤波器组、2M1个的第二级综合滤波器组和1个第一级综合滤波器组的级联调制滤波器组。第一级分析滤波器组和第一级综合滤波器组都是对参数为M1原型滤波器hp1(n)插M2零后进行指数调制得到的，第二级分析滤波器组和第二级综合滤波器组都是对参数为M2原型滤波器hp2(n)预调制后进行指数调制得到的，可构成近似完美重构滤波器组，M1为小于M的整数，一般为2的幂次方，M2＝M/M1，且为整数。本发明设计信道化器方便快捷，能够针对更大带宽的信号设计更高精度的信道化器。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，都应涵盖在本发明的保护范围之内。
Claims (5)
1.一种适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法，其特征在于，所述适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法通过级联调制滤波器组实现信号分离；通过信号交换模块完成信号交换；再通过级联调制滤波器组实现信号重构，信号采样率归一化频率为2π且信道化器的最小子信道带宽为2π/M，M为整数，为2的幂次方；
所述适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法采用的级联调制滤波器组的第一级分析滤波器组和第一级综合滤波器组设计方法为：
第一步，设计原型滤波器hp1(k)，k＝0，1，…，N1-1，其通带区间为[0，π/M1]，并且基于该原型滤波器hp1(k)的指数调制滤波器组为完美重构滤波器组；
第二步，对原型滤波器hp1(k)进行M2倍插零可得滤波器hp1_int(n)：
其中，k＝0，1，…，N1-1，n＝0，1，…，M2(N1-1)；
第三步，对滤波器hp1_int(n)进行指数调制得到第一级分析滤波器组的子带滤波器和第一级综合滤波器组的/>
其中，k1＝0，1，…，2M1-1，n＝0，1，…，M2(N1-1)；
所述适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法采用的级联调制滤波器组由1个包含2M1个子带滤波器的第一级分析滤波器组、2M1个包含M2个子带滤波器和M2个M倍下采样的第二级分析滤波器组、2M1个包含M2个子带滤波器和M2个M倍上采样的第二级综合滤波器组以及1个包含2M1个子带滤波器的第一级综合滤波器组组成，M1为小于M的整数，为2的幂次方，M2＝M/M1。
2.如权利要求1所述的适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法，其特征在于，所述适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法采用的级联调制滤波器组对输入信号X(n)的处理过程包括：
第一步，第一级分析滤波器组的2M1个子带滤波器对输入信号X(n)进行滤波，得到2M1个输出信号/>
第二步，第k1个第二级分析滤波器组的M2个子带滤波器对输入信号Yk1(n)进行滤波，再进行M倍下采样，得到M2个输出信号/>
第三步，第k1个第二级综合滤波器组对输入信号进行M倍上采样，再由其M2个子带滤波器/>分别对信号进行滤波，再将M2个滤波结果相加得到输出信号/>
第四步，第一级综合滤波器组的2M1个子带滤波器分别对输入信号进行滤波，再将2M1个滤波结果相加得到输出信号/>
3.如权利要求1所述的适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法，其特征在于，所述适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法采用的级联调制滤波器组的第k1个第二级分析滤波器组和第k1个第二级综合滤波器组设计方法为：
第一步，设计原型滤波器hp2(n2)，n2＝0，1，…，N2-1，其频率响应Hp2(ω)满足：当0≤ω≤π/M时，|Hp2(ω)|≈1，当ω≥2π/M2-π/M时，|Hp2(ω)|≈0；
第二步，对原型滤波器hp2(n2)乘以与k1相关的指数因子进行预调制，得到预调制滤波器
其中，k1＝0，1，…，2M1-1，n2＝0，1，…，N2-1；
第三步，对滤波器进行指数调制得到第k1个第二级分析滤波器组子带滤波器和第k1个第二级综合滤波器组子带滤波器/>
其中，k1＝0，1，…，2M1-1，k2＝0，1，…，M2-1，n2＝0，1，...，N2-1。
4.一种由权利要求1～3任意一项所述适合高通量卫星的级联调制滤波器组信道化器设计方法得到的级联调制滤波器组信道化器。
5.一种如权利要求4所述级联调制滤波器组信道化器在高通量卫星中的应用。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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| GR01 | Patent grant | ||
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