CN116827148A - 维也纳整流器优化调制方法、装置、终端及介质 - Google Patents
维也纳整流器优化调制方法、装置、终端及介质 Download PDFInfo
- Publication number
- CN116827148A CN116827148A CN202310674567.6A CN202310674567A CN116827148A CN 116827148 A CN116827148 A CN 116827148A CN 202310674567 A CN202310674567 A CN 202310674567A CN 116827148 A CN116827148 A CN 116827148A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- vector
- duty ratio
- basic
- potential
- compensation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 42
- 239000013598 vector Substances 0.000 claims abstract description 377
- 230000009471 action Effects 0.000 claims abstract description 82
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims abstract description 35
- 238000010586 diagram Methods 0.000 claims abstract description 26
- 230000002194 synthesizing effect Effects 0.000 claims abstract description 11
- 230000007935 neutral effect Effects 0.000 claims description 25
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 19
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 claims description 18
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 claims description 16
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 claims description 15
- 230000005764 inhibitory process Effects 0.000 abstract description 5
- 230000000875 corresponding effect Effects 0.000 description 32
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 16
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 12
- 230000008569 process Effects 0.000 description 8
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 6
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 6
- 238000004422 calculation algorithm Methods 0.000 description 4
- 238000009795 derivation Methods 0.000 description 4
- 230000006870 function Effects 0.000 description 4
- 238000005457 optimization Methods 0.000 description 2
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 239000004973 liquid crystal related substance Substances 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000010606 normalization Methods 0.000 description 1
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 1
- 230000002035 prolonged effect Effects 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 238000006467 substitution reaction Methods 0.000 description 1
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M7/2173—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a biphase or polyphase circuit arrangement
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M7/219—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
本发明公开了一种维也纳整流器优化调制方法、装置、终端及介质，所述方法包括：构建空间矢量图，根据参考合成矢量在空间矢量图中所在的小扇区，获得三相驱动信号占空比，对参与合成参考合成矢量的基本矢量进行电位补偿，根据电位补偿后占空比计算作用时间并调整作用时间。通过简单的逻辑判断和加减运算就可以快速准确地确定三相驱动信号占空比，并综合考虑了矢量偏移引起的误差，对基本矢量的占空比进行了精确补偿，再根据补偿后的占空比计算作用时间，并对小矢量对的作用时间进行调整来优化中点电位振荡，有效克服了中点电位震荡抑制时的直流和交流不平衡问题，提高了电能质量。
Description
技术领域
本发明涉及电子电力技术领域，尤其涉及的是一种维也纳整流器优化调制方法、装置、终端及介质。
背景技术
三电平维也纳整流器(VIENNA)可实现输入单位功率因数校正，不仅具有谐波小、开关损耗低和电磁干扰小等优点，而且电路结构简单、开关数目少、无桥臂直通问题，适合高压大功率变换场合。
但是维也纳整流器拓扑固有存在中点电位振荡。中点电位振荡会增加直流侧电容和半导体器件的应力，导致直流侧电容过设计，增加变换器成本，降低其运行可靠性。特别在大功率、高调制比情况下，中点电位振荡引入直流侧低频谐波，导致电能质量差。因此，需要对维也纳整流器进行优化调制。
目前的优化调制算法都是聚焦解决上下电容间的直流不平衡问题，但是中点电位振荡抑制需要解决的是交流不平衡问题，中点电位交流不平衡的振荡会造成低频谐波的存在进而影响电能质量，电能质量低。
因此，现有技术有待改进和提高。
发明内容
本发明的主要目的在于提供一种维也纳整流器优化调制方法及装置，解决对维也纳整流器进行优化调制时电能质量低的问题。
为了实现上述目的，本发明第一方面提供一种维也纳整流器优化调制方法，所述方法包括：
根据维也纳整流器拓扑中每一相双向开关管的导通状态确定基本空间电压矢量，根据所述基本空间电压矢量构建空间矢量图，所述空间矢量图包括若干个大扇区，每个大扇区包括若干个小扇区；
根据参考电压空间矢量获得参考合成矢量所在的大扇区和小扇区；
基于所述参考合成矢量所在的小扇区，对调制波和三角波载波进行逻辑判断和加减运算，获得三相驱动信号占空比；
根据所述三相驱动信号占空比，获得参与合成所述参考合成矢量的基本矢量的电位补偿前占空比，对所述基本矢量进行电位补偿以修正占空比，获得所述基本矢量的电位补偿后占空比；
根据所述基本矢量的电位补偿后占空比，计算所述基本矢量的作用时间；
调整所述基本矢量中的小矢量对的作用时间以优化中点电位振荡，获得所述基本矢量的调整后作用时间；
按所述调整后作用时间控制所述双向开关管。
可选的，所述基于所述参考合成矢量所在的小扇区，对调制波和三角波载波进行逻辑判断和加减运算，获得三相驱动信号占空比，包括：
基于所述参考合成矢量所在的小扇区，确定所述调制波和所述三角波载波；
比较所述调制波和所述三角波载波生成占空比；
对所述占空比进行加减运算，获得所述三相驱动信号占空比。
可选的，所述根据所述三相驱动信号占空比，获得参与合成所述参考合成矢量的基本矢量的电位补偿前占空比，对所述基本矢量进行电位补偿以修正占空比，获得所述基本矢量的电位补偿后占空比，包括：
根据所述三相驱动信号占空比，计算所述基本矢量的电位补偿前占空比；
计算中点电位波动值，根据所述中点电位波动值和所述电位补偿前占空比，获得所述基本矢量的电位补偿后占空比。
可选的，所述根据所述中点电位波动值和电位补偿前占空比，获得所述基本矢量的电位补偿后占空比，包括：
根据所述中点电位波动值，更新所述基本矢量的坐标值；
将更新坐标值后的所述基本矢量代入所述参考合成矢量的求解公式进行求解，获得所述基本矢量的电位补偿后占空比。
可选的，所述基本矢量包括中矢量，所述调整所述基本矢量中的小矢量对的作用时间以优化中点电位振荡，包括：
计算所述中矢量引起的中点电位波动值；
根据所述中点电位波动值更新所述小矢量对中的各个小矢量的作用时间，且不改变所述小矢量对的总作用时间。
可选的，所述根据所述基本矢量的电位补偿后占空比，计算所述基本矢量的作用时间，包括：
根据所述三相驱动信号占空比，获得所述基本矢量的电位补偿前作用时间；
根据所述基本矢量的电位补偿后占空比修正所述基本矢量的电位补偿前作用时间，获得所述基本矢量的作用时间。
本发明第二方面提供一种维也纳整流器优化调制装置，其中，上述装置包括：
空间矢量图模块，用于根据维也纳整流器拓扑中每一相双向开关管的导通状态确定基本空间电压矢量，根据所述基本空间电压矢量构建空间矢量图，所述空间矢量图包括若干个大扇区，每个大扇区包括若干个小扇区；根据参考电压空间矢量获得参考合成矢量所在的大扇区和小扇区；
三相驱动信号占空比模块，用于基于所述参考合成矢量所在的小扇区，对调制波和三角波载波进行逻辑判断和加减运算，获得三相驱动信号占空比；
基本矢量占空比模块，用于根据所述三相驱动信号占空比，获得参与合成所述参考合成矢量的基本矢量的电位补偿前占空比，对所述基本矢量进行电位补偿以修正占空比，获得所述基本矢量的电位补偿后占空比；
作用时间调整模块，用于根据所述基本矢量的电位补偿后占空比，计算所述基本矢量的作用时间；调整所述基本矢量中的小矢量对的作用时间以优化中点电位振荡，获得所述基本矢量的调整后作用时间；
控制模块，用于按所述调整后作用时间控制所述双向开关管。
可选的，所述基本矢量占空比模块包括补偿前占空比计算单元、中点电位波动值单元和修正单元，所述补偿前占空比计算单元用于根据所述三相驱动信号占空比，计算所述基本矢量的电位补偿前占空比，所述中点电位波动值单元用于计算中点电位波动值，所述修正单元用于根据所述中点电位波动值和所述电位补偿前占空比，获得所述基本矢量的电位补偿后占空比。
本发明第三方面提供一种智能终端，上述智能终端包括存储器、处理器以及存储在上述存储器上并可在上述处理器上运行的维也纳整流器优化调制程序，上述维也纳整流器优化调制程序被上述处理器执行时实现任意一项上述维也纳整流器优化调制方法的步骤。
本发明第四方面提供一种计算机可读存储介质，上述计算机可读存储介质上存储有维也纳整流器优化调制程序，上述维也纳整流器优化调制程序被处理器执行时实现任意一项上述维也纳整流器优化调制方法的步骤。
由上可见，本发明通过简单的逻辑判断和加减运算就可以快速准确地确定三相驱动信号占空比，并综合考虑了矢量偏移引起的误差，对基本矢量的占空比进行了精确补偿，再根据补偿后的占空比计算作用时间，并对小矢量对的作用时间进行调整来优化中点电位振荡，有效克服了中点电位震荡抑制时的直流和交流不平衡问题，提高了电能质量。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。
图1为本发明实施例提供的维也纳整流器优化调制方法流程示意图；
图2为三电平维也纳整流器的拓扑图；
图3为三电平维也纳整流器的空间矢量图；
图4为小扇区1、3a、4a的三相驱动信号占空比及推导过程示意图；
图5为小扇区2、3b、4b的三相驱动信号占空比及推导过程示意图；
图6为g-h坐标系示意图；
图7为小扇区1的作用时间变动示意图。
具体实施方式
下面结合本发明实施例的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是本发明还可以采用其它不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似推广，因此本发明不受下面公开的具体实施例的限制。
三电平维也纳整流器存在着中点电位直流及交流不平衡问题，这会影响电能质量，需要进行中点平衡控制。而现有的用于实现中点平衡控制的中点电位震荡抑制方法主要解决上下电容间的直流不平衡问题，并且存在如下缺陷：
传统的空间矢量调制算法需进行大量的三角函数和开方数学运算，计算量大，实时性差；通过加入时间偏移量来抑制中点电位振荡，实施方法复杂，实时性差；通过计算中点电位补偿系数，动态补偿注入的零序分量来抑制中点电位振荡，存在着复杂的坐标变换和计算，实时性差；采用SPWM方法抑制中点振荡时，开关损耗高、输出谐波大，电能质量低；采用非连续调制来抑制中点电位振荡时，增加了交流侧谐波，电能质量低。
为了提高电能质量，本发明提供了一种维也纳整流器优化调制方法，通过简单逻辑判断和加减运算就可以快速准确地确定三相驱动信号占空比，并综合考虑了矢量偏移引起的误差，对基本矢量的占空比进行了精确补偿，再根据补偿后的占空比计算作用时间，并对小矢量对的作用时间进行调整来优化中点电位振荡，有效克服了中点电位震荡抑制时的直流和交流不平衡问题，提高了电能质量。
示例性方法
本发明实施例提供了一种维也纳整流器优化调制方法，用于对三电平维也纳整流器的基本矢量的作用时间进行控制来抑制三电平维也纳整流器的中点电位震荡。
如图1所示，本实施例具体包括如下步骤：
步骤S100：根据维也纳整流器拓扑中每一相双向开关管的导通状态确定基本空间电压矢量，根据基本空间电压矢量构建空间矢量图，上述空间矢量图包括若干个大扇区，每个大扇区包括若干个小扇区；
三电平维也纳整流器(也称为三相VIENNA整流器)的拓扑如图2所示，图2中ea、eb、ec为电网三相电压，La＝Lb＝Lc为升压电感；C1＝C2为直流侧电容。每一相设有一个双向开关管，每个双向开关管由两个方向相反的开关管组成，每个开关管承受的最大电压是输出母线电压的一半。
由于三相VIENNA整流器中每相均有3个状态：[N]、[O]、[P]，其中[P]状态为电流从该相经电容C1流至中点O，[O]状态为电流从该相直接流至中点O，[N]为电流从中点O经电容C2流至该相。所以三相共有27种开关状态组合，对应着27种基本空间电压矢量。包括：6个大矢量：PNN、PPN、NPN、NPP、NNP、PNP；6个中矢量：PON、OPN、NPO、NOP、ONP、PNO；12个小矢量：PPO、OON、OPO、NON、OPP、NOO、OOP、NNO、POP、ONO、POO、ONN和3个零矢量(实际上等效为1个零矢量)：PPP、OOO、NNN。其中仅小矢量存在冗余矢量，如POO和ONN、POP和ONO、OOP和NNO等各为一对小矢量。
参考图3所示的空间矢量图，在αβ坐标系(即两相静止坐标系)上根据基本空间电压矢量与α轴的夹角，将其分为6个大扇区，每个大扇区又分为4个小扇区，其中，每个小扇区分别命名为：1、2、3、4，为了分析方便又将小扇区3和小扇区4分别分为3a、3b和4a、4b。
根据图2所示的三电平VIENNA整流器的拓扑图，可以得出三电平VIENNA整流器的开关状态与中点电流之间的关系如表1所示。
表1三电平VIENNA整流器的开关状态与中点电流对应关系
表1中各相电流以流进中点为参考正方向，由于大矢量与零矢量对中点电流不产生影响，所以没有列入表1中。
需要说明的是，虽然本实施例以三电平维也纳整流器为例，但是并不仅限于此类型维也纳整流器，本发明的维也纳整流器优化调制方法还可以应用在双相维也纳整流器、多相维也纳整流器中。针对不同类型的维也纳整流器，只是空间矢量图中的大扇区个数、每个大扇区包括的小扇区的个数有所不同。
步骤S200：根据参考电压空间矢量获得参考合成矢量所在的大扇区和小扇区；
在三电平维也纳整流器中，参考电压空间矢量是用来控制输出电压和电流的关键参数。通过空间矢量调制(SVM)策略将三相电压转换为二维空间矢量。参考合成矢量是指在空间矢量调制(SVM)策略中，用于生成PWM信号的合成矢量。
将参考电压空间矢量在abc坐标系下的坐标通过坐标变换(如克拉克变换)，变换成αβ两相静止坐标系下的坐标(用vα、vβ来表示)，则可通过它们之间的关系来判断参考合成矢量所在的大扇区，具体判断条件如表2所示。
表2参考合成矢量所在大扇区的判断条件
根据表2中的判断条件，就可以判定参考合成矢量所在的大扇区。
根据参考合成矢量所在的大扇区，还可以进一步判定参考合成矢量所在的小扇区。以大扇区1为例(其他大扇区进行类似判断)。定义三个新的变量分别为：则根据表3中的判断条件，就可以判断所在的小扇区(小扇区1，小扇区2，小扇区3a，小扇区3b，小扇区4a，小扇区4b)。
表3大扇区1中的参考合成矢量所在的小扇区的判断条件，其中Vdc为直流侧电压
步骤S300：基于参考合成矢量所在的小扇区，对调制波和三角波载波进行逻辑判断和加减运算，获得三相驱动信号占空比；
传统空间矢量调制算法需进行大量的三角函数和开方数学运算，计算量大，实时性差。本发明通过对调制波和三角波载波进行简单的逻辑判断和加减运算就可以获得三相驱动信号占空比，计算简单、效率高，满足实时性要求。
本实施例获得三相驱动信号占空比的具体步骤包括：
步骤S310：基于参考合成矢量所在的小扇区，确定调制波和三角波载波；
步骤S320：比较调制波和三角波载波生成占空比；
步骤S330：对占空比进行加减运算，获得三相驱动信号占空比。
具体地，每个小扇区所对应的调制波和三角波载波各不相同，因此，先依据参考合成矢量所在的小扇区，根据三电平维也纳整流器的拓扑确定该小扇区对应的调制波和三角波载波，然后比较调制波和三角波载波的波形，生成占空比。不同的小扇区对占空比进行的加减运算也各不相同，因此再根据参考合成矢量所在的小扇区对占空比进行相应的加减运算，就可以获得三相驱动信号占空比。
以大扇区1为例，对于小扇区1、3a、4a，七段式空间矢量的作用顺序为：POO-PON-PNN-ONN-PNN-PON-POO，POO-PON-OON-ONN-OON-PON-POO，POO-OOO-OON-ONN-OONOOO-POO。这三个小扇区的三相驱动信号占空比如图4中上部分区域所示，其推导过程参考图4中下部分区域。在小扇区1、3a、4a分别用1-vra、-vrb、-vrc的调制波和三角波载波比较，产生的占空比分别为da1、db1、dc1，七段式空间矢量对应的三相驱动信号占空比为da、db、dc，在这三个小扇区中，逻辑运算的表达式为：
对于小扇区2、3b、4b，七段式空间矢量作用的顺序分别为：OON-PON-PPN-PPO-PPN-PON-OON，OON-PON-POO-PPO-POO-PON-OON，OON-OOO-POO-PPO-POO-OOO-OON。这三个小扇区的三相驱动信号占空比如图5中上部分区域所示，其推导过程参考图5中下部分区域。在小扇区2、3b、4b分别用1-vra、1-vrb、-vrc的调制波和三角波载波比较，产生的占空比分别为da1、db1、dc1，七段式空间矢量对应的三相驱动信号占空比为da、db、dc，在这三个小扇区中，逻辑运算的表达式为：
上述vra、vrb、vrc对应于各段空间矢量在abc三相静止坐标系下的坐标，是以做归一化处理后的三相归一化正弦调制波。
在小扇区1、3a、4a中将1-vra、-vrb、-vrc的调制波与三角波载波进行比较；在小扇区2、3b、4b中将1-vra、1-vrb、-vrc的调制波与三角波载波进行比较，根据比较产生的占空比来直接快速确定七段式空间矢量对应的三相驱动信号占空比da、db、dc，因此，本实施例中通过简单的加减运算和比较就可以计算三相驱动信号占空比，也称为快速算法。获得三相驱动信号占空比后，就能根据双向开关管的周期时间和三相驱动信号占空比计算出参与合成参考合成矢量的各个基本矢量的作用时间。
若是参考合成矢量位于其他大扇区中的小扇区时，计算三相驱动信号占空比时，先将其他大扇区旋转至大扇区1，然后采用和计算大扇区1的三相驱动信号占空比相同的步骤就可以计算出其他大扇区中的小扇区的三相驱动信号占空比。
步骤S400：根据三相驱动信号占空比，获得参与合成参考合成矢量的基本矢量的电位补偿前占空比，对基本矢量进行电位补偿以修正占空比，获得基本矢量的电位补偿后占空比；
根据三相驱动信号占空比，在未进行电位补偿前，先根据空间矢量调制策略获得参与合成参考合成矢量的各个基本矢量(参与合成参考合成矢量的基本矢量也称为参与计算的基本矢量)的电位补偿前占空比，然后计算中点电位波动值，再根据中点电位波动值修正电位补偿前占空比，获得基本矢量的电位补偿后占空比。
以大扇区1为例，表4为大扇区1中每个小扇区内各参与计算的基本矢量的电位补偿前占空比，其他大扇区的每个小扇区内各基本矢量的电位补偿前占空比可以类似获取。
表4大扇区1中各基本矢量电位补偿前占空比
由于负载不平衡、电网电压不平衡、直流侧电容容值不够大等因素影响，直流端中点电位波动较大，各个电压矢量的实际位置相对于标准三电平矢量图中的位置将发生一定的偏移，这会给调制过程带来误差，进而影响输入电流波形质量，因此有必要对基本矢量进行误差补偿来获得基本矢量的准确占空比，即电位补偿后占空比。
本实施例进行电位补偿获得基本矢量的电位补偿后占空比的具体过程为：计算出中点电位波动值后，根据中点电位波动值更新基本矢量的坐标值，再将坐标值更新后的基本矢量代入参考合成矢量的求解公式进行求解，求解出基本矢量的电位补偿后占空比。
以大扇区1为例，假定矢量偏移后的坐标系为如图6所示的g-h坐标系。
在理想情况下，直流端电容电压为Vdc，上电容与下电容电压各为Vdc/2，若此时参考合成矢量Vref处于小扇区1，根据最近三矢量原则，选取V3、V4、V6去合成Vref，V3、V4、V6在αβ坐标系中的坐标分别为： 如果直流侧电容容值较小的时候，中点电位波动较大，此时仍然将Vdc/2作为上下电容电压进行分析与矢量计算，会有失准确性。设定Vc1为上电容电压，Vc2为下电容电压，则中点电位波动值为：
小矢量V3P(开关状态POO)对应的三相桥臂中点电位为VB＝0，VC＝0，该基本矢量的实际坐标为：/>
小矢量V3N(开关状态ONN)对应的三相桥臂中点电位为VA＝0， 该基本矢量的实际坐标为：/>
中矢量V4(开关状态PON)对应的三相桥臂中点电位为VB＝0，该基本矢量的实际坐标为：/>
大矢量V6(开关状态PNN)对应的三相桥臂中点电位为 该基本矢量的实际坐标为：/>其他基本矢量的实际坐标依次类推。
以为基准将αβ坐标系坐标标准化，可推得g-h坐标系下的对应坐标如表5所示：
表5基本矢量的实际坐标与理想坐标
| 矢量 | 理想情况下g-h坐标 | 实际g-h坐标 |
| V0 | (0,0) | (0,0) |
| V4 | (1，1) | (1+2ΔV/Vdc,1-2ΔV/Vdc) |
| V2N | (0,1) | (0,1-2ΔV/Vdc) |
| V2P | (0,1) | (0,1+2ΔV/Vdc) |
| V3P | (1,0) | (1+2ΔV/Vdc,0) |
| V3N | (1,0) | (1-2ΔV/Vdc,0) |
| V6 | (2,0) | (2,0) |
| V7 | (0,2) | (0,2) |
因此，考虑中点电位波动后，参与运算的中、小矢量等基本矢量的实际坐标都发生了偏移，在考虑电流畸变采用五段式SVPWM(一种空间向量脉宽调制技术)计算基本矢量的占空比时，一定会产生一些误差，导致输入电流波形畸变，因此有必要进行修正，以改善电能质量。
设中点电位波动系数为k，则：
假定参考合成矢量Vref处于小扇区1，根据最近三矢量原则，选取V3P(POO)、V3N(ONN)、V4(PON)、V6(PNN)去合成参考合成矢量，设定理想情况下各基本矢量对应的作用时长分别为d3P、d3N、d4、d6，电位补偿后参与合成参考合成矢量Vref的各基本矢量对应的作用时长为d′4、d′6(为计算方便令d′3P、d′3N相等，均为/>令d3P+d3N＝d3，后面为消除中点电位振荡，对d′3P、d′3N再进行调整)则：
将各基本矢量的g-h坐标带入上式可得：
所以：d3P·1+d3N·1+d4·1+d6·2＝d′3P·(1+k)+d′3N·(1-k)+d′4·(1+k)+d′6·2；
d4·1＝d′4·(1-k)；d3P+d3N+d4+d6＝1；d′3P+d′3N+d′4+d′6＝1
可求出各基本矢量的电位补偿后占空比为：
同样的，当参考合成矢量Vref位于处于小扇区3a时，选取V3P(POO)、V3N(ONN)、V4(PON)、V2N(OON)去合成参考合成矢量，设理想情况下各基本矢量对应的作用时长分别为d3P、d3N、d4、d2，补偿后合成参考合成矢量Vref的各个基本矢量对应的作用时长为(为计算方便令d′3P、d′3N相等，均为/>令d3P+d3N＝d3，后面为消除中点电位振荡，对d′3P、d′3N再进行调整)
将各基本矢量的g-h坐标带入上式可得：
所以：d3P·1+d3N·1+d4·1+d2N·0＝d′3P·(1+k)+d′3N·(1-k)+d′4·(1+k)+d′2N·0；
d4·1+d2N·1＝d′4·(1-k)+d′2N(1-k)；d3P+d3N+d4+d2N＝1；d′3P+d′3N+d′4+d′2N＝1。
可求出各基本矢量的电位补偿后占空比为：
同样的参考矢量Vref位于处于小扇区4a时，选取V3P(POO)、V3N(ONN)、V0(OOO)、V2N(OON)去合成参考合成矢量，设理想情况下各基本矢量对应的作用时长分别为d3P、d3N、d0、d2N，补偿后合成参考合成矢量Vref的基本矢量对应的作用时长为d′0、d′2N(为计算方便令d′3P、d′3N相等，均为/>令d3P+d3N＝d3，后面为消除中点电位振荡，对d′3P、d′3N再进行调整)
将各基本矢量的g-h坐标带入上式可得：
所以：d3P·1+d3N·1+d0·0+d2N·0＝d′3P·(1+k)+d′3N·(1-k)+d′0·0+d′2N·(1-k)；
d2N·1＝d′2N(1-k)；d3P+d3N+d0+d2N＝1；d′3P+d′3N+d′0+d′2N＝1。
可求出各基本矢量的电位补偿后占空比为：
同样的参考合成矢量Vref位于处于小扇区2时，选取V2P(PPO)、V2N(OON)、V4(PON)、V7(PPN)去合成参考合成矢量，设理想情况下各基本矢量对应的作用时长分别为d2P、d2N、d4、d7，补偿后合成参考合成矢量Vref的各基本矢量对应的作用时长为d′4、d′7(为计算方便令d′2P、d′2N相等，均为/>令d2P+d2N＝d2，后面为消除中点电位振荡，对d′2P、d′2N再进行调整)。
将各基本矢量的g-h坐标带入上式可得：
所以：d2P·0+d2N·0+d4·1+d7·0＝d′2P·0+d′2N·0+d′4·(1+k)+d′7·0；
d2P·1+d2N·1+d4·1+d7·2＝d′2P·(1+k)+d′2N·(1-k)+d′4·(1-k)+d′7·2；
d4·1＝d′4(1+k)；d2P+d2N+d4+d7＝1；d′2P+d′2N+d′4+d′7＝1。
可求出各基本矢量的电位补偿后占空比为：
同样的参考合成矢量Vref位于处于小扇区3b时，选取V2P(PPO)、V2N(OON)、V3P(POO)、V4(PON)去合成参考合成矢量，设理想情况下基本矢量对应的作用时长分别为d2P、d2N、d3P、d4，补偿后合成参考合成矢量Vref的基本矢量对应的作用时长为d′3P、d′4(为计算方便令d′2P、d′2N相等，均为/>令d2P+d2N＝d2，后面为消除中点电位振荡，对d′2P、d′2N再进行调整)。
将各基本矢量的g-h坐标带入上式可得：
所以：
d2P·0+d2N·0+d3P·1+d4·1＝d′2P·0+d′2N·0+d′3P·(1+k)+d′4·(1+k)；
d2P·1+d2N·1+d3P·0+d4·1＝d′2P·(1+k)+d′2N·(1-k)+d′3P·0+d′4·(1-k)；
d2P+d2N+d3P+d4＝1；d′2P+d′2N+d′3P+d′4＝1。
可求出各基本矢量的电位补偿后占空比为：
同样的参考合成矢量Vref位于处于小扇区4b时，选取V2P(PPO)、V2N(OON)、V3P(POO)、V0(OOO)去合成参考合成矢量，设理想情况下各基本矢量对应的作用时长分别为d2P、d2N、d3P、d0，补偿后合成参考合成矢量Vref的基本矢量对应的作用时长为d′3P、d′0(为计算方便令d′2P、d′2N相等，均为/>令d2P+d2N＝d2，后面为消除中点电位振荡，对d′2P、d′2N再进行调整)
将各基本矢量的g-h坐标带入上式可得：
所以：d2P·0+d2N·0+d3P·1+d0·0＝d′2P·0+d′2N·0+d′3P·(1+k)+d′0·0；
d2P·1+d2N·1+d3P·0+d0·0＝d′2P·(1+k)+d′2N·(1-k)+d′3P·0+d′0·0；
d2P+d2N+d3P+d0＝1；d′2P+d′2N+d′3P+d′0＝1。
可求出各基本矢量的电位补偿后占空比为：
步骤S500：根据基本矢量的电位补偿后占空比，计算基本矢量的作用时间；
根据表4中的电位补偿前占空比和双向开关管的周期时间Ts，根据作用时间计算公式可以计算出每个参与合成参考合成矢量的基本矢量的电位补偿前作用时间。然后将基本矢量的电位补偿后占空比替换作用时间计算公式中的电位补偿前占空比以修正基本矢量的电位补偿前作用时间，就可以计算出每个基本矢量的作用时间。
在大扇区1的各个小扇区中，获得的电位补偿后占空比以及基本矢量的作用时间的结果如表6所示。
表6电位补偿后占空比以及基本矢量的作用时间
/>
其中，Ts为双向开关管的周期时间，基本矢量的作用时间Tdwell[XXX]为4种基本矢量对应的两段小矢量的作用时间。
步骤S600：调整基本矢量中的小矢量对的作用时间以优化中点电位振荡，获得基本矢量的调整后作用时间；
维也纳整流器的参考合成矢量可由基本矢量(大矢量、中适量、冗余非冗余小矢量、零矢量)合成。大矢量与零矢量对中点电位不产生影响，中适量与非冗余小矢量通过直流侧电容中点对电容充放电，产生中点电位波动。同一扇区中，冗余小矢量(冗余小矢量与非冗余小矢量组成小矢量对)对中点电位具有相反的作用效果，即可抑制由于中适量和非冗余小矢量引起的中点电位波动，也可解决中点电位直流分量不平衡问题。
为了最优化中点电位振荡，需要使得在每一个开关序列中流入中点电位的电流引起的中点电位波动为0。具体地，通过计算基本矢量中的中矢量引起的中点电位波动值，根据中点电位波动值改变每一个开关序列中小矢量对各自的作用时间，而保持该小矢量对的总作用时间不变，其他矢量的作用时间也保持不变，依此原则调整就可以最优化中点电位振荡。
以大扇区1为例进行分析如下，其他扇区类似分析。
针对大扇区1中的小扇区1，七段式开关序列为[POO]-[PON]-[PNN]-[ONN]-[PNN]-[PON]-[POO]，通常情况下[POO]和[ONN]作用时间相等，参见图7中(a)，此时中矢量[PON]导致流入中点的电流不为0，从而引起中点电位振荡，电位的上升或者下降取决于图2拓扑中b相电流的方向，为了抵消中矢量引起的电位振荡，可以改变分别改变[POO]和[ONN]作用时间，由图7可得：
2Tdwell[PON]＝2(Tc-Tb)；Tdwell[ONN]＝2Ta；2Tdwell[POO]＝2(Ts/2-Tc)＝2Ta
由中矢量[PON]引起的中点电位波动大小ΔV为：
其中，In是周期中点电流，Tdwell[PON]是两段[PON]的作用时间，假定电流在一个周期中大小不变，则可以推出：
为了消除这个波动电压，通过改变每段[ONN]和[POO]各自作用时间的大小，这一对冗余小矢量总作用时间不变，则：
由于对称性，|2Ta|＝|Ts-2Tc|，
其中，Toff为[ONN]改变的时长大小，也是七段式矢量调制中两段[POO]改变的总时长大小。
为了保持中点电压为0，由于在此区域[PON]作用期间流入中点的使得中点电位升高，则[ONN]作用时间延长Toff，两段[POO]的作用时间减小Toff，其他开关段作用时间保持不变。所以，经过开通时间的调整后，小扇区1中的小矢量对的作用时间如下：
其中Ia、Ib、Ic分别对应a、b、c三相电流，Ta、Tb、Tc分别对应a、b、c三相动作起始时间，T′dwell[ONN]为调整后[ONN](含两小段[ONN]，其他时间段类似)作用时间，T′dwell[POO]为调整后两段[POO]总作用时间，Tdwell[PON]为调整前两个[PON]段作用时间，而且这个时长调整前后维持不变。
针对大扇区1中的小扇区2，七段式开关序列为[OON]-[PON]-[PPN]-[PPO]-[PPN]-[PON]-[OON]，依据和小扇区1同样的原理分析可得小扇区2中的小矢量对的作用时间如下：
针对大扇区1中的小扇区3a，七段式开关序列为[POO]-[PON]-[OON]-[ONN]-[OON]-[PON]-[POO]，影响中点电位的矢量分别为[ONN]、[OON]、[POO]、[PON]，依据和小扇区1同样的原理和表1中的开关状态与中点电流对应关系分析可得：
/>
因此，小扇区3a中的小矢量对的作用时间如下：
针对大扇区1中的小扇区3b，七段式开关序列为[OON]-[PON]-[POO]-[PPO]-[POO]-[PON]-[OON]，依据和小扇区1同样的原理和表1中的开关状态与中点电流对应关系分析可得：
因此，小扇区3b中的小矢量对的作用时间如下：
针对大扇区1中的小扇区4a，七段式开关序列为[POO]–[OOO]–[OON]–[ONN]-[OON]-[OOO]-[POO]，依据前述同样的原理分析可得：
因此，小扇区4a中的小矢量对的作用时间如下：
针对大扇区1中的小扇区4b，七段式开关序列为[OON]–[OOO]–[POO]–[PPO]–[POO]–[OOO]–[OON]，依据前述同样的原理，由
表1中的开关状态与中点电流对应关系推导可得：
因此，小扇区4b中的小矢量对的作用时间如下：
因此大扇区1中各基本矢量的电位补偿后作用时长如表7所示
表7大扇区1中各基本矢量的电位补偿后作用时长
/>
其中，基本矢量的作用时间Td′well[XXX]为4种基本矢量对应的两段小矢量的作用时间。
因此大扇区1中各小扇区的基本矢量优化后的作用时间如下：
小扇区1中，两段基本矢量[POO]的作用时间为：基本矢量[ONN]的作用时间为：两段基本矢量[PNN]的作用时间为：两段基本矢量[PON]的作用时间为：/>
小扇区2中，两段基本矢量[PPN]的作用时间为：基本矢量[PPO]的作用时间为：/>两段基本矢量[OON]的作用时间为：两段基本矢量[PON]的作用时间为：/>
小扇区3a中，两段基本矢量[POO]的作用时间为：基本矢量[ONN]的作用时间为：/>两段基本矢量[OON]的作用时间为：两段基本矢量[PON]的作用时间为：/>
小扇区4a中，两段基本矢量[POO]的作用时间为：基本矢量[ONN]的作用时间为：/>两段基本矢量[OON]的作用时间为：两段基本矢量[OOO]的作用时间为:/>
小扇区3b中，两段基本矢量[POO]的作用时间为：两段矢量[OON]的作用时间为：/>基本矢量[PPO]的作用时间为：/>两段基本矢量[PON]的作用时间为：/>
小扇区4b中，两段基本矢量[POO]的作用时间为：；基本矢量[PPO]的作用时间为：两段基本矢量[OON]的作用时间为：/>两段基本矢量[OOO]的作用时间为/>
步骤S700：按基本矢量的调整后作用时间控制双向开关管。
最后，按照调整优化后各个基本矢量的作用时间控制双向开关管的开通及关断顺序。
由上所述，本实施例仅需要简单逻辑判断和加减运算就可以快速准确确定三相驱动信号占空比，进而确定七段式空间矢量中每段矢量的作用时间，在此基础上综合考虑了各种因素导致的矢量偏移误差并进行了精确补偿,有效克服了中点电压的直流和交流不平衡问题，有效实现了中点电位振荡的抑制，调制方法简单高效，实时性好，利于工程实用，有效提高了电能质量。
示例性系统
对应于上述维也纳整流器优化调制方法，本发明实施例还提供一种维也纳整流器优化调制装置，上述装置包括：
空间矢量图模块600，用于根据维也纳整流器拓扑中每一相双向开关管的导通状态确定基本空间电压矢量，根据所述基本空间电压矢量构建空间矢量图，所述空间矢量图包括若干个大扇区，每个大扇区包括若干个小扇区；根据参考电压空间矢量获得参考合成矢量所在的大扇区和小扇区；
三相驱动信号占空比模块610，用于基于所述参考合成矢量所在的小扇区，对调制波和三角波载波进行逻辑判断和加减运算，获得三相驱动信号占空比；
基本矢量占空比模块620，用于根据所述三相驱动信号占空比，获得参与合成所述参考合成矢量的基本矢量的电位补偿前占空比，对所述基本矢量进行电位补偿以修正占空比，获得所述基本矢量的电位补偿后占空比；
作用时间调整模块630，用于根据所述基本矢量的电位补偿后占空比，计算所述基本矢量的作用时间；调整所述基本矢量中的小矢量对的作用时间以优化中点电位振荡，获得所述基本矢量的调整后作用时间；
控制模块640，用于按所述调整后作用时间控制所述双向开关管。
可选的，所述基本矢量占空比模块包括补偿前占空比计算单元、中点电位波动值单元和修正单元，所述补偿前占空比计算单元用于根据所述三相驱动信号占空比，计算所述基本矢量的电位补偿前占空比，所述中点电位波动值单元用于计算中点电位波动值，所述修正单元用于根据所述中点电位波动值和所述电位补偿前占空比，获得所述基本矢量的电位补偿后占空比。
具体的，本实施例中，上述维也纳整流器优化调制装置的各模块的具体功能可以参照上述维也纳整流器优化调制方法中的对应描述，在此不再赘述。
基于上述实施例，本发明还提供了一种智能终端。上述智能终端包括通过系统总线连接的处理器、存储器、网络接口以及显示屏。其中，该智能终端的处理器用于提供计算和控制能力。该智能终端的存储器包括非易失性存储介质、内存储器。该非易失性存储介质存储有操作系统和维也纳整流器优化调制程序。该内存储器为非易失性存储介质中的操作系统和维也纳整流器优化调制程序的运行提供环境。该智能终端的网络接口用于与外部的终端通过网络连接通信。该维也纳整流器优化调制程序被处理器执行时实现上述任意一种维也纳整流器优化调制方法的步骤。该智能终端的显示屏可以是液晶显示屏或者电子墨水显示屏。
本发明实施例还提供一种计算机可读存储介质，上述计算机可读存储介质上存储有维也纳整流器优化调制程序，上述维也纳整流器优化调制程序被处理器执行时实现本发明实施例提供的任意一种维也纳整流器优化调制方法的步骤。
应理解，上述实施例中各步骤的序号大小并不意味着执行顺序的先后，各过程的执行顺序应以其功能和内在逻辑确定，而不应对本发明实施例的实施过程构成任何限定。
以上所述实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解；其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不是相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (10)
1.维也纳整流器优化调制方法，其特征在于，所述方法包括：
根据维也纳整流器拓扑中每一相双向开关管的导通状态确定基本空间电压矢量，根据所述基本空间电压矢量构建空间矢量图，所述空间矢量图包括若干个大扇区，每个大扇区包括若干个小扇区；
根据参考电压空间矢量获得参考合成矢量所在的大扇区和小扇区；
基于所述参考合成矢量所在的小扇区，对调制波和三角波载波进行逻辑判断和加减运算，获得三相驱动信号占空比；
根据所述三相驱动信号占空比，获得参与合成所述参考合成矢量的基本矢量的电位补偿前占空比，对所述基本矢量进行电位补偿以修正占空比，获得所述基本矢量的电位补偿后占空比；
根据所述基本矢量的电位补偿后占空比，计算所述基本矢量的作用时间；
调整所述基本矢量中的小矢量对的作用时间以优化中点电位振荡，获得所述基本矢量的调整后作用时间；
按所述调整后作用时间控制所述双向开关管。
2.如权利要求1所述的维也纳整流器优化调制方法，其特征在于，所述基于所述参考合成矢量所在的小扇区，对调制波和三角波载波进行逻辑判断和加减运算，获得三相驱动信号占空比，包括：
基于所述参考合成矢量所在的小扇区，确定所述调制波和所述三角波载波；
比较所述调制波和所述三角波载波生成占空比；
对所述占空比进行加减运算，获得所述三相驱动信号占空比。
3.如权利要求1所述的维也纳整流器优化调制方法，其特征在于，所述根据所述三相驱动信号占空比，获得参与合成所述参考合成矢量的基本矢量的电位补偿前占空比，对所述基本矢量进行电位补偿以修正占空比，获得所述基本矢量的电位补偿后占空比，包括：
根据所述三相驱动信号占空比，计算所述基本矢量的电位补偿前占空比；
计算中点电位波动值，根据所述中点电位波动值和所述电位补偿前占空比，获得所述基本矢量的电位补偿后占空比。
4.如权利要求3所述的维也纳整流器优化调制方法，其特征在于，所述根据所述中点电位波动值和电位补偿前占空比，获得所述基本矢量的电位补偿后占空比，包括：
根据所述中点电位波动值，更新所述基本矢量的坐标值；
将更新坐标值后的所述基本矢量代入所述参考合成矢量的求解公式进行求解，获得所述基本矢量的电位补偿后占空比。
5.如权利要求1所述的维也纳整流器优化调制方法，其特征在于，所述基本矢量包括中矢量，所述调整所述基本矢量中的小矢量对的作用时间以优化中点电位振荡，包括：
计算所述中矢量引起的中点电位波动值；
根据所述中点电位波动值更新所述小矢量对中的各个小矢量的作用时间，且不改变所述小矢量对的总作用时间。
6.如权利要求1所述的维也纳整流器优化调制方法，其特征在于，所述根据所述基本矢量的电位补偿后占空比，计算所述基本矢量的作用时间，包括：
根据所述三相驱动信号占空比，获得所述基本矢量的电位补偿前作用时间；
根据所述基本矢量的电位补偿后占空比修正所述基本矢量的电位补偿前作用时间，获得所述基本矢量的作用时间。
7.维也纳整流器优化调制装置，其特征在于，包括：
空间矢量图模块，用于根据维也纳整流器拓扑中每一相双向开关管的导通状态确定基本空间电压矢量，根据所述基本空间电压矢量构建空间矢量图，所述空间矢量图包括若干个大扇区，每个大扇区包括若干个小扇区；根据参考电压空间矢量获得参考合成矢量所在的大扇区和小扇区；
三相驱动信号占空比模块，用于基于所述参考合成矢量所在的小扇区，对调制波和三角波载波进行逻辑判断和加减运算，获得三相驱动信号占空比；
基本矢量占空比模块，用于根据所述三相驱动信号占空比，获得参与合成所述参考合成矢量的基本矢量的电位补偿前占空比，对所述基本矢量进行电位补偿以修正占空比，获得所述基本矢量的电位补偿后占空比；
作用时间调整模块，用于根据所述基本矢量的电位补偿后占空比，计算所述基本矢量的作用时间；调整所述基本矢量中的小矢量对的作用时间以优化中点电位振荡，获得所述基本矢量的调整后作用时间；
控制模块，用于按所述调整后作用时间控制所述双向开关管。
8.如权利要求7所述的维也纳整流器优化调制装置，其特征在于，所述基本矢量占空比模块包括补偿前占空比计算单元、中点电位波动值单元和修正单元，所述补偿前占空比计算单元用于根据所述三相驱动信号占空比，计算所述基本矢量的电位补偿前占空比，所述中点电位波动值单元用于计算中点电位波动值，所述修正单元用于根据所述中点电位波动值和所述电位补偿前占空比，获得所述基本矢量的电位补偿后占空比。
9.智能终端，其特征在于，所述智能终端包括存储器、处理器以及存储在所述存储器上并可在所述处理器上运行的维也纳整流器优化调制程序，所述维也纳整流器优化调制程序被所述处理器执行时实现如权利要求1-6任意一项所述维也纳整流器优化调制方法的步骤。
10.计算机可读存储介质，其特征在于，所述计算机可读存储介质上存储有维也纳整流器优化调制程序，所述维也纳整流器优化调制程序被处理器执行时实现如权利要求1-6任意一项所述维也纳整流器优化调制方法的步骤。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202310674567.6A CN116827148B (zh) | 2023-06-07 | 2023-06-07 | 维也纳整流器优化调制方法、装置、终端及介质 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202310674567.6A CN116827148B (zh) | 2023-06-07 | 2023-06-07 | 维也纳整流器优化调制方法、装置、终端及介质 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN116827148A true CN116827148A (zh) | 2023-09-29 |
| CN116827148B CN116827148B (zh) | 2023-12-05 |
Family
ID=88121354
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202310674567.6A Active CN116827148B (zh) | 2023-06-07 | 2023-06-07 | 维也纳整流器优化调制方法、装置、终端及介质 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN116827148B (zh) |
Citations (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106357135A (zh) * | 2016-09-19 | 2017-01-25 | 山东大学 | 一种vienna整流器中点电位交直流分量平衡控制方法 |
| CN106787887A (zh) * | 2016-12-12 | 2017-05-31 | 华南理工大学 | 一种三电平t型逆变器高功率因数时的中点电位平衡方法 |
| CN109494995A (zh) * | 2018-10-25 | 2019-03-19 | 江苏大学 | 一种适用于vienna整流器的中点电位平衡控制方法 |
| US20190288539A1 (en) * | 2016-12-14 | 2019-09-19 | Renault S.A.S. | Method for controlling a charging device on board an electric or hybrid vehicle |
| CN113078833A (zh) * | 2021-04-15 | 2021-07-06 | 广州工程技术职业学院 | 维也纳整流器中点电位振荡控制方法、系统及装置 |
| CN114094856A (zh) * | 2022-01-18 | 2022-02-25 | 南京理工大学 | 一种维也纳整流器中点电位低频振荡抑制调制方法 |
| WO2023274816A1 (de) * | 2021-07-02 | 2023-01-05 | Universität Paderborn | Transformatorloses on-board-ladegerät für elektro-fahrzeuge und verfahren zur ansteuerung einer dc/dc-stufe in einem transformatorlosen on-board-ladegerät für elektrofahrzeuge |
-
2023
- 2023-06-07 CN CN202310674567.6A patent/CN116827148B/zh active Active
Patent Citations (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN106357135A (zh) * | 2016-09-19 | 2017-01-25 | 山东大学 | 一种vienna整流器中点电位交直流分量平衡控制方法 |
| CN106787887A (zh) * | 2016-12-12 | 2017-05-31 | 华南理工大学 | 一种三电平t型逆变器高功率因数时的中点电位平衡方法 |
| US20190288539A1 (en) * | 2016-12-14 | 2019-09-19 | Renault S.A.S. | Method for controlling a charging device on board an electric or hybrid vehicle |
| CN109494995A (zh) * | 2018-10-25 | 2019-03-19 | 江苏大学 | 一种适用于vienna整流器的中点电位平衡控制方法 |
| CN113078833A (zh) * | 2021-04-15 | 2021-07-06 | 广州工程技术职业学院 | 维也纳整流器中点电位振荡控制方法、系统及装置 |
| WO2023274816A1 (de) * | 2021-07-02 | 2023-01-05 | Universität Paderborn | Transformatorloses on-board-ladegerät für elektro-fahrzeuge und verfahren zur ansteuerung einer dc/dc-stufe in einem transformatorlosen on-board-ladegerät für elektrofahrzeuge |
| CN114094856A (zh) * | 2022-01-18 | 2022-02-25 | 南京理工大学 | 一种维也纳整流器中点电位低频振荡抑制调制方法 |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 汪玉凤;朱秋明;徐德;赵东;: "基于载波SPWM与SVPWM混合控制的三电平逆变器中点电位平衡策略", 电源学报, no. 02 * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN116827148B (zh) | 2023-12-05 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN110855165B (zh) | 三相维也纳整流器的控制电路的不连续脉宽调制方法 | |
| BR112019005998B1 (pt) | Conversor trifásico e método de controle do conversor trifásico | |
| WO2020177238A1 (zh) | 全功率因数范围三电平变流器中点平衡控制方法及系统 | |
| JP7054358B2 (ja) | 電力変換装置の制御装置 | |
| CN112600450B (zh) | 一种单相并网逆变器控制方法、系统、设备及介质 | |
| US11275397B2 (en) | Power factor correction circuit, control method and controller | |
| US20140268929A1 (en) | Dc/ac converter and method of controlling a dc/ac converter | |
| Yao et al. | A novel SVPWM scheme for Vienna rectifier without current distortion at current zero-crossing point | |
| CN110365240B (zh) | T型nnpc五电平变换器及其飞跨电容电压控制方法 | |
| CN113708688B (zh) | 一种永磁电机降矢量模型预测控制方法 | |
| CN113783453B (zh) | 一种低成本高增益三电平逆变器及其空间矢量调制方法 | |
| CN111431184B (zh) | 基于bp神经网络算法的最优虚拟谐波电阻控制方法 | |
| US20200328697A1 (en) | Control method and apparatus for single-phase five-level converter | |
| CN113746108B (zh) | 一种t型三电平sapf开路故障序列模型预测容错控制方法 | |
| CN112532094A (zh) | 一种t型三电平npc逆变器的复合控制方法 | |
| CN116827148B (zh) | 维也纳整流器优化调制方法、装置、终端及介质 | |
| CN112332689B (zh) | 基于几何变换的中点箝位型三电平变换器的调制方法 | |
| CN107994796B (zh) | 单相变流器的控制方法以及装置 | |
| CN116247723A (zh) | 一种并联变流器集群的抑制零序环流pwm调制方法及系统 | |
| EP4318907A1 (en) | Voltage control method and apparatus, household appliance, computer storage medium, and computer program | |
| CN109687748A (zh) | 中点箝位五电平变换器的调制与电容电压平衡控制方法 | |
| CN114784819A (zh) | 并联变流器的控制方法、系统、装置及控制器 | |
| CN113746107A (zh) | 一种基于序列模型预测控制的并网逆变器容错控制方法 | |
| JP6883540B2 (ja) | 電力変換装置の制御装置 | |
| CN112054696A (zh) | 基于最小回流功率的多电平变换器优化控制方法及装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |