CN116317767A - 一种内嵌优化脉冲序列的交流电机预测控制方法 - Google Patents

一种内嵌优化脉冲序列的交流电机预测控制方法 Download PDF

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CN116317767A CN202211686062.3A CN202211686062A CN116317767A CN 116317767 A CN116317767 A CN 116317767A CN 202211686062 A CN202211686062 A CN 202211686062A CN 116317767 A CN116317767 A CN 116317767A
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Abstract

本发明公开了一种内嵌优化脉冲序列的交流电机预测控制方法，包括以下步骤：获取优化脉冲序列；基于优化脉冲序列，获取定子磁链矢量参考值；基于脉冲序列下的定子磁链矢量跟踪误差，获取占空比；基于优化脉冲序列、占空比和开关状态跳变脉冲序列，构建占空比校正值；基于占空比校正值，获得每一种脉冲序列的成本函数值，选择成本函数值最小的脉冲序列作为逆变器在下一个控制周期内的输出。本发明公开的内嵌优化脉冲序列的交流电机预测控制方法，提升了极低载波比下的动态响应速度和稳定性。

Description

一种内嵌优化脉冲序列的交流电机预测控制方法
技术领域
本发明涉及一种内嵌优化脉冲序列的交流电机预测控制方法，属于电机控制领域。
背景技术
交流电机在低载波比运行工况下通常采用优化脉冲调制策略以降低定子电流谐波。由于优化脉冲调制难以在低成本数字处理器中实时求解，实际应用中通常采用离线优化、在线查表的方式得到稳态优化解。因此，优化脉冲调制难以匹配高动态闭环控制系统。
采用多步长预测的交流电机模型预测控制方法可以在低载波比下实现较优的动静态性能，但是多步长计算复杂度过高，目前仍难以工程应用。
现有技术还提出了模型预测控制方法，将优化脉冲调制序列预设为稳态解优化解，通过定子电流或者磁链轨迹跟踪误差来在线修正脉冲跳变沿。定子电流轨迹求解对电机参数较为敏感，控制系统需要复杂的离线参数整定流程或者需要集成在线参数辨识，使得控制器调试以及结构变得复杂。采用定子磁链轨迹跟踪的方式具有较好的参数鲁棒性，但是相关技术方案需要分离观测磁链的基波和谐波成分，或者需要以较高的采样率实时求解带约束的优化问题，算法执行的时间复杂度较高。
另外，现有技术中定子磁链轨迹跟踪控制策略完全依赖离线优化脉冲，只能在原始的脉冲序列附近进行调整。在高速低载波比运行时，由于长时间缺乏脉冲调整自由度，导致系统动态响应速度受限，严重时甚至引起转矩或者电流冲击。
为了降低计算复杂度，相关技术中的模型预测脉冲序列控制方法在系统处于稳态时直接输出离线优化脉冲序列。由于缺乏闭环校正环节，控制系统存在稳态跟踪误差，即使受到轻微扰动也会脱离优化脉冲序列，导致定子电流谐波变大。
因此，又不必要设计一种能够解决上述问题之一的内嵌优化脉冲序列的交流电机预测控制方法。
发明内容
为了克服上述问题，本发明人进行了深入研究，提出了一种内嵌优化脉冲序列的交流电机预测控制方法，包括以下步骤：
步骤1、获取优化脉冲序列；
步骤2、基于优化脉冲序列，获取定子磁链矢量参考值；
步骤3、基于脉冲序列下的定子磁链矢量跟踪误差，获取占空比；
步骤4、基于优化脉冲序列、占空比和开关状态跳变脉冲序列，构建占空比校正值；
步骤5、基于占空比校正值，获得每一种脉冲序列的成本函数值，选择成本函数值最小的脉冲序列作为逆变器在下一个控制周期内的输出。
在一个优选的实施方式中，步骤1中，获取下一控制周期的基波磁链相位角与上一控制周期的基波磁链相位角，通过查优化表的方法获得优化脉冲序列。
在一个优选的实施方式中，所述下一控制周期的基波磁链相位角
Figure BDA0004021193840000021
表示为：
Figure BDA0004021193840000022
其中，
Figure BDA0004021193840000023
表示基波定子磁链矢量参考值。
在一个优选的实施方式中，步骤2中，获取的定子磁链矢量参考值
Figure BDA0004021193840000031
表示为：
Figure BDA0004021193840000032
其中，udc为直流母线电压，ωe为同步电角速度，P(θ)为优化脉冲序列在相位θ处的输出电平，j表示复数的虚部，θ是积分函数的自变量，表示定子磁链相位，ψos为磁链矢量直流偏置。
在一个优选的实施方式中，步骤3中，获得的定子磁链矢量跟踪误差Δψs表示为：
Figure BDA0004021193840000033
其中，
Figure BDA0004021193840000034
表示磁链估计值。
在一个优选的实施方式中，步骤3中，所述占空比
Figure BDA0004021193840000035
表示为：
Figure BDA0004021193840000036
其中，Δψsα和Δψsβ分别为Δψs的实部和虚部，Tsc为控制周期，udc为直流母线电压。
在一个优选的实施方式中，在步骤4中，所述开关状态跳变脉冲序列根据逆变器三相桥臂开关跳变次数构造，
所述逆变器三相桥臂开关跳变次数是指：与上一控制周期结束时的桥臂开关状态相比，下一控制周期内a、b、c三相中的每相开关状态至多跳变一次。
在一个优选的实施方式中，步骤4中，所述开关状态跳变脉冲序列包括：
脉冲序列1，a、b、c三相没有开关状态跳变；
脉冲序列2，只有a相存在开关状态跳变；
脉冲序列3，只有b相存在开关状态跳变；
脉冲序列4，只有c相存在开关状态跳变；
脉冲序列5，a、b相各存在一次开关状态跳变；
脉冲序列6，a、c相各存在一次开关状态跳变；
脉冲序列7，b、c相各存在一次开关状态跳变；
脉冲序列8，a、b、c三相均存在一次开关状态跳变。
在一个优选的实施方式中，步骤4中，占空比校正值中，第一行到第八行元素为开关状态跳变脉冲序列，第九行元素为优化脉冲序列；
所述占空比校正值Δdt表示为
Figure BDA0004021193840000041
其中，
Figure BDA0004021193840000042
Figure BDA0004021193840000043
Figure BDA0004021193840000044
M＝4λ(λ+λa+λb+λC)+3(λaλb+λbλc+λaλc)
Δdao、Δdbo、Δdco为占空比校正值对应a、b、c相的共模分量；λ为权重系数，λ＞0；λa、λb、λc为a、b、c相对应脉冲序列调整的自由度标示符λs、λb、λc∈{0,1。
在一个优选的实施方式中，所述成本函数Jm表示为：
Figure BDA0004021193840000051
其中，
Figure BDA0004021193840000052
λu为正数，λsw为开关频率限制项表示为：
Figure BDA0004021193840000053
ΔS表示三相脉冲序列的总跳变次数。
本发明所具有的有益效果为：
(1)可以跳出离线优化脉冲解选择最合适当前运行工况的输出脉冲，提升了极低载波比下的动态响应速度和稳定性；
(2)引入了占空比计算，提升了输出脉冲的精细度，不需要高采样率也可取得良好的控制性能。
附图说明
图1示出本发明一种优选实施方式的内嵌优化脉冲序列的交流电机预测控制方法示意图；
图2示出在载波比等于7时，实施例1中q轴电流阶跃响应示意图；
图3示出在载波比等于7时，对比例1中q轴电流阶跃响应示意图；
图4示出在载波比等于3时，实施例1中q轴电流阶跃响应示意图；
图5示出在载波比等于3时，对比例1中q轴电流阶跃响应示意图。
具体实施方式
下面通过附图和优选实施方式对本发明进一步详细说明。
本发明提供了一种内嵌优化脉冲序列的交流电机预测控制方法，包括以下步骤：
步骤1、获取优化脉冲序列；
步骤2、基于优化脉冲序列，获取定子磁链矢量参考值；
步骤3、基于脉冲序列下的定子磁链矢量跟踪误差，获取占空比；
步骤4、基于优化脉冲序列、占空比和开关状态跳变脉冲序列，构建占空比校正值；
步骤5、基于占空比校正值，获得每一种脉冲序列的成本函数值，选择成本函数值最小的脉冲序列作为逆变器在下一个控制周期内的输出。
根据本发明，步骤1中，获取下一控制周期的基波磁链相位角与上一控制周期的基波磁链相位角，通过查优化表的方法获得优化脉冲序列。
所述优化表是指离线脉冲存储表，通过查优化表获得优化脉冲序列是本领域常用的一种技术手段。
进一步地，针对a、b、c三相，需要单独查表，以获得每相对应的最优脉冲序列。
进一步地，在查优化表之前，需要获取下一控制周期的基波磁链相位角与上一控制周期的基波磁链相位角，
上一控制周期的基波磁链相位角可以直接通过传感器获取。
所述下一控制周期的基波磁链相位角
Figure BDA0004021193840000061
表示为：
Figure BDA0004021193840000062
其中，
Figure BDA0004021193840000063
表示基波定子磁链矢量参考值。
进一步地，下一控制周期的基波磁链相位角
Figure BDA0004021193840000064
通过下式获得：
Figure BDA0004021193840000071
其中，atan表示反正切函数，
Figure BDA0004021193840000072
和/>
Figure BDA0004021193840000073
为/>
Figure BDA0004021193840000074
的实部和虚部。
进一步地，基波定子磁链矢量参考值
Figure BDA0004021193840000075
通过以下方式获得：
Figure BDA0004021193840000076
其中，Ls表示定子电感，Lσ表示感应电机漏感，
Figure BDA0004021193840000077
为d轴定子电流参考值，/>
Figure BDA0004021193840000078
为q轴定子电流参考值，j表示复数的虚部，θψ为转子磁场的相位，ωe为同步电角速度，Tsc表示控制周期。
进一步地，转子磁场的相位θψ可以通过以下方式获得：
Figure BDA0004021193840000079
同步电角速度ωe可以通过以下方式获得：
Figure BDA00040211938400000710
其中，ωr表示电机转速，Tr为感应电机转子时间常数。
进一步地，在本发明中，根据下一控制周期基波磁链相位角
Figure BDA00040211938400000711
和上一控制周期基波磁链相位角/>
Figure BDA00040211938400000712
从离线脉冲存储表中查询得到a相脉冲序列/>
Figure BDA00040211938400000713
进一步优选地，若
Figure BDA00040211938400000714
和/>
Figure BDA00040211938400000715
在存储表P(θ)中同处于某两个断点角度θn-1和θn之间，即/>
Figure BDA00040211938400000716
此时标记变量λa＝0，表示a相无调整自由度，否则λa＝1；同理将θψ移相120度可得b相脉冲序列/>
Figure BDA00040211938400000717
以及b相标记变量λb；将θψ移相240度可得c相脉冲序列/>
Figure BDA00040211938400000718
Figure BDA00040211938400000719
以及c相标记变量λc。
根据本发明一个优选的实施方式，步骤2中，获取的定子磁链矢量参考值
Figure BDA00040211938400000720
表示为：
Figure BDA00040211938400000721
其中，udc为直流母线电压，ωe为同步电角速度，P(θ)为优化脉冲序列在θ相位处的输出电平，j表示复数的虚部，θ表示基波定子磁链相位，ψos为磁链矢量直流偏置。
进一步地，磁链矢量直流偏置
Figure BDA0004021193840000081
max和min表示取磁链矢量参考值/>
Figure BDA0004021193840000082
在[0 2]角度范围内的最大值和最小值。
根据本发明一个优选的实施方式，步骤3中，获得的定子磁链矢量跟踪误差Δψs表示为：
Figure BDA0004021193840000083
其中，
Figure BDA0004021193840000084
表示磁链估计值。
可选地，
Figure BDA0004021193840000085
根据逆变器的输出电压积分估算获得。
根据本发明一个优选的实施方式，步骤3中，所述占空比
Figure BDA0004021193840000086
表示为：
Figure BDA0004021193840000087
其中，Δψsα和Δψsβ分别为Δψs的实部和虚部，Tsc为控制周期，udc为直流母线电压。
根据本发明，在步骤4中，所述开关状态跳变脉冲序列根据逆变器三相桥臂开关跳变次数构造，
所述逆变器三相桥臂开关跳变次数是指：与上一控制周期结束时的桥臂开关状态相比，下一控制周期内a、b、c三相中的每相开关状态至多跳变一次。
进一步地，所述逆变器三相桥臂开关跳变次数存在以下四类，分别为：
类一、三相开关状态维持不变；
类二、三相中的a相或b相或c相存在一次开关状态跳变，共存在3种情况；
类三、三相中的a、a两相或b、c两相或a、c两相各存在一次开关状态跳变，共存在3种情况；
类四、三相各存在一次开关状态跳变。
进一步地，据此，步骤4中，所述开关状态跳变脉冲序列包括：
脉冲序列1，a、b、c三相没有开关状态跳变；
脉冲序列2，只有a相存在开关状态跳变；
脉冲序列3，只有b相存在开关状态跳变；
脉冲序列4，只有c相存在开关状态跳变；
脉冲序列5，a、b相各存在一次开关状态跳变；
脉冲序列6，a、c相各存在一次开关状态跳变；
脉冲序列7，b、c相各存在一次开关状态跳变；
脉冲序列8，a、b、c三相均存在一次开关状态跳变。
在一个优选的实施方式中，步骤4中，占空比校正值中，第一行到第八行元素为开关状态跳变脉冲序列，第九行元素为优化脉冲序列；
所述占空比校正值Δdt表示为
Figure BDA0004021193840000091
其中，
Figure BDA0004021193840000092
Figure BDA0004021193840000101
Figure BDA0004021193840000102
M＝4λ(λ+λa+λb+λc)+3(λaλb+λbAc+λaλc)
Δdao、Δdbo、Δdco为占空比校正值对应a、b、c相的共模分量；λ为权重系数，λ＞0；λa、λb、λc为a、b、c相对应脉冲序列调整的自由度标示符λa、λb、λc∈{0，1)，在步骤1获取优化脉冲序列时获得。
根据本发明一个优选的实施方式，所述成本函数Jm表示为：
Figure BDA0004021193840000103
其中，
Figure BDA0004021193840000104
λu为正数，λsw为开关频率限制项表示为：
Figure BDA0004021193840000105
ΔS表示三相脉冲序列的总跳变次数。
根据本发明优选的实施方式，当m<9时，在成本函数中加入一个正数λu以提升离线优化脉冲序列的优先级。
实施例
实施例1
进行实验，通过以下步骤对交流电机进行预测控制：
步骤1、获取优化脉冲序列；
步骤2、基于优化脉冲序列，获取定子磁链矢量参考值；
步骤3、基于脉冲序列下的定子磁链矢量跟踪误差，获取占空比；
步骤4、基于优化脉冲序列、占空比和开关状态跳变脉冲序列，构建占空比校正值；
步骤5、基于占空比校正值，获得每一种脉冲序列的成本函数值，选择成本函数值最小的脉冲序列作为逆变器在下一个控制周期内的输出。
步骤1中，获取下一控制周期的基波磁链相位角与上一控制周期的基波磁链相位角，通过查优化表的方法获得优化脉冲序列。
下一控制周期的基波磁链相位角
Figure BDA0004021193840000111
通过下式获得：
Figure BDA0004021193840000112
基波定子磁链矢量参考值
Figure BDA00040211938400001114
通过以下方式获得：
Figure BDA0004021193840000113
转子磁场的相位θψ可以通过下式获得：
θψ＝∫ωedt
同步电角速度ωe可以通过下式获得：
Figure BDA0004021193840000114
其中，ωr表示电机转速，Tr为感应电机转子时间常数。
根据下一控制周期基波磁链相位角
Figure BDA0004021193840000115
和上一控制周期基波磁链相位角/>
Figure BDA0004021193840000116
从离线脉冲存储表中查询得到a相脉冲序列
Figure BDA0004021193840000117
进一步地，若
Figure BDA0004021193840000118
和/>
Figure BDA0004021193840000119
在存储表P(θ)中同处于某两个断点角度θn-1和θn之间，即/>
Figure BDA00040211938400001110
此时标记变量λa＝0，表示a相无调整自由度，否则λa＝1；同理将θψ移相120度可得b相脉冲序列/>
Figure BDA00040211938400001111
以及b相标记变量λb；将θψ移相240度可得c相脉冲序列/>
Figure BDA00040211938400001112
Figure BDA00040211938400001113
以及c相标记变量λc。
步骤2中，获取的定子磁链矢量参考值
Figure BDA0004021193840000121
表示为：
Figure BDA0004021193840000122
磁链矢量直流偏置
Figure BDA0004021193840000123
max和min表示取磁链矢量参考值/>
Figure BDA0004021193840000124
在[0 2]角度范围内的最大值和最小值。
步骤3中，获得的定子磁链矢量跟踪误差Δψs表示为：
Figure BDA0004021193840000125
其中，
Figure BDA0004021193840000126
表示磁链估计值，/>
Figure BDA0004021193840000127
根据逆变器的输出电压积分估算获得。
步骤3中，所述占空比
Figure BDA0004021193840000128
表示为：
Figure BDA0004021193840000129
在步骤4中，所述开关状态跳变脉冲序列包括：
脉冲序列1，a、b、c三相没有开关状态跳变；
脉冲序列2，只有a相存在开关状态跳变；
脉冲序列3，只有b相存在开关状态跳变；
脉冲序列4，只有c相存在开关状态跳变；
脉冲序列5，a、b相各存在一次开关状态跳变；
脉冲序列6，a、c相各存在一次开关状态跳变；
脉冲序列7，b、c相各存在一次开关状态跳变；
脉冲序列8，a、b、c三相均存在一次开关状态跳变。
占空比校正值中，第一行到第八行元素为开关状态跳变脉冲序列，第九行元素为优化脉冲序列；
所述占空比校正值Δdt表示为
Figure BDA0004021193840000131
其中，
Figure BDA0004021193840000132
Figure BDA0004021193840000133
Figure BDA0004021193840000134
M＝4λ(λ+λa+λb+λc)+3(λaλb+λbλc+λaλc)
所述成本函数Jm表示为：
Figure BDA0004021193840000135
其中，
Figure BDA0004021193840000136
λu为正数，λsw为开关频率限制项表示为：
Figure BDA0004021193840000137
ΔS表示三相脉冲序列的总跳变次数。
当m<9时，在成本函数中加入一个正数λu以提升离线优化脉冲序列的优先级。
对比例1
采用模型预测脉冲控制对交流电机进行控制。具体地模型预测脉冲控制参见文章：Aguilera R P,P
Figure BDA0004021193840000138
Lezana P,etal.Selective Harmonic Elimination ModelPredictive Control for Multilevel Power Converters[J].IEEE Transactions onPower Electronics,2016,32(3):2416-2426.。
对比例2
采用定子磁链轨迹跟踪控制对交流电机进行控制。具体地定子磁链轨迹跟踪控制参见文章：Holtz J,Oikonomou N.Synchronous Optimal Pulsewidth Modulation andStator Flux Trajectory Control for Medium-Voltage Drives[J].IEEE Transactionson Industry Applications,2007,43(2):600-608.。
实验例
图2-5示出了实施例1，对比例1和对比例2中的实验效果。
其中，图2示出了预设载波比等于7时，实施例1在q轴电流阶跃至额定值时的动态响应；图3示出了预设载波比等于7时，对比例1在q轴电流阶跃至额定值时的动态响应。
从图2、3中可以看出，实施例1的整定时间优于对比例1。对比例1中由于缺乏在线脉冲校正环节，即使在准稳态运行时也难以锁定优化脉冲，存在很多额外的脉冲注入，增加了开关频率和损耗，而实施例1解决了此问题。
图4示出了在载波比降低至3时，实施例1的q轴电流阶跃响应；图5示出了在载波比降低至3时，对比例2的q轴电流阶跃响应。
从图4中可以看出，实施例1中，即使在载波比降低至3时，q轴电流阶跃响应时间依然不超过5ms，证明了实施例1具备优秀的动态响应速度。在稳态时，从线电压输出波形可以看出，实施例1在稳态时能维持输出对称的离线优化脉冲。
对比图5，对比例2虽然也能稳定地输出离线优化脉冲，但是在动态过程中只能在离线优化脉冲附近修正逆变器输出，调整自由度受限于载波比。并且，在载波比等于3时，对比例1的q轴电流阶跃响应存在较大的超调。
以上结合优选实施方式和范例性实例对本发明进行了详细说明。不过需要声明的是，这些具体实施方式仅是对本发明的阐述性解释，并不对本发明的保护范围构成任何限制。在不超出本发明精神和保护范围的情况下，可以对本发明技术内容及其实施方式进行各种改进、等价替换或修饰，这些均落入本发明的保护范围内。本发明的保护范围以所附权利要求为准。

Claims (10)

1.一种内嵌优化脉冲序列的交流电机预测控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1、获取优化脉冲序列；
步骤2、基于优化脉冲序列，获取定子磁链矢量参考值；
步骤3、基于脉冲序列下的定子磁链矢量跟踪误差，获取占空比；
步骤4、基于优化脉冲序列、占空比和开关状态跳变脉冲序列，构建占空比校正值；
步骤5、基于占空比校正值，获得每一种脉冲序列的成本函数值，选择成本函数值最小的脉冲序列作为逆变器在下一个控制周期内的输出。
2.根据权利要求1所述的一种内嵌优化脉冲序列的交流电机预测控制方法，其特征在于，
步骤1中，获取下一控制周期的基波磁链相位角与上一控制周期的基波磁链相位角，通过查优化表的方法获得优化脉冲序列。
3.根据权利要求2所述的一种内嵌优化脉冲序列的交流电机预测控制方法，其特征在于，
所述下一控制周期的基波磁链相位角
Figure FDA0004021193830000011
表示为：
Figure FDA0004021193830000012
其中，
Figure FDA0004021193830000013
表示基波定子磁链矢量参考值。
4.根据权利要求1所述的一种内嵌优化脉冲序列的交流电机预测控制方法，其特征在于，
步骤2中，获取的定子磁链矢量参考值
Figure FDA0004021193830000014
表示为：
Figure FDA0004021193830000015
其中，udc为直流母线电压，ωe为同步电角速度，P(θ)为优化脉冲序列在θ相位处的输出电平，j表示复数的虚部，θ是积分函数的自变量，表示定子磁链相位，ψos为磁链矢量直流偏置。
5.根据权利要求1所述的一种内嵌优化脉冲序列的交流电机预测控制方法，其特征在于，
步骤3中，获得的定子磁链矢量跟踪误差Δψs表示为：
Figure FDA0004021193830000021
其中，
Figure FDA0004021193830000022
表示磁链估计值。
6.根据权利要求5所述的一种内嵌优化脉冲序列的交流电机预测控制方法，其特征在于，
步骤3中，所述占空比表示为：
Figure FDA0004021193830000023
其中，
Figure FDA0004021193830000024
为占空比，Δψsα和Δψsβ分别为Δψs的实部和虚部，Tsc为控制周期，udc为直流母线电压。
7.根据权利要求1所述的一种内嵌优化脉冲序列的交流电机预测控制方法，其特征在于，
在步骤4中，所述开关状态跳变脉冲序列根据逆变器三相桥臂开关跳变次数构造，
所述逆变器三相桥臂开关跳变次数是指：与上一控制周期结束时的桥臂开关状态相比，下一控制周期内a、b、c三相中的每相开关状态至多跳变一次。
8.根据权利要求1所述的一种内嵌优化脉冲序列的交流电机预测控制方法，其特征在于，
步骤4中，所述开关状态跳变脉冲序列包括：
脉冲序列1，a、b、c三相没有开关状态跳变；
脉冲序列2，只有a相存在开关状态跳变；
脉冲序列3，只有b相存在开关状态跳变；
脉冲序列4，只有c相存在开关状态跳变；
脉冲序列5，a、b相各存在一次开关状态跳变；
脉冲序列6，a、c相各存在一次开关状态跳变；
脉冲序列7，b、c相各存在一次开关状态跳变；
脉冲序列8，a、b、c三相均存在一次开关状态跳变。
9.根据权利要求1所述的一种内嵌优化脉冲序列的交流电机预测控制方法，其特征在于，
步骤4中，占空比校正值中，第一行到第八行元素为开关状态跳变脉冲序列，第九行元素为优化脉冲序列；
所述占空比校正值Δdt表示为
Figure FDA0004021193830000031
其中，
Figure FDA0004021193830000032
Figure FDA0004021193830000033
Figure FDA0004021193830000034
M＝4λ(λ+λa+λb+λc)+3(λaλb+λbλc+λaλc)
Δdao、Δdbo、Δdco为占空比校正值对应a、b、c相的共模分量；λ为权重系数，λ＞0；λa、λb、λc为a、b、c相对应脉冲序列调整的自由度标示符，λa、λb、λc∈{0,1。
10.根据权利要求1所述的一种内嵌优化脉冲序列的交流电机预测控制方法，其特征在于，
所述成本函数Jm表示为：
Figure FDA0004021193830000041
其中，
Figure FDA0004021193830000042
λu为正数，λsw为开关频率限制项表示为：
Figure FDA0004021193830000043
ΔS表示三相脉冲序列的总跳变次数。
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