CN113179104A - 用于空天多载波通信的子载波信号提取系统及方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种用于空天多载波通信的子载波信号提取系统及方法，该系统包括：分析模块以及综合模块；所述分析模块，用于将输入信号分为2M个子信号，并分别对所述2M个子信号进行滤波处理以及IFFT处理，得到2M个子带信号；所述综合模块，用于接收所述2M个子带信号，提取目标子带占据的子带信号进行FFT运算，并将FFT运算之后的信号分成2M个通道的子信号，并再进行滤波处理后进行累加，得到目标子载波信号；其中，在分析模块进行滤波处理时，将所述2M个子信号分为两组，每组子信号分时复用同一滤波器；在综合模块进行滤波处理的时候，2M个子信号可以共用一个滤波器，实现滤波器的复用，从而可以在完成信号提取的同时，节省硬件计算资源。

Description

用于空天多载波通信的子载波信号提取系统及方法
技术领域
本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种用于空天多载波通信的子载波信号提取系统及方法。
背景技术
目前，信道化技术是宽带数字接收机的关键技术之一，宽带接收机接收到的中频带宽内通常含有多个待提取的子带信号，为了进行后端的基带处理，要将这些相互独立的子带信号进行分离，需要用到多通道的信道化技术。然而，已有基于DFT调制滤波器组的非均匀信道化技术，而且目前已有的FPGA实现方案因受资源的限制无法做到较大通道数的划分。
因此，如何提出一种用于空天多载波通信的子载波信号提取方案，可以在完成信号提取的同时，节省硬件计算资源是本领域技术人员亟待解决的技术问题。
发明内容
本发明提供一种用于空天多载波通信的子载波信号提取系统及方法，可以在完成信号提取的同时，节省硬件计算资源。
一方面，本发明提供一种用于空天多载波通信的子载波信号提取系统，包括：分析模块以及综合模块；
所述分析模块，用于将输入信号分为2M个子信号，并分别对所述2M个子信号进行滤波处理以及IFFT处理，得到2M个子带信号；
所述综合模块，用于接收所述2M个子带信号，提取目标子带占据的子带信号进行FFT运算，并将FFT运算之后的信号分成2M个通道的子信号，并再进行滤波处理后进行累加，得到目标子载波信号；
其中，在分析模块进行滤波处理时，将所述2M个子信号分为两组，每组子信号分时复用同一滤波器；在综合模块进行滤波处理时，2M个子信号分时复用同一滤波器；M为正整数。
进一步地，所述分析模块包括：第一通道数据构造单元，用于将输入信号分成2M个通路，进行不同的延时并M倍降采样。
进一步地，所述分析模块包括：第一滤波器复用单元，用于对所述2M通道的信号分时进行滤波处理。
进一步地，所述分析模块包括：IFFT单元，用于对滤波后的信号进行IFFT运算，得到2M个子带信号。
进一步地，所述综合模块包括：FFT模块，用于提取所述2M个子带信号进入FFT模块进行FFT运算。
进一步地，所述综合模块包括：第二通道数据构造单元，用于将FFT运算之后的信号分成2M个通道的信号，以供后续模块进行滤波处理。
进一步地，所述综合模块包括：第二滤波器复用单元，用于对2M个通道的子信号进行滤波处理。
进一步地，所述综合模块包括：信号累加模块，用于对滤波后的2M个通道的子信号进行不同的延时并累加，得到子载波信号。
进一步地，所述进行滤波处理的滤波器的系数的个数为2mM、子信道个数为2M个；
所述滤波器的2mM个系数的具体值是根据滤波器的阶数2mM-1和子信道的个数2M确定的。
另一方面，本发明实施例提供一种用于空天多载波通信的子载波信号提取方法，应用于上述任一种所述的用于空天多载波通信的子载波信号提取系统，包括：
将输入信号分为2M个子信号，并分别对所述2M个子信号进行滤波处理以及IFFT处理，得到2M个子带信号；
接收所述2M个子带信号，提取目标子带占据的子带信号进行FFT运算，并将FFT运算之后的信号分成2M个通道的子信号，并再进行滤波处理后进行累加，得到目标子载波信号；
其中，在分析模块进行滤波处理时，将所述2M个子信号分为两组，每组子信号分时复用同一滤波器；在综合模块进行滤波处理时，2M个子信号分时复用同一滤波器；M为正整数。
本发明提供的一种用于空天多载波通信的子载波信号提取系统及方法，将输入信号分为2M个子信号，并分别对所述2M个子信号进行滤波处理以及IFFT处理，得到2M个子带信号；提取目标子带占据的子带信号进行FFT运算，并将FFT运算之后的信号分成2M个通道的子信号，并再进行滤波处理后进行累加，得到目标子载波信号；其中，在分析模块进行滤波处理时，将所述2M个子信号分为两组，每组子信号分时复用同一滤波器；在综合模块进行滤波处理时，2M个子信号分时复用同一滤波器；M为正整数，从而在硬件上实现滤波时，能够减少对硬件资源的占用，实现滤波器的复用，从而可以在完成信号提取的同时，节省硬件计算资源。
附图说明
为了更清楚地说明本发明或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明实施例提供的完全重构DFT滤波器的多相结构示意图；
图2是本发明实施例提供的2M通道滤波器的原理示意图；
图3是本发明实施例提供的分析模块中各单元功能的关系示意图；
图4是本发明实施例提供的综合模块中各单元功能的关系示意图；
图5是本发明实施例提供的分析模块中2M通道数据构造原理示意图；
图6是本发明实施例提供的分析模块中滤波器复用以及滤波器分解为乘法和加法的原理图；
图7是本发明实施例提供的综合模块中2M通道数据的构造原理图；
图8是本发明实施例提供的综合模块滤波器复用以及滤波器分解为乘法和加法的原理图；
图9是本发明实施例提供的2M通道数据累加的原理图；
图10为本发明实施例提供的一种用于空天多载波通信的子载波信号提取方法的流程示意图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明中的附图，对本发明中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
下面结合图1-图9描述本发明的一种用于空天多载波通信的子载波信号提取系统。
其中，图1是本发明实施例提供的完全重构DFT滤波器的多相结构示意图；图2是本发明实施例提供的2M通道滤波器的原理示意图；
图3是本发明实施例提供的分析模块中各单元功能的关系示意图；图4是本发明实施例提供的综合模块中各单元功能的关系示意图；图5是本发明实施例提供的分析模块中2M通道数据构造原理示意图；图6是本发明实施例提供的分析模块中滤波器复用以及滤波器分解为乘法和加法的原理图；图7是本发明实施例提供的综合模块中2M通道数据的构造原理图；图8是本发明实施例提供的综合模块滤波器复用以及滤波器分解为乘法和加法的原理图；图9是本发明实施例提供的2M通道数据累加的原理图。
在本发明的一种具体实施方式中，本发明实施例提供一种用于空天多载波通信的子载波信号提取系统，包括：分析模块以及综合模块；
所述分析模块，用于将输入信号分为2M个子信号，并分别对所述2M个子信号进行滤波处理以及IFFT处理，得到2M个子带信号；
所述综合模块，用于接收所述2M个子带信号，提取目标子带占据的子带信号进行FFT运算，并将FFT运算之后的信号分成2M个通道的子信号，并再进行滤波处理后进行累加，得到目标子载波信号；
其中，在分析模块进行滤波处理时，将所述2M个子信号分为两组，每组子信号分时复用同一滤波器；在综合模块进行滤波处理时，2M个子信号分时复用同一滤波器；M为正整数。
进一步地，所述分析模块包括：第一通道数据构造单元，用于将输入信号分成2M个通路，进行不同的延时并M倍降采样。
进一步地，所述分析模块包括：第一滤波器复用单元，用于对所述2M通道的信号分时进行滤波处理。
进一步地，所述分析模块包括：IFFT单元，用于对滤波后的信号进行IFFT运算，得到2M个子带信号。
进一步地，所述综合模块包括：FFT模块，用于提取所述2M个子带信号进入FFT模块进行FFT运算。
进一步地，所述综合模块包括：第二通道数据构造单元，用于将FFT运算之后的信号分成2M个通道的信号，以供后续模块进行滤波处理。
进一步地，所述综合模块包括：第二滤波器复用单元，用于对2M个通道的子信号进行滤波处理。
进一步地，所述综合模块包括：信号累加模块，用于对滤波后的2M个通道的子信号进行不同的延时并累加，得到子载波信号。
进一步地，所述进行滤波处理的滤波器的系数的个数为2mM、子信道个数为2M个；
所述滤波器的2mM个系数的具体值是根据滤波器的阶数2mM-1和子信道的个数2M确定的。
本发明实施例提供的一种用于空天多载波通信的子载波信号提取系统及方法，将输入信号分为2M个子信号，并分别对所述2M个子信号进行滤波处理以及IFFT处理，得到2M个子带信号；提取目标子带占据的子带信号进行FFT运算，并将FFT运算之后的信号分成2M个通道的子信号，并再进行滤波处理后进行累加，得到目标子载波信号；其中，在分析模块进行滤波处理时，将所述2M个子信号分为两组，每组子信号分时复用同一滤波器；在综合模块进行滤波处理时，2M个子信号分时复用同一滤波器；M为正整数，从而在硬件上实现滤波时，能够减少对硬件资源的占用，实现滤波器的复用，从而可以在完成信号提取的同时，节省硬件计算资源。
下面对本发明实施例提供的用于空天多载波通信的子载波信号提取系统的原理说明如下：
假设原型滤波器h(n)系数长度为2mM(m为正整数)，滤波器的子信道数为2M，相应的分析滤波器和综合滤波器：
Figure BDA0003012552910000061
其中，Hk(z)和Fk(z)分别是分析滤波器和调制滤波器的频域表达形式。将上式写成多相形式，令n＝q+2Mr，其中q的取值范围是0-2M-1，r的取值范围0-m-1。
Figure BDA0003012552910000071
令
Figure BDA0003012552910000072
则(2)式可以写成：
Figure BDA0003012552910000073
其中，Eq(z2M)是分析滤波器和调制滤波器的多相分量。完全重构DFT滤波器的多相结构如图1所示，X(z)为输入序列，
Figure BDA0003012552910000074
是重构序列。
假设复中频信号的频率范围为[0-fs]，fs为带通采样率，满足采样定理，有N个子带信号遍布中频接收带宽[0-2π](fs归一化值)，每个子带信号xi的上下频带边缘为
Figure BDA0003012552910000075
且满足
Figure BDA0003012552910000076
Figure BDA0003012552910000077
i的取值范围是1-N。与子带信号带宽相比，子带信号间的保护间隔
Figure BDA0003012552910000078
很小，每个子带的带宽
Figure BDA0003012552910000079
和保护间隔Gi可能都不相同。子带间的最小保护间隔Gmin可表示为：
Figure BDA00030125529100000710
首先确定滤波器的子信道数目：
Figure BDA00030125529100000711
符号
Figure BDA00030125529100000712
表示向上取整。
分析滤波器将[0-2π]分成2M份，由于子带信号的带宽和频带位置各不相同，所以每个子带信号占据分析滤波器不同数量的子信道。定义
Figure BDA0003012552910000081
和
Figure BDA0003012552910000082
分别表示第i个子信号xi占有的子信道的上下边界：
Figure BDA0003012552910000083
符号
Figure BDA0003012552910000084
表示向下取整，则子信号xi共占用Mi个子信道
Figure BDA0003012552910000085
对其进行重构处理时，只需要将分析滤波器2M点IDFT输出中的
Figure BDA0003012552910000086
输入到综合滤波器2M点DFT的端口
Figure BDA0003012552910000087
剩余的子信道端口以0为输入。
在实践中，本发明实施例是针对现有空天通信系统中数字信道化技术FPGA实现的不足，提出一种基于的FPGA实现方案，也就是说，本申请实施例中的硬件实现采用FPGA的方式实现。
步骤一、给定滤波器系数的个数2mM、子信道个数2M，并根据这两个参数设计原型滤波器。
2M通道滤波器的原理图如图2所示，图中第k个通道Xk(z)的表达形式：
Xk(z)＝X(z)Hk(z) (9)
k的取值范围0-2M-1，Xk(z)降采样M倍得到Vk(z)，Vk(z)的表达形式：
Figure BDA0003012552910000088
其中，
Figure BDA0003012552910000089
Vk(z)升采样M倍得到Uk(z)，Uk(z)的表达形式：
Figure BDA00030125529100000810
于是，该滤波器最后的输出：
Figure BDA00030125529100000811
令
Figure BDA00030125529100000812
则
Figure BDA0003012552910000091
最后的输出是
Figure BDA00030125529100000913
是
Figure BDA0003012552910000093
的加权和，权函数是Tl(z)；
由于：
Figure BDA0003012552910000094
1＝0时，
Figure BDA0003012552910000095
在1≠0时
Figure BDA0003012552910000096
是X(ejw)的移位，因此
Figure BDA0003012552910000097
是X(ejw)及其移位的加权和。l≠0时的分量是混叠分量，应想办法去除。
若保证：
Tl(z)＝0，l＝1，2，...，M-1 (16)
则可以保证去除混叠分量，此时
Figure BDA0003012552910000098
式中，
Figure BDA0003012552910000099
T0(z)的理想形式，T0(z)＝cz-k，这样输出信号既没有相位失真也没有幅度失真。
综上，设[D0(z) D1(z) D2(z) ... DM-1(z)]T＝[cz-k 0 0 ... 0]T，当Tl(z)＝Dl(z)时，可准确重建；
定义误差函数为：
Figure BDA00030125529100000910
此时，求解滤波器系数的问题就变成了求解非线性无约束最小值问题。
Dl(ejω)的表达式前面已经给出，下面具体描述Tl(ejω)的表达式与h(n)之间的关系由式(1)(13)可得，
Figure BDA00030125529100000911
其中：
Figure BDA00030125529100000912
Figure BDA0003012552910000101
利用梯度下降法求解误差函数的最小值，使误差函数小于指定阈值的滤波器系数就是最终所求的原型滤波器系数。
I：给定步进大小μ、迭代结束的阈值，给定h(n)的初值。
II：根据当前的h(n)计算误差函数的梯度
Figure BDA0003012552910000102
Figure BDA0003012552910000103
其中，
Figure BDA0003012552910000104
III：判断误差函数的值是否小于阈值，若小于阈值迭代结束；若大于阈值，则沿梯度反方向，按照步进μ更新h(n)。
Figure BDA0003012552910000105
更新之后，返回II。
迭代结束后的h(n)就是所求的原型滤波器系数。
步骤二、分析模块的实现。按照自顶向下、模块化的方法将分析模块分为2M通道数据的构造、滤波器的复用、IFFT三个模块。模块划分图如图3所示。
步骤2.12M通道数据的构造。
为得到图1中第k路信号Xk(z)，X(z)需延时k个时钟周期，并进行M倍下采样，因此Xk(z)的表达式
Figure BDA0003012552910000106
时域表达形式
xk(n)＝x(Mn-k)k＝0，...，2M-1 (27)
其中，x(n)在n＜0时为0.然而在实际信号输入的过程中，n＜0的信号是不存在的。所以通道1-M在收到真实的数据序列之前需要补一个0，通道M+1-2M-1需要补两个0。
2M通道信号构造出来给后续的滤波模块进行处理。根据原型滤波器系数的个数，以及子信道的个数确定每个通路滤波器的系数的个数m，m等于原型滤波器系数的个数除以子信道的个数。
从图1中的原理图中可以看出，滤波器的多相分量的形式是Ek(z2)，也就是说，滤波器多相分量的系数要经过2倍过采样，再对每个通道的信号进行滤波。滤波的本质是卷积运算，而卷积的本质是乘法与加法。每得到一个卷积后的数据需要2m个数据相乘再累加。根据卷积先移位再相乘最后相加的特性，每个数据会影响2m个结果，又因为2倍过采样之后，2m个系数中的最后一个数是0，所以实际只会影响2m-1个结果。故，每个通道要保存2m-1个数据用于下一次的卷积运算。
结合前面所提的因延时和抽取所需补0，通道0需要2m-1个变量，通道1-M需要2m个变量，通道M+1-2M-1需要2m+1个变量。变量的设置如图5所示。
具体的数据存储、移位规则如下：
1)设置计数器0，计数值从0-M-1。第一个数据输入的时候计数器从0开始计数。
2)根据计数值决定数据输入哪个通道：
计数值为0时，数据给通道0的X0，2m-2和通道M的XM，new
计数值为k时，数据给通道M-k的XM-k，new和通道2M-k的X2M-k，new，k的取值1-M-1。
其中Xk，new中的k代表通道的编号，第二个脚标用于区分同一通道内不同的变量。
3)根据计数值控制变量的移位，计数值为0时，每个通道的变量按图中所示的方向进行移位。
步骤2.2滤波器的复用
滤波器可以复用的原因：数据经延时和降采样之后要进行的操作就是滤波。滤波的本质是进行卷积运算，而卷积的运算过程可以分解为乘法和加法。根据图1原理图所示，一共有2M个通路，每个通路都要进行滤波，也就是说，每个通路都需要一组乘法器进行卷积运算，如果并行实现则需要2M个乘法器组，这样会消耗大量的资源。由于每个通路的数据在滤波之前都经过了M倍降采样，每隔M个时钟周期才有新的数据输入，也就是说每隔M个时钟周期才需要计算一次数据，所以可令M个通道共用一组乘法器。这样一共只需两个乘法器组。一个乘法器组需要m个乘法器，
Figure BDA0003012552910000121
个加法器，并行实现共需2mM个乘法器，
Figure BDA0003012552910000122
个加法器；复用之后只需2m个乘法器，
Figure BDA0003012552910000123
个加法器。当M较大时，将会节约巨大的资源。
图6中展示出了将滤波器简化成乘法器与加法器组合的形式。图中C2k，i代表通道2k的滤波器多相分量的第i个系数，C2k+1，i代表通道2k+1的滤波器多相分量的第i个系数。乘法器组1输出的信号是A2k(z)，乘法器组2输出的信号是A2k+1(z)，k的取值0-M-1。
具体的实现方法：将2M个通道分成两组，所有奇数通道分为一组，所有偶数通道为一组。所有的奇数通道可以复用一个滤波模块，所有的偶数通道可以复用一个滤波模块。
通道的选择可以通过前文中提到的计数器0的计数值来实现。
计数值为0：乘法器组1接通道2M-2，乘法器组2接通道2M-1。
计数值为k：乘法器组1接通道2k-2，乘法器组2接通道2k-1，k的取值范围1-M-1。
假设滤波模块的时钟速率是fs，则每个通道数据的产生速率是fs/M，一共有2M个通道，故滤波模块整体数据输出速率是2fs，也就是说后续的IFFT模块的采样率为2fs才能保证数据的传输。
因为滤波输出的数据的时钟与IFFT的采样时钟不一致，所以涉及到跨时钟域传输的问题。滤波后的结果是多bit信号，不能通过简单的打拍来消除亚稳态。使用两个异步FIFO分别将两个乘法器组的输出储存起来，并交替输出两个FIFO中的数据，以消除跨时钟域传输中的亚稳态问题。
步骤2.3 IDFT运算可以用IFFT运算来代替，调用IP核实现2M点IFFT运算。得到2M点IFFT输出Vk(z)
步骤三、综合部分的实现
综合部分的实现可以分为FFT、2M通道数据的构造、滤波器复用、2M通道信号的累加四个模块。模块划分图如图4所示。
步骤3.1FFT的实现只需调用一个IP核就行。但是要对FFT的输入信号进行控制，IFFT输出的2M点结果中，
Figure BDA0003012552910000131
输入到综合滤波器2M点FFT的端口
Figure BDA0003012552910000132
剩余的子信道端口以0为输入。在FPGA处理的过程中，FFT数据是串行进入的，所以，要判断在哪些时刻将输入数据置为0，哪些时刻的输入保留。可设置一个两状态的状态机，状态0：将IFFT的输出数据输入到FFT IP核中，状态1：将0输入到FFT IP核中，状态跳转可以用计数器进行控制，计数器计数值从0-2M-1，当IFFT输出一个数据时，计数器从0开始计时。当
Figure BDA0003012552910000133
Figure BDA0003012552910000134
(子带占据的位置范围)时，跳转状态0，当计数器不在此范围时跳转到状态1。
步骤3.2 2M通道数据的构造
每个通道的数据都要进行滤波，变量个数的设置与滤波器的系数个数有关，应设置为2m-1个。数据移位的原理如图7所示，其中U(z)是FFT输出的信号。
2M通道数据的构造中需要用到一个计数器1，计数值0-2M-1，FFT模块输出第1个数据时，计数器1从0开始计数。数据移位规则：计数值为k时，数据赋值给Uk，2m-2，并同时向右移位。
步骤3.3滤波器复用的实现；
滤波器的运算可以分解为乘法和加法的组合，分解之后的形式如图8所示，其中Gk(z)是滤波输出的信号。图中C2M-1-k，i代表通道2M-1-k的滤波器多相分量的第i个系数。
复用的实现同样用一个计数器实现，对计数器1的计数值进行一个时钟周期延时，得到计数器2。
计数器2计数值为k时，计算通道k的滤波。k的取值0-2M-1。
步骤3.4滤波结果累加的实现。
此过程对应的是原理图中延时和2M通路累加的过程。
设置计数器3，滤波器输出第1个数据时。计数器从0开始计数，计数值从0-2M-1。
计数值为k时，滤波器的结果赋值给Gk，new，k的取值范围0-2M-2，当计数值为2M-1时，滤波器的结果赋值给G2M-1，0。
在计数器的计数值为0时，所有通道的数据都进行移位。
最后将所有的Gk，0进行流水累加，所需累加器的级数为log2 2M
步骤3.4升采样M倍
在输出数据中插入M-1个0即可。
本发明实施例提供的用于空天多载波通信的子载波信号提取系统与传统并行实现的结构相比节省了大量的乘法器资源和存储器资源，并且结构灵活，可以适应多种子带信号分布情况。
下面结合具体的数据来说明本申请实施例提供的用于空天多载波通信的子载波信号提取系统。
给定子带信号占据的位置为8-21，即
Figure BDA0003012552910000141
步骤一、给定滤波器系数的个数2mM＝512，通道数2M＝256，并根据这两个参数设计原型滤波器。
根据公式(12)，在本实例中图2原理图中重构信号的输出应为
Figure BDA0003012552910000142
令
Figure BDA0003012552910000143
则
Figure BDA0003012552910000144
最后的输出
Figure BDA0003012552910000145
是
Figure BDA0003012552910000146
的加权和，权函数是Tl(z)
根据准确重建的条件，设
[D0(z) D1(z) D2(z) ... D127(z)]T＝[z-511 0 0 ... 0]T (31)
当Tl(z)＝Dl(z)时，可准确重建；
定义误差函数为：
Figure BDA0003012552910000147
此时，求解滤波器系数的问题就变成了求解非线性无约束最小值问题。
Dl(ejω)的表达式前面已经给出，下面具体描述Tl(ejω)的表达式与h(n)之间的关系，由式(1)(29)可得：
Figure BDA0003012552910000151
其中
Figure BDA0003012552910000152
Figure BDA0003012552910000153
利用梯度下降法求解误差函数的最小值，使误差函数小于指定阈值的滤波器系数就是最终要求的原型滤波器系数。
I：给定步进大小μ＝5×10-4，迭代结束的阈值10-10，调用matlab中函数fir1生成一个511阶滤波器。matlab指令如下
h＝fir1(511，1/(2*M))′；
得到的h就是滤波器的初值。
II：根据当前的h(n)计算误差函数的梯度
Figure BDA0003012552910000154
Figure BDA0003012552910000155
其中，
Figure BDA0003012552910000156
III：判断误差函数的值是否小于阈值10-10，若小于阈值10-10迭代结束；若大于阈值10-10，则沿梯度反方向，按照步进μ更新h(n)。
Figure BDA0003012552910000157
更新之后，返回II。
迭代结束后的h(n)就是所求的原型滤波器系数。
步骤二、分析模块的实现。按照自顶向下、模块化分析的方法将分析模块分为256通道数据的构造，滤波器的复用，IFFT三个模块。模块划分图如图3所示。
步骤2.1 256通道数据的构造。
为得到图1中第k个通道的信号Xk(z)，X(z)需延时k个时钟周期，并进行128倍下采样，因此Xk(z)的表达式
Figure BDA0003012552910000161
时域表达形式：
xk(n)＝x(128n-k) k＝0，...，511 (40)
其中，x(n)在n＜0时为0。然而在实际信号输入的过程中，n＜0的信号是不存在的。所以通道1-128在收到数据序列之前需要补一个0，通道129-255需要补两个0。
256通道信号构造出来给后续的滤波模块进行处理。根据原型滤波器系数的个数，以及通道的个数确定每个通路滤波器的系数的个数可得m＝2。
每个通道要保存3个数据用于下一次的卷积运算。
又因延时和抽取所需补0，通道0需要3个变量，通道1-128需要4个变量，通道129-255需要5个变量。变量的设置原理如图5所示。
具体的数据存储、移位规则如下：
1)设置计数器0，计数值从0-127。第一个数据输入时计数器从0开始计数。
2)根据计数值决定数据输入哪个通道：
计数值为0时，数据给通道0的X0，2和通道128的X128，new。
计数值为k时，数据给通道128-k的X128-k，new和通道511-k的X511-k，new，k的取值1-127。
3)根据计数值控制变量的移位，计数值为0时，每个通道的变量按图中所示的方向进行移位。
步骤2.2滤波器的复用；
将256个通道分成两组，所有奇数通道分为一组，所有偶数通道为一组。所有的奇数通道可以复用一个滤波模块，所有的偶数通道可以复用一个滤波模块。因为滤波器的每个多相分量只有两个系数，所以只需两个乘法器。此模块的原理图如图6所示，图中C2k，i代表通道2k的滤波器多相分量的第i个系数，C2k+1，i代表通道2k+1的滤波器多相分量的第i个系数。乘法器组1输出的信号是A2k(z)，乘法器组2输出的信号是A2k+1(z)，k的取值0-127。
通道的选择可以通过前文中提到的计数器0的计数值来实现。
计数值为0：乘法器组1接通道510，乘法器组2接通道511。
计数值为k：乘法器组1接通道2k-2，乘法器组2接通道2k-1，k的取值范围1～127。
因为滤波输出数据的时钟与IFFT的采样时钟不一致，所以涉及到跨时钟域传输的问题。滤波后的结果是多bit信号，不能通过简单的打拍来消除亚稳态。使用两个异步FIFO分别将两个乘法器组的输出储存起来，并交替输出两个FIFO中的数据，以消除跨时钟域传输中的亚稳态问题。
步骤2.3 IDFT运算可以用IFFT运算来代替，调用IP核实现256点IFTT运算。得到256点IFFT输出Vk(z)
步骤三、综合部分的实现；
综合部分的实现可以分为FFT、256通道数据的构造、滤波器复用、256通道信号的累加四个模块。模块划分图如图4所示。
步骤3.1FFT的实现只需调用一个IP核就行。但是要对FFT的输入信号进行控制，IFFT输出的256点结果中，V8～V21输入到综合滤波器256点FFT的端口8～21，剩余的子信道端口以0为输入。在FPGA处理的过程中，FFT数据是串行进入的，所以，要判断在哪些时刻将输入数据置为0，哪些时刻的输入保留。设置一个两状态的状态机，状态0：将IFFT的输出数据输入到FFT IP核中，状态1：将0输入到FFT IP核中，状态跳转可以用计数器进行控制，计数器计数值从0～255，当IFFT输出一个数据时，计数器从0开始计时。当计数器＝8～21(子带占据的位置范围)时，跳转状态0，当计数器不在此范围时跳转到状态1。
步骤3.2 256通道数据的构造；
每个通道的数据都要进行滤波，变量个数的设置与滤波器的系数个数有关，应设置为3个，每个通道有Uk，0，Uk，1，Uk，2三个变量。数据移位的原理如图7所示，其中U(z)是FFT的输出。
256通道数据的构造中需要用到一个计数器1，计数器的计数值从0～511，FFT模块输出第1个数据时，计数器1从0开始计数。数据移位规则：计数值为k时，数据赋值给Uk，2，并同时向右移位。
步骤3.3滤波器复用的实现；
与分析模块中滤波器复用的实现类似。将滤波分解为乘法和加法组合，分解之后的形式如图8所示。图中C2M-1-，i代表通道2M-1-k的滤波器多相分量的第i个系数。
复用的实现同样用一个计数器实现，对计数器1的计数值进行一个时钟周期延时，得到计数器2。
计数器2计数值为k时，计算通道k的滤波。k的取值0～511。
步骤3.4滤波结果累加的实现。
此过程对应的是原理图中延时和256通路累加的过程。
设置计数器3，滤波器输出第1个数据时。计数器从0开始计数，计数值从0～255。
计数值为k时，滤波器的结果赋值给Gk，new，k的取值0～510，当计数值为511，滤波器的结果赋值给G511，0。
在计数器的计数值为0时，所有通道的数据都进行移位。
最后将所有的GK，0进行流水累加，所需累加器的级数为log22M＝log2256＝8级。
步骤3.4升采样128倍；在输出数据中插入127个0即可。
下面对本发明提供的用于空天多载波通信的子载波信号提取方法进行描述，下文描述的用于空天多载波通信的子载波信号提取方法与上文描述的用于空天多载波通信的子载波信号提取系统可相互对应参照。
请参考图10，图10为本发明实施例提供的一种用于空天多载波通信的子载波信号提取方法的流程示意图。
在本发明又一具体实施方式中，本发明实施例提供一种用于空天多载波通信的子载波信号提取方法，应用于上述任一种所述的用于空天多载波通信的子载波信号提取系统，包括：
步骤110：将输入信号分为2M个子信号，并分别对所述2M个子信号进行滤波处理以及IFFT处理，得到2M个子带信号；
步骤120：接收所述2M个子带信号，提取目标子带占据的子带信号进行FFT运算，并将FFT运算之后的信号分成2M个通道的子信号，并再进行滤波处理后进行累加，得到目标子载波信号；
其中，在分析模块进行滤波处理时，将所述2M个子信号分为两组，每组子信号分时复用同一滤波器；在综合模块进行滤波处理时，2M个子信号分时复用同一滤波器；M为正整数。
本发明实施例提供的一种用于空天多载波通信的子载波信号提取方法，将输入信号分为2M个子信号，并分别对所述2M个子信号进行滤波处理以及IFFT处理，得到2M个子带信号；提取目标子带占据的子带信号进行FFT运算，并将FFT运算之后的信号分成2M个通道的子信号，并再进行滤波处理后进行累加，得到目标子载波信号；将所述2M个子信号分为两组，每组子信号分时复用同一滤波器；其中，在分析模块进行滤波处理时，将所述2M个子信号分为两组，每组子信号分时复用同一滤波器；在综合模块进行滤波处理时，2M个子信号分时复用同一滤波器；M为正整数，从而在硬件上实现滤波时，能够减少对硬件资源的占用，实现滤波器的复用，从而可以在完成信号提取的同时，节省硬件计算资源。
以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性的劳动的情况下，即可以理解并实施。
通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到各实施方式可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件。基于这样的理解，上述技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品可以存储在计算机可读存储介质中，如ROM/RAM、磁碟、光盘等，包括若干指令用以使得一台计算机设备(可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等)执行各个实施例或者实施例的某些部分所述的方法。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (10)

1.一种用于空天多载波通信的子载波信号提取系统，其特征在于，包括：分析模块以及综合模块；
所述分析模块，用于将输入信号分为2M个子信号，并分别对所述2M个子信号进行滤波处理以及IFFT处理，得到2M个子带信号；
所述综合模块，用于接收所述2M个子带信号，并提取目标子带占据的子带信号进行FFT运算，并将FFT运算之后的信号分成2M个通道的子信号，并再进行滤波处理后进行累加，得到目标子载波信号；
其中，在分析模块进行滤波处理时，将所述2M个子信号分为两组，每组子信号分时复用同一滤波器；在综合模块进行滤波处理时，2M个子信号分时复用同一滤波器；M为正整数。
2.根据权利要求1要求所述的用于空天多载波通信的子载波信号提取系统，其特征在于，所述分析模块包括：第一通道数据构造单元，用于将输入信号分成2M个通路，进行不同的延时并M倍降采样。
3.根据权利要求1要求所述的用于空天多载波通信的子载波信号提取系统，其特征在于，所述分析模块包括：第一滤波器复用单元，用于对所述2M通道的信号分时进行滤波处理。
4.根据权利要求1要求所述的用于空天多载波通信的子载波信号提取系统，其特征在于，所述分析模块包括：IFFT单元，用于对滤波后的信号进行IFFT运算，得到2M个子带信号。
5.根据权利要求1要求所述的用于空天多载波通信的子载波信号提取系统，其特征在于，所述综合模块包括：FFT模块，用于提取目标子带占据的子带信号进行FFT运算。
6.根据权利要求1要求所述的用于空天多载波通信的子载波信号提取系统，其特征在于，所述综合模块包括：第二通道数据构造单元，用于将FFT运算之后的信号分成2M个通道的信号，以供后续模块进行滤波处理。
7.根据权利要求1要求所述的用于空天多载波通信的子载波信号提取系统，其特征在于，所述综合模块包括：第二滤波器复用单元，用于对2M个通道的子信号进行滤波处理。
8.根据权利要求1要求所述的用于空天多载波通信的子载波信号提取系统，其特征在于，所述综合模块包括：信号累加模块，用于对滤波后的2M个通道的子信号进行不同的延时并累加，得到子载波信号。
9.根据权利要求1至8任一项所述的用于空天多载波通信的子载波信号提取系统，其特征在于，所述进行滤波处理的滤波器的系数的个数为2mM、子信道个数为2M个；
所述滤波器的2mM个系数的具体值是根据滤波器的阶数2mM-1和子信道的个数2M确定的。
10.一种用于空天多载波通信的子载波信号提取方法，应用于如权利要求1-9任一项所述的用于空天多载波通信的子载波信号提取系统，其特征在于，包括：
将输入信号分为2M个子信号，并分别对所述2M个子信号进行滤波处理以及IFFT处理，得到2M个子带信号；
接收所述2M个子带信号，提取目标子带占据的子带信号进行FFT运算，并将FFT运算之后的信号分成2M个通道的子信号，并再进行滤波处理后进行累加，得到目标子载波信号；
其中，在分析模块进行滤波处理时，将所述2M个子信号分为两组，每组子信号分时复用同一滤波器；在综合模块进行滤波处理的时候，2M个子信号可以共用一个滤波器；M为正整数。
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