CN116569464A - 电力转换装置 - Google Patents

电力转换装置 Download PDF

Info

Publication number
CN116569464A
CN116569464A CN202180083396.9A CN202180083396A CN116569464A CN 116569464 A CN116569464 A CN 116569464A CN 202180083396 A CN202180083396 A CN 202180083396A CN 116569464 A CN116569464 A CN 116569464A
Authority
CN
China
Prior art keywords
power conversion
circuit
switching element
inductor
current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202180083396.9A
Other languages
English (en)
Inventor
西本太树
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Original Assignee
Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd filed Critical Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Publication of CN116569464A publication Critical patent/CN116569464A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H02M1/143—Arrangements for reducing ripples from dc input or output using compensating arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H02M1/15—Arrangements for reducing ripples from dc input or output using active elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/1557—Single ended primary inductor converters [SEPIC]
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H02M3/1586—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel switched with a phase shift, i.e. interleaved

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

电力转换装置(1)具有一对输入端子(T1、T2)和一对输出端子(T3、T4)，所述电力转换装置(1)包括电力转换电路(1)，所述电力转换电路(1)具备：第一电感器(L1)与第一开关元件(S1)的第一串联电路，所述第一串联电路并联连接于一对输入端子(T1、T2)；以及开关电路(11)，其使用第二开关元件(S4)进行开关来输出第一开关元件(S1)的两端电压，所述电力转换电路(1)用于将被输入到一对输入端子(T1、T2)的输入电压进行电力转换而转换为规定的输出电压之后输出到一对输出端子(T3、T4)。电力转换装置(1)具备纹波抵消电流发生电路(4)，在第一开关元件(S1)被进行了通断控制时，所述纹波抵消电流发生电路(4)通过产生用于将由于电流能量向第一电感器(L1)蓄积和电流能量从第一电感器(L1)释放而产生的纹波电流抵消的纹波抵消电流，并将该纹波抵消电流输入到电力转换装置的一对输入端子(T1、T2)，来将纹波电流抵消。

Description

电力转换装置
技术领域
本公开例如涉及一种开关电源电路等电力转换装置。
背景技术
在升压转换器等开关电源电路中，由于反复进行磁能(电流能量)向电抗器蓄积和磁能(电流能量)从电抗器释放，产生三角波状的纹波电流。如果该纹波电流传播到开关电源电路外，则存在作为电磁噪声而对其它电子设备造成不良影响的可能性。因此，需要在开关电源电路的内部抑制纹波电流的传播。
在专利文献1中公开了基于交错方式的纹波电流的抑制方法。在两相交错的情况下，能够抑制三角波状的纹波电流中包含的频率成分中的奇数次的谐波成分。另一方面，在电抗器的电感相同时，偶数次的谐波成分增加6dB(2倍)。
在专利文献2中公开了基于频率扩散控制方式的抑制方法。使开关频率变动来防止噪声的能量集中于单一频率。在使开关频率在90kHz～110kHz内发生变动的情况下，基波的能量被分散到90kHz～110kHz(20kHz的范围)，2次谐波的能量被分散到180kHz～220kHz(40kHz的范围)。也就是说，高次谐波的分散的范围宽，得到大的抑制效果。另一方面，基波、低次谐波的抑制效果是有限的。另外，在作为噪声的观测方法而使用尖头值(峰)检波的情况下，不会得到噪声抑制效果。
在专利文献3中公开了利用旁通电路的抑制方法。通过将旁通电路的电感器与电抗器磁耦合，从而能够大幅抑制纹波电流的基波成分。另一方面，针对谐波成分的抑制效果低。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利第3570113号公报
专利文献2：日本特开平7-264849号公报
专利文献3：日本专利第5971607号公报
发明内容
发明要解决的问题
但是，如上所述，无论使用哪种技术，抑制效果的程度、范围均是有限的。因而，为了充分地抑制噪声的全频率成分，需要大型的噪声滤波器。由此，存在妨碍电源装置的小型化这一问题。
本公开的目的在于解决以上的问题，提供一种在升压转换器等作为开关电源电路的电力转换装置中无需使用大型的噪声滤波器就能够抑制纹波电流的全频率成分的电力转换装置。
用于解决问题的方案
本公开的一个方式所涉及的电力转换装置是，一种电力转换装置，具有一对输入端子和一对输出端子，所述电力转换装置包括电力转换电路，所述电力转换电路具备：第一电感器与第一开关元件的第一串联电路，所述第一串联电路并联连接于所述一对输入端子；以及开关电路，其使用第二开关元件进行开关来输出所述第一开关元件的两端电压，所述电力转换电路用于将被输入到所述一对输入端子的输入电压进行电力转换而转换为规定的输出电压之后输出到所述一对输出端子，
所述电力转换装置具备纹波抵消电流发生电路，在所述第一开关元件被进行了通断控制时，所述纹波抵消电流发生电路通过产生用于将由于电流能量向所述第一电感器蓄积和电流能量从所述第一电感器释放而产生的纹波电流抵消的纹波抵消电流，并将该纹波抵消电流输入到所述电力转换装置的一对输入端子，来将所述纹波电流抵消，
其中，所述纹波抵消电流发生电路具备：
第二电感器，其具有与所述一对输入端子中的一方连接的一端；
第一串联电路，其是连接于所述第二电感器的另一端与所述一对输入端子中的另一方之间的第二串联电路，所述第一串联电路是将第三开关元件与第一电容器串联连接而构成的；
第三串联电路，其与所述第一串联电路并联连接，所述第三串联电路是将第四开关元件与第二电容器串联连接而构成的；以及
电源装置，其向所述第二电容器施加规定的施加电压。
发明的效果
根据本公开的一个方式所涉及的电力转换装置，能够将三角波状的纹波电流抵消。即，能够抑制纹波电流的全频率成分。由此，与以往的电力转换装置相比，能够削减噪声滤波器，实现设备的小型/轻量化以及成本的削减。
附图说明
图1A是示出实施方式1所涉及的电力转换装置的结构例的框图。
图1B是示出图1A的控制电路10的结构例的框图。
图2是示出图1A的相对于栅极控制信号G1的流过电感器L1的电流I1的时序图。
图3是示出图1A的栅极控制信号G1～G4与电感器L1的电流I1、电感器L2的电流I2的电流波形之间的关系的时序图。
图4是示出现有技术所涉及的电力转换装置的结构例的框图。
图5是示出应用于图1A的电力转换装置的第一实施例所涉及的开关电路11-1的结构例的电路图。
图6是示出使用图5的开关电路11-1的电力转换装置中的模拟结果的图即是示出电感器L1的电流I1、电感器L2的电流I2以及电源流入电流Ips的时序图。
图7是示出应用于图1A的电力转换装置的第二实施例所涉及的开关电路11-2的结构例的电路图。
图8是示出实施方式2所涉及的电力转换装置的结构例的框图。
图9是示出图8的栅极控制信号G1～G6与电感器L1的电流I1、电感器L2的电流I2、电感器L5的电流I5及电流I1+I5的电流波形之间的关系的时序图。
图10是示出图8的开关电路11A的结构例的电路图。
图11是示出图8的电力转换装置的模拟结果的图即是示出电感器L1的电流I1、电感器L2的电流I2、电感器L5的电流I5及电流I1+I5、以及电源流入电流Ips的电流波形的时序图。
图12是示出实施方式3所涉及的电力转换装置的结构例的框图。
图13是示出图12的电压转换电路3的结构例的电路图。
图14A是示出图12的栅极控制信号G1～G4与电感器L1的电流I1、电感器L2的电流I2之间的关系的时序图。
图14B是示出图12的栅极控制信号G7～G10与电感器L6的电流I6、电感器L7的电流I7及电流I6+I7之间的关系的时序图。
图15是示出实施方式4所涉及的电力转换装置的结构例的框图。
图16是示出实施方式5所涉及的电力转换装置的结构例的框图。
图17是示出图16的控制电路15的结构例的框图。
具体实施方式
下面，参照附图来说明本公开所涉及的实施方式。此外，对同一或者同样的结构要素标注同一附图标记。
(实施方式1)
图1A是示出实施方式1所涉及的电力转换装置的结构例的框图。图1A的电力转换装置例如是直流-直流转换器(DC/DC转换器)，所述电力转换装置包括电力转换电路1，所述电力转换电路1具备电感器L1以及开关电路11，用于将被输入到一对输入端子T1、T2的电压例如进行DC/DC转换等电力转换之后输出到一对输出端子T3、T4，所述电力转换装置的特征在于，还具备纹波抵消电流发生电路4，根据从控制电路10向开关电路11供给的栅极控制信号G1、G4，所述纹波抵消电流发生电路4产生用于将由于电流能量向电感器L1蓄积和电流能量从电感器L1释放而产生的纹波电流抵消的纹波抵消电流，并将该纹波抵消电流输入到所述电力转换装置的输入端子T1、T2，由此将纹波电流抵消。
在图1A中，电力转换电路1构成为具有一对输入端子T1、T2和一对输出端子T3、T4，并且具备平滑电路5、开关元件S1和开关电路11。在此，开关电路11例如是图5的作为升压DC/DC转换器的开关电路11-1、或者图7的作为升压降压型DC/DC转换器(SEPIC(SingleEnded Primary inductor Converter：单端初级电感式转换器))的开关电路11-2。
平滑电路5具备平滑电容器C1和作为电抗器的电感器L1。平滑电容器C1并联连接于输入端子T1、T2，电感器L1连接于输入端子T1与开关电路11的输入端子T11之间。另外，开关元件S1并联连接于开关电路11的输入端子T11、T12，该开关元件S1按照来自控制电路10的栅极控制信号G1被进行通断控制。此外，输入端子T2与开关电路11的输入端子T12连接。
开关电路11具有输入端子T11、T12和输出端子T13、T14，该开关电路11按照来自控制电路10的栅极控制信号G4将被输入到输入端子T11、T12的电压进行开关之后经由输出端子T13、T14输出到输出端子T3、T4。
纹波抵消电流发生电路4并联连接于电力转换电路1的输入端子T1、T2，该纹波抵消电流发生电路4构成为具备：产生规定的施加电压V1的电源装置12、电感器L2、开关元件S2、S3以及电容器C2、C3。在此，输入端子T1经由开关元件S2与电容器C2的串联电路以及电感器L2连接于输入端子T2，并且经由开关元件S3与电容器C3的串联电路以及电感器L2连接于输入端子T2。电源装置12产生施加电压V1并将该施加电压V1施加到开关元件S3与电容器C3之间的连接点。开关元件S2、S3分别按照来自控制电路10的栅极控制信号G2、G3被进行通断控制。
此外，开关元件S1～S4(其它实施方式中的开关元件S5～S10)例如由MOS场效应晶体管构成，从控制电路10向开关元件S1～S4的栅极施加栅极控制信号G1～G4来对开关元件S1～S4进行通断控制。
图1B是示出图1A的控制电路10的结构例的框图。在图1B中，控制电路10构成为具备PWM信号发生器31、延迟电路32、反相器33、34以及栅极驱动器41～44。
在图1B中，通过同一控制电路10生成用于驱动开关元件S1～S4的栅极控制信号G1～G4，并将该栅极控制信号G1～G4发送到电力转换电路1的开关元件S1、开关电路11的开关元件S4(后述)以及开关元件S2、S3。由此，能够防止在电力转换电路1和开关元件S2及S3中开关的定时偏移。如果开关的定时偏移，则纹波电流的抑制效果有可能弱，因此，能够通过图1A的电力转换装置来对纹波电流的抑制效果进行补偿。
并且，也可以在控制电路10中例如通过延迟电路32向栅极控制信号G1、G4和栅极控制信号G2、G3中的任一方施加延迟，以校正开关元件S1与开关元件S2及S3的开关速度(转变时间)之差。例如图1B所示，在PWM信号发生器31产生规定的PWM信号之后，
(1)经由栅极驱动器41产生栅极控制信号G1，
(2)经由反相器33和栅极驱动器44产生栅极控制信号G4，
(3)经由延迟电路32、反相器34以及栅极驱动器42产生栅极控制信号G2，
(4)经由延迟电路32和栅极驱动器43产生栅极控制信号G3。
此外，假定开关元件S2和S3使用额定电流比开关元件S1的额定电流小的部件。额定电流小的部件更处于开关速度快的趋势，因此，能够防止因其差异而使抑制效果弱。
图2是示出图1A的相对于栅极控制信号G1的流过电感器L1的电流I1的时序图。此外，在图2以后的时序图中，在各栅极控制信号为高电平时，栅极被施加该栅极控制信号的开关元件被接通，另一方面，在各栅极控制信号为低电平时，栅极被施加该栅极控制信号的开关元件被断开。
在图1A中，向输入端子T1-T2间输入电压Vin。在开关元件S1为接通时，在电感器L1中蓄积磁能。另一方面，在开关元件S1为断开时，电感器L1的磁能被释放。与此相伴，流过电感器L1的电流如图2所示为直流振幅Adc与三角波振幅Atri之和。
图3是示出图1A的栅极控制信号G1～G4与电感器L1的电流I1、电感器L2的电流I2的电流波形之间的关系的时序图。如图3所示，在开关元件S1为接通时，使开关元件S2断开，并使开关元件S3接通(状态ST1)。另外，在开关元件S1为断开时，使开关元件S2接通，并使开关元件S3断开(状态ST2)。即，以与电力转换电路1的栅极控制信号G1、G4同步的方式产生用于纹波抵消电流发生电路4的栅极控制信号G2、G3。在此，当使用电源装置12对电容器C3施加比输入电压Vin高的施加电压V1时，如图3所示，在状态ST1时电感器L2的电流减少，在状态ST2时电感器L2的电流增加。
在电力转换电路1中产生的实际电流是流过电感器L1和电感器L2的电流的总和。即，流过电感器L1的电流I1的三角波成分被流过电感器L2的电流I2(纹波抵消电流)消除。
图4是示出现有技术所涉及的电力转换装置的结构例的框图。在现有技术所涉及的电力转换装置中，如图4所示，为了抑制纹波电流Ips向电源的传播，使用具有输入端子T5、T6的噪声滤波器2。与此相对，在实施方式1所涉及的电力转换装置中，能够削减噪声滤波器2。
噪声滤波器2串联连接于电力转换电路1，因此流过较大的电流。因而，需要使用额定电流较大的部件，成为大型化、成本增加的原因。另一方面，如图3所示那样只有与三角波振幅Atri相当的小的电流流过(直流成分不流过)实施方式1中使用的电感器L2、开关元件S2和S3。因而，能够使用额定电流较小的部件。这意味着不仅能够以小型且低成本的方式进行安装，而且这些部件中的功率损耗较小。
并且，由于纹波抵消电流发生电路4并联连接于电力转换电路1，因此不会对电力转换电路1的基本动作造成影响。即，能够在从电力转换效率等观点出发对电力转换电路1进行了最优设计之后实施用于纹波电流降低的设计。另外，与要在“检测”出噪声之后将其抵消那样的方法根本上不同，能够简单地仅通过同步地进行驱动来将纹波电流抵消。这意味着即使在存在可能产生检测误差的干扰噪声那样的情况下也得到抑制效果，还能够应用于车载设备等安全要求强烈的装置。
(实施方式1的第一实施例(升压型DC/DC转换器))
图5是示出应用于图1A的电力转换装置的第一实施例所涉及的开关电路11-1的结构例的电路图。在图5中，开关电路11-1构成为具备开关元件S4和电容器C4。输入端子T11经由开关元件S4连接于输出端子T13，输入端子T12与输出端子T14连接。电容器C4并联连接于输出端子T13、T14。
在如图3所示那样使开关元件S1和S4交替地进行接通/断开时，电力转换电路1作为升压型DC/DC转换器进行动作。在将针对开关元件S1的栅极控制信号G1的占空比设为D、将针对开关元件S4的栅极控制信号G4的占空比设为1-D、并以周期T驱动电力转换电路1时，在稳态状态下，图3所示的三角波振幅Atri由下式表示。
Atri＝DT×(Vin/L1) (1)
在此，示出在设为L2＝a×L1时(a为规定的正系数)能够将电感器L1的纹波电流Ips完全抵消的条件。为了将纹波电流Ips完全抵消，只要使图3中流过电感器L1的电流I1的三角波振幅Atri与流过电感器L2的电流I2的三角波振幅Atri一致即可。在稳态状态下，电感器L2的三角波振幅Atri由下式表示。
Atri＝DT×(V1-Vin)/(a×L1) (2)
因而，当设为电源装置12的施加电压V1＝(1+a)×Vin时，流过电感器L1和L2的电流的三角波振幅Atri一致，纹波电流Ips被完全抵消。
虽然上述是最优的条件，但如果将电源装置12的施加电压V1的值设定为(1+0.5a)×Vin至(1+1.5a)×Vin之间，则得到6dB以上的噪声降低效果。即，噪声电流的振幅被抑制到一半以下。在该情况下，也削减噪声滤波器2的部件，由此能够实现小型化且低成本化。
接下来，参照图6来示出利用电路模拟的纹波电流Ips的降低效果。
在图1A中，设为电感器L1、L2的电感L1＝L2＝200μH。开关元件S1～S4例如全部由MOS场效应晶体管构成，将开关元件S1～S4的开关频率设为100kHz(周期T＝1/100kHz＝10us)。在此，将针对开关元件S1的栅极控制信号G1、针对开关元件S3的栅极控制信号G3的占空比D设为D＝0.7。当设为输入电压Vin＝100V时，计算为电源装置12的施加电压V1＝200V，因此从电源装置12向电容器C3施加200V的电压。
图6是示出使用图5的开关电路11-1的电力转换装置中的模拟结果的图即是示出电感器L1的电流I1、电感器L2的电流I2和电源流入电流Ips的时序图。根据图6可知，电感器L1的电流中包含的三角波成分被电感器L2的电流I2抵消。由此，能够确认在从输入端子T1向电源传播的电源流入电流Ips中不包含纹波成分。
此外，即使将开关元件S2以及S3的接通和断开的定时更换且设为V1＝Vin×{1-(1+a)D}/(1-D)，也得到定时更换前的相同的效果。
此外，开关元件S1～S4如上所述只要例如使用MOS场效应晶体管或GaN-HEMT(HighElectron Mobility Transistor：高电子迁移率晶体管)等晶体管即可。另外，开关元件S4也可以使用二极管，在该情况下，不需要栅极控制信号G4。
(功率因数改善电路)
另外，也可以在输入端子T1和T2的前级例如连接全桥型二极管整流电路，将其构成为功率因数改善电路。在该情况下，向功率因数改善电路的输入端子输入交流电压，向电力转换电路1输入的输入电压Vin发生变动，因此只要与其相应地使电源装置12的施加电压V1发生变动即可。此时，噪声滤波器2被削减，由此也得到功率因数提高的效果。
(实施方式1的第二实施例(SEPIC))
图7是示出应用于图1A的电力转换装置的第二实施例所涉及的开关电路11-2的结构例的电路图。在图7中，开关电路11-2构成为具备开关元件S4、电容器C4、C5以及电感器L4。输入端子T11经由电容器C5和开关元件S4连接于输出端子T13，输入端子T12连接于输出端子T14。电容器C4并联连接于输出端子T13、T14。另外，电感器L4连接于电容器C5与开关元件S4的连接点同输入端子T12之间。
在如图3所示那样将开关元件S1和S4交替地接通/断开时，电力转换电路1作为SEPIC(Single Ended Primary inductor Converter；升降型DC/DC转换器)进行动作。在将针对开关元件S1的栅极控制信号G1的占空比设为D、将针对开关元件S4的栅极控制信号G4的占空比设为1-D、以周期T驱动电力转换电路1时，在稳态状态下，图3所示的三角波振幅Atri由下式表示。
Atri＝DT×(Vin/L1) (3)
与实施方式1的第一实施例所涉及的升压型DC/DC转换器的情况同样，能够将纹波电流Ips抵消。
(实施方式2)
图8是示出实施方式2所涉及的电力转换装置的结构例的框图。在图8中，实施方式2所涉及的电力转换装置相较于图1的实施方式1所涉及的电力转换装置而具有以下的不同点。
(1)具备电力转换电路1A来代替电力转换电路1。
(2)具备平滑电路5A来代替平滑电路5。平滑电路5A在平滑电路5中进一步具备作为电抗器的电感器L5。
(3)电力转换电路1A相较于电力转换电路1还具备根据栅极控制信号G5被进行通断控制的开关元件S5。
(4)具备开关电路11A来代替开关电路11，该开关电路11A还具有输入端子T15，根据栅极控制信号G4、G6被进行通断控制。
(5)具备控制电路10A来代替控制电路10。控制电路10A产生栅极控制信号G1～G6。
下面，对该不同点进行说明。
在图8中，输入端子T1经由作为电抗器的电感器L5连接于开关电路11A的输入端子T15，输入端子T15经由开关元件S5连接于输入端子T12。在此，电力转换电路1A构成将开关元件S1和S5以错开半个周期(T/2)的方式进行驱动的两相的交错电路。
图9是示出图8的栅极控制信号G1～G6与电感器L1的电流I1、电感器L2的电流I2、电感器L5的电流I5及电流I1+I5的电流波形之间的关系的时序图。在图9中，示出针对开关元件S1的栅极控制信号G1、针对开关元件S5的栅极控制信号G5的占空比大于0.5的情况下的电流波形。在图9中，在状态ST3时，开关元件S1和S5中的一方被接通，另一方被断开。在状态ST4时，开关元件S1和S5双方被接通。此时，电力转换电路1A的输入电流是流过电感器L1和L5的电流的总和(I1+I5)。即，以与电力转换电路1的栅极控制信号G1、G4～G6同步的方式产生用于纹波抵消电流发生电路4的栅极控制信号G2、G3。
在图8的电力转换装置中，如图9所示，在状态ST3时使开关元件S2接通，并使开关元件S3断开。另外，在状态ST4时使开关元件S2断开，并使开关元件S3接通。当使用电源装置12向电容器C3施加比输入电压Vin高的施加电压V1时，如图9所示，在状态ST3时电感器L2的电流I2增加，在状态ST4时电感器L2的电流I2减少。
在图8的电力转换装置中产生的实际电流是流过电感器L1、L5及L2的电流的总和(I1+I2+I5)。即，流过电感器L1和L5的电流之和(I1+I5)中包含的三角波成分被流过电感器L2的电流I2消除。由此，与实施方式1同样，能够削减噪声滤波器2。
(交错升压型DC/DC转换器)
图10是示出构成交错升压型DC/DC转换器的图8的开关电路11A的结构例的电路图。
图10的开关电路11A相较于图5的开关电路11-1而具有以下的不同点。
(1)还具备输入端子T15和开关元件S6。
(2)输入端子T15经由根据栅极控制信号G6被进行通断控制的开关元件S6连接于输出端子T13。
在具备如以上那样构成的开关电路11A的图8的电力转换装置中，在如图9所示那样将开关元件S1和S4交替地进行接通/断开、将开关元件S5和S6交替地进行接通/断开、并将开关元件S1和S5以相互偏离半个周期(T/2)的方式进行驱动时，电力转换电路1A作为交错升压型DC/DC转换器进行动作。在将针对开关元件S1的栅极控制信号G1、针对开关元件S5的栅极控制信号G5的占空比设为D、将针对开关元件S4的栅极控制信号G4、针对开关元件S6的栅极控制信号G6的占空比设为1-D，并以周期T驱动电力转换电路1A时，在稳态状态下，图9所示的三角波振幅Atri由下式表示。
Atri＝(2D-1)T×(Vin/L1) (4)
在此，下面示出在设为电感器的电感L5＝L1、L2＝a×L1时能够将流过电感器L1和L5的电流之和中包含的三角波成分完全抵消的条件。为了将纹波电流完全抵消，只要图9中流过电感器L1和L5的电流之和(I1+I5)与流过L2的电流I2的三角波振幅Atri一致即可。在稳态状态下，电感器L2的三角波振幅Atri由下式表示。
Atri＝(D-0.5)T×(V1-Vin)/(a×L1) (5)
因而，当设为施加电压V1＝(1+2a)×Vin(在此，系数a是正整数)时，流过电感器L1和L5的电流之和(I1+I5)与流过电感器L2的电流I2的三角波振幅Atri一致，纹波电流被完全抵消。
虽然上述是最优的条件，但如果将电源装置12的施加电压V1的值设定为(1+a)×Vin至(1+3a)×Vin之间的值，则得到6dB以上的噪声降低效果，即，噪声电流的振幅被抑制到一半以下。在该情况下，也削减噪声滤波器2的部件，由此能够实现小型化且低成本化。
图11是示出图8的电力转换装置的模拟结果的图，即是示出电感器L1的电流I1、电感器L2的电流I2、电感器L5的电流I5及电流I1+I5与电源流入电流Ips的电流波形的时序图。通过图11示出利用电路模拟的纹波电流的降低效果。
在图8中，设为电感器的电感L1＝L5＝L2＝200μH。设为开关元件S1～S6全部由MOS场效应晶体管构成。另外，开关元件S1、S4～S6的开关频率设为100kHz，即周期T＝1/100kHz＝10μs。并且，将开关元件S2、S3的开关频率设为200kHz，设为针对开关元件S1的栅极控制信号G1、针对开关元件S5的栅极控制信号G5的占空比D＝0.7。在此，当设为输入电压Vin＝100V时，计算为电源装置12的施加电压V1＝300V，因此从电源装置12向电容器C3施加V1＝300V。在图11中示出此时的各部的电流波形。
根据图11可知，在电感器L1的电流I1和电感器L5的电流I5中包含100kHz的三角波成分，且相互错开半个周期5μs。因此，在电感器L1与L5的电流之和(I1+I5)中包含2倍的频率200kHz的三角波成分。其被电感器L2的电流I2抵消。由此，能够确认在从输入端子T1向电源传播的电流Ips中不包含三角波的纹波成分。
此外，在图10中，即使将开关元件S2以及S3的接通和断开的定时更换并设为V1＝Vin×{1-a×(2D-1)/(1-D)}，也得到相同的效果。
此外，电感器L1与L5也可以相互磁耦合。在该情况下，电感器L1和L5能够作为一个耦合电感器进行安装。另外，电力转换电路1也可以构成为三相以上的交错电路。
另外，在交错电路中，为了提高电力转换效率，有时在轻负载时仅使单相进行动作。在该情况下，只要根据动作方法来对开关元件S2和S3、电源装置12的施加电压V1的控制进行切换即可。即，也可以是，在交错动作时按照实施方式2进行动作，在单相动作时按照实施方式1进行动作。由此，能够与交错电路的动作方法无关地抑制噪声。
(实施方式3)
图12是示出实施方式3所涉及的电力转换装置的结构例的框图。在图12中，实施方式3所涉及的电力转换装置相较于图1的实施方式1所涉及的电力转换装置而具有以下的不同点。
(1)具备纹波抵消电流发生电路4A来代替纹波抵消电流发生电路4。
(2)纹波抵消电流发生电路4A具备电压转换电路3来代替电源装置12。在此，电压转换电路3是电源装置的一例。
(3)具备控制电路10B来代替控制电路10。控制电路10B产生栅极控制信号G1～G4、G7～G10。
下面，对该不同点进行说明。
在图12中，电压转换电路3具有输入端子T21、T22和输出端子T23、T24，用于将输入电压Vin转换为施加电压V1后施加到电容器C3。如在实施方式1中叙述的那样，当设为施加电压V1＝(1+a)×Vin时，纹波电流被完全抵消。如果使用实施方式3所涉及的图12的电力转换装置，则电压转换电路3的输入电压为Vin，因此，电压转换电路3无需依赖于电力转换电路1的状态(各开关元件的驱动周期、占空比)，只要进行升压比1+a的电力转换即可。因而，无需实现与电力转换电路1的同步等，在设计的观点上能够容易生成施加电压V1。
图13是示出图12的电压转换电路3的结构例的电路图。在图13中，电压转换电路3构成为具备电容器C6、C7、电感器L6、L7以及开关元件S7～S10。在此，开关元件S7～S10分别根据来自控制电路10B的栅极控制信号G7～G10被进行通断控制。
在图13中，电容器C6并联连接于输入端子T21与输入端子T22之间，电容器C7并联连接于输出端子T23与T24之间。输入端子T21经由电感器L6和开关元件S7连接于输入端子T22和输出端子T24，并且经由电感器L6和开关元件S9连接于输出端子T23。另外，输入端子T21经由电感器L7和开关元件S8连接于输出端子T24，并且经由电感器L7和开关元件S10连接于输出端子T23。
在如以上那样构成的图13的电压转换电路3中，设为电感器的电感L1＝L2。此时，正系数a＝1，因此施加电压V1＝2Vin。因而，图13的电压转换电路3构成交错升压型DC/DC转换器。
图14A是示出图12的栅极控制信号G1～G4与电感器L1的电流I1、电感器L2的电流I2之间的关系的时序图。另外，图14B是示出图12的栅极控制信号G7～G10与电感器L6的电流I6、电感器L7的电流I7及电流I6+I7之间的关系的时序图。
如上所述，图13的电压转换电路3为交错升压型DC/DC转换器，因此，为了使升压比为2，只要如图14所示那样将针对开关元件S7的栅极控制信号G7、针对开关元件S8的栅极控制信号G8的占空比设为0.5来驱动开关元件S7、S8即可。在占空比为0.5的情况下，在流过电感器L6和L7的三角波电流中不包含偶数次的谐波成分。因而，当将开关元件S7和S8以错开半个周期的方式进行驱动(交错动作)时，奇数次成分也被抵消，纹波不从电压转换电路3产生到输入电流中。即，电力转换电路1的输入电流的纹波成分被电感器L2的三角波电流抵消，电压转换电路3不产生纹波电流，因此不向端子T1和T2传播纹波电流。电感器L1和L2的三角波电流的抵消通过开关元件S1～S4的动作完成。电感器L6和L7的三角波电流的抵消通过开关元件S7～S10的动作完成。
因而，不需要使图14A的栅极控制信号G1～G4和图14B的栅极控制信号G7～G10以包括驱动频率和定时在内的方式相互同步，能够非同步地进行动作。但是，在图14A中，与实施方式1和2同样，以与电力转换电路1的栅极控制信号G1、G4同步的方式产生用于纹波抵消电流发生电路4A的栅极控制信号G2、G3。
另外，也可以在电压转换电路3的输入端子T21、T22的前级设置专用的噪声滤波器来抑制电压转换电路3所产生的噪声。由于在电压转换电路3中不流过大电流，因此能够以小型且低成本的方式安装噪声滤波器。此外，以同样的理由，电压转换电路3自身也能够以小型且低成本的方式安装。
(实施方式4)
图15是示出实施方式4所涉及的电力转换装置的结构例的框图。在图15中，实施方式4所涉及的电力转换装置相较于图1的实施方式1所涉及的电力转换装置而具有以下的不同点。
(1)具备纹波抵消电流发生电路4B来代替纹波抵消电流发生电路4。
(2)纹波抵消电流发生电路4B具备电压转换电路3A来代替电源装置12。在此，电压转换电路3A是电源装置的一例。
下面，对该不同点进行说明。
在图15中，电压转换电路3A将电力转换电路1的输出电压Vout转换为施加电压V1后施加到电容器C3。作为本实施方式的特点在于，电压转换电路3A不直接连接于输入端子T1、T2，因此，电压转换电路3A所产生的纹波电流不会传播到输入端子T1、T2。即，在噪声对策的观点上能够容易生成施加电压V1。因而，能够使用一般的任意的DC/DC转换器电路来进行安装，只要使用一般的控制以使DC/DC转换器的输出电压为V1的方式进行动作即可。
另一方面，与实施方式3的情况不同，电压转换电路3A所要求的升压降压比依赖于开关元件S1的占空比。因而，需要将电压转换电路3A构成为使升压降压比根据针对开关元件S1的栅极控制信号G1的占空比发生变化。
如以上说明那样，根据本实施方式，具有与实施方式1～3同样的作用效果，并且由于电压转换电路3A所产生的纹波电流不会传播到输入端子T1、T2，因此具有在噪声对策的观点上能够容易生成施加电压V1的这一特有效果。
(实施方式5)
图16是示出实施方式5所涉及的电力转换装置的结构例的框图。在图16中，实施方式5所涉及的电力转换装置相较于图1的实施方式1所涉及的电力转换装置而具有以下的不同点。
(1)具备电力转换电路1B来代替电力转换电路1。电力转换电路1B在输入端子T1与电容器C1之间设置电流检测器CS1。
(2)具备纹波抵消电流发生电路4C来代替纹波抵消电流发生电路4。纹波抵消电流发生电路4C具备电源装置12C来代替电源装置12，并且还具备控制电路15。在此，电源装置12C例如由DC/DC转换器构成，该DC/DC转换器具备包括栅极驱动器的开关电路。
下面，对该不同点进行说明。
在图16中，电流检测器CS1检测向输入端子T1传播的电流，并将电流检测信号输出到控制电路15。
图17是示出图16的控制电路15的结构例的框图。在图17中，控制电路15构成为具备目标电压设定器20、带通滤波器21、检波器22、A/D转换器23、减法器24以及PWM信号发生器25。在此，控制电路15基于与由电流检测器CS1检测出的电流对应的电流检测信号来进行控制以使纹波电流最小的方式对电源装置12C的施加电压V1进行校正。
在图17中，通过使来自电流检测器CS1的电流检测信号通过带通滤波器21和检波器22，从而检测与噪声水平对应的噪声检测信号，通过A/D转换器将该噪声检测信号转换为数字信号之后输出到减法器24。减法器24用于从来自目标电压设定器20的目标电压信号减去噪声检测信号的数字信号，并将减法结果的信号输出到PWM信号发生器25，PWM信号发生器25产生具有与减法结果的信号对应的占空比的PWM信号(栅极控制信号)并将该PWM信号施加到电源装置12C的开关电路的栅极驱动器。
在如以上那样构成的控制电路15中，根据噪声检测信号与目标电压的比较来执行用于调整PWM信号(栅极控制信号)的占空比的反馈控制，该PWM信号用于产生电源装置12C的施加电压V1。由此，即使在电感器L1和L2的电感值由于部件偏差而与设想不同的情况下，也能够充分地抑制输入电流的纹波成分。
产业上的可利用性
本公开所涉及的电力转换装置对于以低噪声、小型、低成本的方式实现在车载设备、产业设备等中使用的电力转换装置是有用的。
附图标记说明
1、1A：电力转换电路；2：噪声滤波器；3、3A：电压转换电路；4、4A、4B：纹波抵消电流发生电路；5、5A：平滑电路；10、10A、10B：控制电路；11、11-1、11-2、11A：开关电路；12、12C：电源装置；15：控制电路；20：目标电压设定器；21：带通滤波器；22：检波器；23：A/D转换器；24：减法器；25：PWM信号发生器；31：PWM信号发生器；32：延迟电路；33、34：反相器；41～44：栅极驱动器；C1～C7：电容器；CS1：电流检测器；L1～L7：电感器；S1～S10：开关元件；T1～T24：端子。

Claims (14)

1.一种电力转换装置，具有一对输入端子和一对输出端子，所述电力转换装置包括电力转换电路，所述电力转换电路具备：第一电感器与第一开关元件的第一串联电路，所述第一串联电路并联连接于所述一对输入端子；以及开关电路，其使用第二开关元件进行开关来输出所述第一开关元件的两端电压，所述电力转换电路用于将被输入到所述一对输入端子的输入电压进行电力转换而转换为规定的输出电压之后输出到所述一对输出端子，
所述电力转换装置具备纹波抵消电流发生电路，在所述第一开关元件被进行了通断控制时，所述纹波抵消电流发生电路通过产生用于将由于电流能量向所述第一电感器蓄积和电流能量从所述第一电感器释放而产生的纹波电流抵消的纹波抵消电流，并将该纹波抵消电流输入到所述电力转换装置的一对输入端子，来将所述纹波电流抵消，
其中，所述纹波抵消电流发生电路具备：
第二电感器，其具有与所述一对输入端子中的一方连接的一端；
第一串联电路，其是连接于所述第二电感器的另一端与所述一对输入端子中的另一方之间的第二串联电路，所述第一串联电路是将第三开关元件与第一电容器串联连接而构成的；
第三串联电路，其与所述第一串联电路并联连接，所述第三串联电路是将第四开关元件与第二电容器串联连接而构成的；以及
电源装置，其向所述第二电容器施加规定的施加电压。
2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，
所述电力转换装置还具备第一控制电路，所述第一控制电路以与向所述第一开关元件和所述第二开关元件供给的一对第一栅极控制信号同步的方式产生用于将所述第三开关元件和所述第四开关元件以相互反相的关系进行驱动的一对第二栅极控制信号。
3.根据权利要求1或2所述的电力转换装置，其中，
在将所述输入电压设为Vin、将所述第一电感器的电感设为L1、将所述第二电感器的电感设为L2、将正系数设为a时，在L2＝a×L1时，所述施加电压V1被设定为(1+0.5a)×Vin至(1+1.5a)×Vin之间的值。
4.根据权利要求1或2所述的电力转换装置，其中，
在将所述输入电压设为Vin、将所述第一电感器的电感设为L1、将所述第二电感器的电感设为L2、将正系数设为a时，在L2＝a×L1时，所述施加电压V1被设定为V1＝(1+a)×Vin的值。
5.根据权利要求1～4中的任一项所述的电力转换装置，其中，
所述电力转换电路是升压型直流-直流转换器。
6.根据权利要求1～4中的任一项所述的电力转换装置，其中，
所述电力转换电路是作为升压降压型直流-直流转换器的单端初级电感式转换器即SEPIC。
7.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，
所述电力转换电路还具备第三电感器与第五开关元件的第四串联电路，所述第四串联电路并联连接于所述一对输入端子，
所述开关电路还使用第六开关元件进行开关来输出所述第五开关元件的两端电压。
8.根据权利要求7所述的电力转换装置，其中，
所述电力转换装置还具备第二控制电路，所述第二控制电路以与向所述第一开关元件和所述第二开关元件供给的一对第三栅极控制信号以及向所述第五开关元件和所述第六开关元件供给的一对第三栅极控制信号这两对第三栅极控制信号同步的方式产生用于将所述第三开关元件和所述第四开关元件以相互反相的关系进行驱动的一对第二栅极控制信号。
9.根据权利要求7或8所述的电力转换装置，其中，
在将所述输入电压设为Vin、将所述第一电感器的电感设为L1、将所述第二电感器的电感设为L2、将正系数设为a时，所述施加电压V1被设定为V1＝(1+a)×Vin至(1+3a)×Vin之间的值。
10.根据权利要求7或8所述的电力转换装置，其中，
在将所述输入电压设为Vin、将所述第一电感器的电感设为L1、将所述第二电感器的电感设为L2、将正系数设为a时，所述施加电压V1被设定为V1＝(1+2a)×Vin的值。
11.根据权利要求7～10中的任一项所述的电力转换装置，其中，
所述电力转换电路是交错升压型直流-直流转换器。
12.根据权利要求1～11中的任一项所述的电力转换装置，其中，
所述电源装置是将所述输入电压转换为所述规定的施加电压并将进行所述转换而得到的施加电压施加到所述第二电容器的电压转换电路。
13.根据权利要求1～11中的任一项所述的电力转换装置，其中，
所述电源装置是将所述输出电压转换为所述规定的施加电压并将进行所述转换而得到的施加电压施加到所述第二电容器的电压转换电路。
14.根据权利要求1～11中的任一项所述的电力转换装置，其中，
所述电力转换电路还具备电流检测器，所述电流检测器检测所述一对输入端子处的电流，
所述纹波抵消电流发生电路还具备第三控制电路，所述第三控制电路基于由所述电流检测器检测出的电流来调整所述施加电压。
CN202180083396.9A 2020-12-11 2021-12-10 电力转换装置 Pending CN116569464A (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2020-206190 2020-12-11
JP2020206190 2020-12-11
PCT/JP2021/045518 WO2022124395A1 (ja) 2020-12-11 2021-12-10 電力変換装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN116569464A true CN116569464A (zh) 2023-08-08

Family

ID=81974594

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202180083396.9A Pending CN116569464A (zh) 2020-12-11 2021-12-10 电力转换装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US20240030804A1 (zh)
JP (1) JPWO2022124395A1 (zh)
CN (1) CN116569464A (zh)
WO (1) WO2022124395A1 (zh)

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011244534A (ja) * 2010-05-14 2011-12-01 Toyota Industries Corp 電源回路
JP2012147641A (ja) * 2011-01-14 2012-08-02 Sumitomo Heavy Ind Ltd 電源装置
CN103887958B (zh) * 2014-04-03 2017-01-25 无锡中星微电子有限公司 直流‑直流转换器
EP3729623B1 (de) * 2017-12-22 2022-02-23 FRAUNHOFER-GESELLSCHAFT zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Spannungswandleranordnung mit einem eingangsregelelement und verfahren zum betrieb einer spannungswandleranordnung
US10298114B1 (en) * 2018-09-08 2019-05-21 Shenzhen GOODIX Technology Co., Ltd. Ripple detection and cancellation for voltage regulator circuits
WO2020053884A1 (en) * 2018-09-10 2020-03-19 INDIAN INSTITUTE OF TECHNOLOGY MADRAS (IIT Madras) Ripple cancellation circuit in switching dc-dc converters and methods thereof

Also Published As

Publication number Publication date
JPWO2022124395A1 (zh) 2022-06-16
US20240030804A1 (en) 2024-01-25
WO2022124395A1 (ja) 2022-06-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP3691101A1 (en) Interleaved switched-capacitor converters
EP2525482A1 (en) Grid-tie inverter
JP5914989B2 (ja) スイッチング電源装置
CN110999059B (zh) 转换器
EP2156542A2 (en) Prediction scheme for step wave power converter and inductive inverter topology
US8817497B2 (en) Switching power converter for reducing EMI from ring oscillation and its control method
KR20190041094A (ko) 차량 탑재형 충전 시스템
CN106575927B (zh) 功率转换装置
CN110999058B (zh) 转换器
JP6902962B2 (ja) コンバータ
JP3296425B2 (ja) 電力変換装置
US7796409B2 (en) Multilevel push pull power converter
CN113348618A (zh) 直流脉冲电源装置
CN116569464A (zh) 电力转换装置
JP5642356B2 (ja) 電力変換システム
KR20180091543A (ko) 역률 개선 컨버터
TW202137687A (zh) 高頻電源裝置及高頻電源裝置的輸出控制方法
JP7219688B2 (ja) 電力変換装置とその制御方法
JP2017041978A (ja) 電力変換装置
JP2008092786A (ja) 電力変換器
Liu et al. Novel modified high step-up DC/DC converters with reduced switch voltage stress
JP2003230279A (ja) 交流‐直流電力変換装置
EP2067246B1 (en) Power converter
CN107112888B (zh) 功率转换装置及方法
JP2003158875A (ja) 高電圧発生回路

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination