CN116232540A - 一种低信噪比下的快速信号盲检测同步方法 - Google Patents

一种低信噪比下的快速信号盲检测同步方法 Download PDF

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CN116232540A CN202211558299.3A CN202211558299A CN116232540A CN 116232540 A CN116232540 A CN 116232540A CN 202211558299 A CN202211558299 A CN 202211558299A CN 116232540 A CN116232540 A CN 116232540A
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郭晓琳
张佳浩
王杰
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Abstract

本发明提出了一种低信噪比下的快速信号盲检测同步方法，通过时域处理实现多符号检测的同时完成信号的解调，使得检测实时性更高；通过在一个符号周期内设置不同的采样位置确定最佳采样判决时刻，不需要实现严格的载波同步，可以减小定时误差，提高对码元符号的判决准确度；在非相干解调情况下也能获得较好的解调性能，判决器和限幅器的综合使用也有效抑制了脉冲噪声对信号检测的影响。本发明由于提高了统计特征量的值，提升了检测性能，可以较为直观地区分信号和噪声，更有利于实现低信噪比条件下的信号检测。本发明克服了现有方法实时性和可靠性无法较好综合考虑的不足，提高了信号的检测效率和检测性能，为实际应用提供了一种可选择检测方案。

Description

一种低信噪比下的快速信号盲检测同步方法
技术领域
本发明属于无线通信和信号处理技术领域，具体涉及一种低信噪比下的快速信号盲检测同步方法。
背景技术
在数字通信系统中，由于发送端的时钟和接收端的时钟来自不同的本地振荡器，二者之间不完全同步，且信号在传输过程中存在延迟问题，导致接收端无法在每个符号的最优判决点上采样。由于滤波器的存在使得信号会有一部分的失真，这会降低采样点数据的信噪比同时也会带来码间串扰，增加信号解调的误码率，恶化通信系统的性能。定时恢复是能够决定整个接收端工作和性能好坏的关键模块，它的作用是以符号速率在t＝mT+τ的时刻采样，以获得发送的符号，其中，T是符号间隔，τ是定时误差，定时误差越小误码率越小。
在非合作通信中，接收方作为非授权接入用户，无法获得发送端的调制参数，要想获得所接收到信号传输的信息内容，一般需要成功截获信号并获得信号的相关调制参数。截获目标信号的前提是通过盲检测判断接收数据中是否存在通信信号并确定目标信号的起止时刻。
低频信号的优势包括穿透性强、衰减慢和传播远，有些场景下的远距离通信是非合作式的，信号在传播过程中由于噪声、干扰和信道衰落等的不利影响，接收信号的强度较弱，这使低频信号的检测增加了难度。这样一来就突出一个很重要的问题，在非合作通信情况下，对于低频信号，不能进行很好的快速盲检测，实用性和抗干扰方面均需有所考虑。
常见的信号检测方法有能量检测法、循环平稳检测、特征值检测以及匹配滤波检测等。能量检测法最为经典且应用范围最广的一种传统检测算法，兼具实现简单、实时性强、所需先验信息少等优势，但是在低信噪比时算法的检测性能较差，容易出现虚警和漏警；循环平稳检测法是利用信号和噪声循环平稳特性的差异，再结合频谱相关函数把信号和噪声区分开来。该算法具有更强的抗噪性能，但是计算复杂度要更高，检测时间较长无法满足实时性检测的要求；特征值检测法基于随机矩阵理论首先计算协方差矩阵的特征值，将最大最小特征值的比值与门限值进行比较来判断信号的有无。该算法能够将噪声不确定性对检测性能的影响降到最低，然而检测门限没有特定的解析表达式，只能通过大量的实验去估算从而得到一个可靠的门限值；匹配滤波器定义是当接收信噪比一定时，能够使输出信噪比达到最大的滤波器，依据匹配滤波器实现的检测方法称为匹配滤波检测。这与信号的解调器相等价，当滤波器的输出获得最大信噪比且大于门限时就可判决信号出现。该算法检测所需时间短，但是对信号先验信息的要求较高，对相位同步的要求也高。
由上述可知，信号检测的可行性方案中，具有较优检测性能、运算复杂度低满足实时性检测两个问题显得尤为重要。以上的几种方案中，受实时性和运算复杂度要求的约束以及接收信噪比的影响，对低信噪比信号的检测效果较差，在系统的独立性、现实可行性、可靠性上均不能很好的满足实际应用需求。
发明内容
为了解决现有技术中存在的上述问题，本发明提供了一种低信噪比下的快速信号盲检测同步方法。本发明要解决的技术问题通过以下技术方案实现：
本发明提供的一种低信噪比下的快速信号盲检测同步方法包括：
步骤1：接收从远场返回的无线模拟信号，并对所述无线模拟信号进行模数转换、下变频以及下采样，得到下采样信号；
步骤2：按照固定窗口长度将所述下采样信号进行连续划分，对窗口内的子信号进行判决以还原原始码元；
其中，每个窗口内包括多个码元，每个原始码元存在一个码元周期，每个码元周期内有多个采样位置；
步骤3：针对每个窗口内的原始码元，将每个码元周期内的每个采样位置作为起始采样位置，分别向后取所述窗口长度，得到每个窗口所对应的多个采样窗口；
步骤4：计算每个窗口所对应的每个采样窗口的解调信噪比，选择解调信噪比最大的采样窗口的起始采样位置作为采样起点，并从所述采样起点进行信号采样获得每个窗口内的采样信号；
步骤5：将采样信号所对应采样窗口的解调信噪比与检测门限进行比较，以确定采样信号是否为目标信号；
步骤6：对每个窗口与下一个窗口内的目标信号所对应的原始码元，将该窗口内的后一半原始码元与下一窗口内的前一半原始码元进行比对，以确定下一窗口内的原始码元是否出现错位，如果是则对下一窗口的原始码元进行修正，得到每个窗口内的目标信号修正后的码元；
步骤7：每个窗口内的目标信号修正后的码元进行差分译码，得到译码结果。
本发明的有益效果：
本发明提出了一种低信噪比下的快速信号盲检测同步方法，通过时域处理实现多符号检测的同时完成信号的解调，使得检测实时性更高；通过在一个符号周期内设置不同的采样位置确定最佳采样判决时刻，不需要实现严格的载波同步，可以减小定时误差，提高对码元符号的判决准确度；在非相干解调情况下也能获得较好的解调性能，判决器和限幅器的综合使用也有效抑制了脉冲噪声对信号检测的影响。本发明由于提高了统计特征量的值，提升了检测性能，可以较为直观地区分信号和噪声，更有利于实现低信噪比条件下的信号检测。本发明克服了现有方法实时性和可靠性无法较好综合考虑的不足，提高了信号的检测效率和检测性能，为实际应用提供了一种可选择检测方案。
以下将结合附图及实施例对本发明做进一步详细说明。
附图说明
图1是本发明提供的一种低信噪比下的快速信号盲检测同步方法的过程示意图；
图2是本发明判决器的示意图；
图3是本发明限幅器的示意图；
图4是本发明的每个窗口内设置采样点的示意图；
图5是本发明采样窗口的示意图；
图6是本发明窗口内码元修正的窗口展示图；
图7是本发明窗口内码元修正过程的两组数据比较示意图；
图8是本发明的测试数据的全程解调信噪比图；
图9是本发明的检测输出结果示意图；
图10是本发明方法与其他方法的信号检测概率比较效果图；
图11是误码率曲线图。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明做进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。
全数字化接收机中采样时钟和接收机参考载波是独立于发射机，由此带来的频偏、相偏与定时误差通过算法补偿，这种补偿方式可以通过软件实现，这种方式更加通用并且容易集成。传统的相关检测在高斯噪声下是最优的，但是在低频通信中，远距离传输后的信号除了受到大气噪声等高斯噪声的影响，还会受到突发强脉冲噪声的影响，如果继续使用常规的方法同步或接收，通信系统的性能会恶化。
实际应用中，一个完整功能的实现通常是拆分为几个部分进行研究，本发明所考虑的检测同步算法是基于部分先验信息已知，定时误差不确定且接收信噪比较低的情况下对所采集信号进行快速可靠的检测同步，完成解调译码等操作，恢复发送端的数据。低频信号发射规律相对固定，借助一些分析工具，可以先提取一些先验信息，如信号调制方式、符号速率和中心频率。
本发明用于远距离宽带接收机，记录整个低频频段信号，接收到的信号主要包括有大功率台站的发射信号和传播过程中雷电产生的电磁信号，大气噪声是低频通信中主要的干扰噪声，宽带接收机接收到的信号中某一频率点的接收信号由该频点发射信号和噪声相加，如下式：
rt＝st+nt
nt式均值为0，方差为σ2的高斯噪声，表示信道中存在的热噪声、大气干扰、工业干扰等加性噪声的总和。
如图1所示，本发明提供的一种低信噪比下的快速信号盲检测同步方法包括：
步骤1：接收从远场返回的无线模拟信号，并对所述无线模拟信号进行模数转换、下变频以及下采样，得到下采样信号；
在一种具体的实施例中，步骤1包括：
步骤11：接收从远场返回的无线模拟信号，并将所述无线模拟信号转换为数字信号；
值得说明的是，接收机的软件无线电要求尽可能地以数字形式处理无线信号，因此需要将接收到的模拟信号转换为数字信号，在转换时采样方法应满足采样定理。本发明应用场景是首先用接收机采集高采样率数字信号，然后用软件无线电的方法完成信号检测。
步骤12：对所述数字信号进行下变频，以将其从数字信号转变为数字基带信号；
为了后续解调还原原始数字信号需要将接收到的中频信号rn,fc转变为数字基带信号rn',f0。
步骤13：根据所述数字基带信号的采样率以及所需采样率，对所述数字基带信号进行下采样，得到下采样信号。
具体的，在一种可选的实施例中步骤13包括：
步骤131：计算所述数字基带信号的采样率与所需采样率的倍数，将该倍数确定为下采样次数；
步骤132：将对所述数字基带信号与半带滤波器的冲激响应卷积，再进行半带滤波抽取作为一次下采样，按照所述下采样次数对所述数字基带信号进行下采样，获得下采样信号。
对基带数字信号rn',f0进行半带滤波抽取h[·]，实现采样率的转换，得到采样率较低的信号rn'。接收机采集的信号采样率较高，为了在不影响采样判决准确性的基础上减少后续运算量，选用半带滤波器实现2的幂次方倍的抽取。半带滤波器的冲激响应h(k)除了零点不为零外，在其余偶数点全为零，所以采用半带滤波器来实现采样率变换时，只需一半的计算量，有很高的计算率。
Figure BDA0003984114600000061
步骤2：按照固定窗口长度将所述下采样信号进行连续划分，对窗口内的子信号进行判决以还原原始码元；
其中，每个窗口内包括多个码元，每个原始码元存在一个码元周期，每个码元周期内有多个采样位置；
接收端收到一个符号信息时，并不立刻进行判决，利用MSK信号相位连续变化的特点，观察前后多个信号，提高对该符号的而判决准确度。使用长为Q的迭代步长，每次对固定窗长为L的数据进行检测判决。对脉冲噪声最有效的抑制方法时使用非线性滤波，本发明中使用的非线性滤波器有判决器和限幅器。
具体的，在一种可选的实施例中，步骤2包括：
步骤21：对所述下采样信号rn'进行低通滤波f(rn')，以滤除带外噪声，改善接收信号的信噪比，低通滤波器的带宽要大于目标信号的带宽。
步骤22：按照固定窗口长度L对低通滤波之后的信号进行连续划分，得到多个窗口的子信号；
步骤23：利用判决器对每个窗口内的子信号进行判决，以使判决器以O为界限，得到每个窗口内的原始码元。
判决器以0作为界限，输入样本x为正，输出y置为1，反之置为-1，输入和输出的关系为：
Figure BDA0003984114600000062
判决器如图2所示，判决器构造简单，但是因为它的处理影响了信号，因此性能较差。
步骤3：针对每个窗口内的原始码元，将每个码元周期内的每个采样位置作为起始采样位置，分别向后取所述窗口长度，得到每个窗口所对应的多个采样窗口；
其中，将每个码元周期内的每个采样位置作为起始采样位置，分别向后取所述窗口长度，得到每个窗口所对应的多个采样窗口参考图4。
步骤4：计算每个窗口所对应的每个采样窗口的解调信噪比，选择解调信噪比最大的采样窗口的起始采样位置作为采样起点，并从所述采样起点进行信号采样获得每个窗口内的采样信号；
接收机不仅要知道符号速率，以符号速率值为频率进行抽样，还要知道在一个符号间隔内的哪个位置进行采样。通常情况下，定时误差的变化相对于符号速率来说是非常缓慢的，因此，将长为L的一段信号内的定时误差看作是固定的。参考图5，在一个码元周期Ts内的K个不同位置处
Figure BDA0003984114600000071
分别向后取固定窗长L的数据重复步骤4。根据解调信噪比矩阵[SNR1,SNR2,...,SNRK]，选取矩阵元素最大值SNRmax所对应的采样判决位置作为最佳采样起始点
Figure BDA0003984114600000072
以符号周期为间隔进行抽样。本发明中K取值为8。L的窗长内有M个码元，一个码元周期Ts，L的窗长为TsM；去第一个码元内的k个位置。
具体的，在一种可选的实施例中，步骤4包括：
步骤41：根据每个窗口的原始码元，对低通滤波后的子信号取正值；
本发明根据每个采样窗口的原始码元将滤波后的结果均取正值。根据式
Figure BDA0003984114600000073
当x为正时，判决为1，相乘结果为正，当x为负值时，判决为-1，相乘结果为正。
步骤42：根据取正值的子信号，计算限幅器的门限值；
步骤43：利用该门限值对，取正值的子信号进行限制输出限幅信号；
步骤43：利用每个窗口所对应的采样窗口内限幅信号的均值和方差，计算每个窗口所对应的每个采样窗口的解调信噪比。
计算窗长L内子信号的解调信噪比。突发脉冲噪声强度远远大于信号强度，会导致检测虚启和虚断的发生，恶化检测性能，因此需要对这一类噪声进行抑制。限幅器如图3所示，限幅器的门限对性能很重要，合理的门限能获得较好的性能。限幅器给定一个门限λ(λ为正常数)，当信号输入的幅度再给定的范围[-λ,λ]时，输出等于输入，否则根据输入的正负输出λ或-λ，输入和输出的关系如下式所示。
Figure BDA0003984114600000081
本发明为了便于后续处理，先将滤波后的结果f(r'n)全部取正||f(r'n)||，再对||f(r'n)||值进行限幅，降低雷电噪声等脉冲噪声的干扰，再根据限幅后的数据计算解调信噪比。当||f(r'n)||≤λ时，输出||f(r'n)||，否则输出λ。脉冲噪声没有解析的概率密度函数，但是在经过噪声抑制后，一般可以认为近似于高斯噪声。
步骤42中限幅器的门限值为
Figure BDA0003984114600000082
步骤43中每个采样窗口的解调信噪比为
Figure BDA0003984114600000083
其中，μ为||f(r'n)||的均值，σ2为||f(r'n)||的方差，将μ2看作是信号功率，σ2看作是噪声功率。
步骤5：将采样信号所对应采样窗口的解调信噪比与检测门限进行比较，以确定采样信号是否为目标信号；
将采样信号所对应采样窗口的解调信噪比SNRmax与检测门限γ进行比较，当解调信噪比SNRmax大于检测门限γ时，则确认采样窗口内有目标存在，将该采样窗口内的采样信号作为目标信号。
值得说明的是：选取矩阵元素最大值SNRmax和设定的检测门限γ进行比较，实现目标信号的存在性检测和起止时间检测。当SNRmax大于门限值时认为目标信号存在，且从
Figure BDA0003984114600000084
开始，每个一个码元周期就设置采样点进行采样，反之，则认为信号不存在。在信号存在的前提下继续遍历接收信号确定目标信号的结束时间，当矩阵元素最大值SNRmax小于门限值γ时则判定目标信号结束，反之，则认为目标信号仍未结束。
步骤6：对每个窗口与下一个窗口内的目标信号所对应的原始码元，将该窗口内的后一半原始码元与下一窗口内的前一半原始码元进行比对，以确定下一窗口内的原始码元是否出现错位，如果是则对下一窗口的原始码元进行修正，得到每个窗口内的目标信号修正后的码元；
考虑到检测的连续性和漏检率，在前一组数据处理完成后，应保存最后长为M(M＜L)的数据到第二组数据的最前面。每一组数据的处理分析都是独立进行的，采样时刻的漂移在短时间内影响不大，但是随着时间的累积，必然会出现采样符号的丢失或重复，进而导致序列错位，最终系统无法完成正确解调。
具体的，在一种可选的实施例中，步骤6包括：
步骤61：对每个窗口与下一个窗口内的目标信号所对应的原始码元，将该窗口内的后一半原始码元
Figure BDA0003984114600000091
与下一窗口内的前一半原始码元
Figure BDA0003984114600000092
进行比对，如果两者不一致，则确定后下一窗口内的原始码元发生错位；
步骤62：确定下一窗口内的原始码元是重复还是丢失码元造成的，如果是重复造成的，则将下一窗口内前一半的码元变更为
Figure BDA0003984114600000093
如果是丢失码元造成的，则将下一窗口内前一半的码元变更为
Figure BDA0003984114600000094
参考图6以及图7所示，为了判断下一窗口内的原始码元发生错位的情况，将该窗口内后一半的码元
Figure BDA0003984114600000095
进行左移或者右移，如果左移后的结果与下一窗口内前一半的码元
Figure BDA0003984114600000096
一致，则确定下一窗口内的原始码元是重复造成的；如果右移后的结果与下一窗口内前一半的码元
Figure BDA0003984114600000097
一致，则确定下一窗口内的原始码元是丢失造成的。
为了得到更为可靠的解调结果，取前一组数据的后M个符号
Figure BDA0003984114600000098
和第二组数据的前M个符号
Figure BDA0003984114600000099
进行移位比较，分别为将前一组前移一位
Figure BDA00039841146000000910
后移一位
Figure BDA00039841146000000911
不移动
Figure BDA00039841146000000912
三种情况，取相同符号数最多的移位情况为最终结果，示意图如图7所示。如前移一位时相同符号数最多说明第二组数据缺失了一个码元，需要将
Figure BDA0003984114600000101
更改为
Figure BDA0003984114600000102
后移一位时相同符号数最多说明第二组数据重复了一个码元，需要将
Figure BDA0003984114600000103
更改为
Figure BDA0003984114600000104
步骤7：每个窗口内的目标信号修正后的码元进行差分译码，得到译码结果。
本发明生成MSK信号需要先差分编码再调制，因此在接收端要还原原始数字符号还需要进行差分译码。
本发明输出目标信号的起止时间和原始码元，计算误码率。误码率是分析通信系统可靠性的重要指标，分析检测算法的理论性能时，仿真生成MSK信号并通过信道进行检测，根据下式计算处误码率Pe：
Figure BDA0003984114600000105
本发明的效果可以通过以下仿真实验做进一步的说明。
1、仿真条件
本发明是运用美国Mathwork公司开发的MATLAB2021b进行仿真，仿真数据采用模拟生成的测试数据，信号调制方式为MSK，仿真生成通信信号叠加噪声得到模拟接收数据。MSK是低频通信中常用的信号调制方式，具有连续的相位、恒定的包络及更高的频谱效率。
实验中理论分析时所对比的方法是传统的能量检测法，实验中记为ED，参考文献为N.Kundargi and A.Tewfik,"A performance study of novel Sequential EnergyDetection methods for spectrum sensing,"2010IEEE International Conference onAcoustics,Speech and Signal Processing,2010,pp.3090-3093.
2、仿真内容
(2.a)根据本发明具体实施方式所述，记录一段由时长为50S噪声、500S叠加了噪声的MSK信号和50S噪声的测试数据的全程解调信噪比SNR，观察统计特征量的区分效果，结果如图8所示。
从图8可见，接收信噪比较低时信号完全淹没在噪声中，无法有效区分信号和噪声。本发明将解调信噪比作为统计特征量，以此来区分信号和噪声实现信号检测。根据解调信噪比曲线可以看出本发明有效提高了统计特征量的值，信号存在时的解调信噪比明显高于仅有噪声的情况，通过选取合适的门限值即可实现信号检测，验证了本发明的可行性。在低信噪比下，通过本发明可以直观地提高解调信噪比的值，提高检测性能。
选取采集的大气数据，借助软件可观察在样本持续时间内目标信号均一直存在。截取其中60s并在其前后各添加时长为10s的噪声生成待测信号，再采用本发明方法进行检测同步，判决目标信号的起止时间，图9是检测输出结果。检测识别的结果符合样本设置情况。
(2.b)根据本发明具体实施方式所述，计算信号在不同接收信噪比影响下的的检测概率，并与ED方法的检测概率进行比较，结果如图10所示。ED方法首先计算样本数据的能量，再与门限值进行比较判决，检测门限很大程度会受到未知噪声的影响，且只能计算信号的能量，不能区分是来自信号还是噪声。
从图10可见，与ED方法相比在低信噪比下本发明检测效果更好，进一步验证了本发明的有效性，在低信噪比下检测性能比传统检测方法更佳。
(2.c)仿真生成MSK信号，经信道传输以后，再根据本发明具体实施方式，完成信号检测和解调，根据解调比特和发送比特计算解调误码率，并与MSK理论误码率进行比较，结果如图11所示。理论误码率为MSK相干解调误码率。
从图11可见，接收信号的信噪比对算法性能有着显著的影响，信噪比越大解调误码率越小，算法检测性能越好，信噪比越小接收端信号产生畸变的可能性越大，误码率也越大。在图中信噪比变化范围内，仿真误码率与理论误码率变化趋势一致。当Eb/N0大于8dB时误码率小于千分之一。本发明抑制了脉冲噪声，减小了定时误差，虽然没有进行严格的载波同步，但仍有较好的解调性能，验证了本发明的可靠性。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是两个或两个以上，除非另有明确具体的限定。
尽管在此结合各实施例对本申请进行了描述，然而，在实施所要求保护的本申请过程中，本领域技术人员通过查看所述附图、公开内容、以及所附权利要求书，可理解并实现所述公开实施例的其他变化。在权利要求中，“包括”(comprising)一词不排除其他组成部分或步骤，“一”或“一个”不排除多个的情况。
以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。

Claims (9)

1.一种低信噪比下的快速信号盲检测同步方法，其特征在于，包括：
步骤1：接收从远场返回的无线模拟信号，并对所述无线模拟信号进行模数转换、下变频以及下采样，得到下采样信号；
步骤2：按照固定窗口长度将所述下采样信号进行连续划分，对窗口内的子信号进行判决以还原原始码元；
其中，每个窗口内包括多个码元，每个原始码元存在一个码元周期，每个码元周期内有多个采样位置；
步骤3：针对每个窗口内的原始码元，将每个码元周期内的每个采样位置作为起始采样位置，分别向后取所述窗口长度，得到每个窗口所对应的多个采样窗口；
步骤4：计算每个窗口所对应的每个采样窗口的解调信噪比，选择解调信噪比最大的采样窗口的起始采样位置作为采样起点，并从所述采样起点进行信号采样获得每个窗口内的采样信号；
步骤5：将采样信号所对应采样窗口的解调信噪比与检测门限进行比较，以确定采样信号是否为目标信号；
步骤6：对每个窗口与下一个窗口内的目标信号所对应的原始码元，将该窗口内的后一半原始码元与下一窗口内的前一半原始码元进行比对，以确定下一窗口内的原始码元是否出现错位，如果是则对下一窗口的原始码元进行修正，得到每个窗口内的目标信号修正后的码元；
步骤7：每个窗口内的目标信号修正后的码元进行差分译码，得到译码结果。
2.根据权利要求1所述的一种低信噪比下的快速信号盲检测同步方法，其特征在于，步骤1包括：
步骤11：接收从远场返回的无线模拟信号，并将所述无线模拟信号转换为数字信号；
步骤12：对所述数字信号进行下变频，以将其从数字信号转变为数字基带信号；
步骤13：根据所述数字基带信号的采样率以及所需采样率，对所述数字基带信号进行下采样，得到下采样信号。
3.根据权利要求2所述的一种低信噪比下的快速信号盲检测同步方法，其特征在于，步骤13包括：
步骤131：计算所述数字基带信号的采样率与所需采样率的倍数，将该倍数确定为下采样次数；
步骤132：将对所述数字基带信号与半带滤波器的冲激响应卷积，再进行半带滤波抽取作为一次下采样，按照所述下采样次数对所述数字基带信号进行下采样，获得下采样信号。
4.根据权利要求1所述的一种低信噪比下的快速信号盲检测同步方法，其特征在于，步骤2包括：
步骤21：对所述下采样信号进行低通滤波，以滤除带外噪声；
步骤22：按照固定窗口长度L对低通滤波之后的信号进行连续划分，得到多个窗口的子信号；
步骤23：利用判决器对每个窗口内的子信号进行判决，以使判决器以O为界限，得到每个窗口内的原始码元。
5.根据权利要求1所述的一种低信噪比下的快速信号盲检测同步方法，其特征在于，步骤4包括：
步骤41：根据每个窗口的原始码元，对低通滤波后的子信号取正值；
步骤42：根据取正值的子信号，计算限幅器的门限值；
步骤43：利用该门限值对，取正值的子信号进行限制输出限幅信号；
步骤43：利用每个窗口所对应的采样窗口内限幅信号的均值和方差，计算每个窗口所对应的每个采样窗口的解调信噪比。
6.根据权利要求5所述的一种低信噪比下的快速信号盲检测同步方法，其特征在于，
步骤42中限幅器的门限值为
Figure FDA0003984114590000031
步骤43中每个采样窗口的解调信噪比为
Figure FDA0003984114590000032
其中，μ为f(rn')的均值，σ2为f(rn')的方差，将μ2看作是信号功率，σ2看作是噪声功率。
7.根据权利要求1所述的一种低信噪比下的快速信号盲检测同步方法，其特征在于，步骤5包括：
将采样信号所对应采样窗口的解调信噪比SNRmax与检测门限γ进行比较，当解调信噪比SNRmax大于检测门限γ时，则确认采样窗口内有目标存在，将该采样窗口内的采样信号作为目标信号。
8.根据权利要求1所述的一种低信噪比下的快速信号盲检测同步方法，其特征在于，步骤6包括：
步骤61：对每个窗口与下一个窗口内的目标信号所对应的原始码元，将该窗口内的后一半原始码元
Figure FDA0003984114590000033
与下一窗口内的前一半原始码元
Figure FDA0003984114590000034
进行比对，如果两者不一致，则确定后下一窗口内的原始码元发生错位；
步骤62：确定下一窗口内的原始码元是重复还是丢失码元造成的，如果是重复造成的，则将下一窗口内前一半的码元变更为
Figure FDA0003984114590000035
如果是丢失码元造成的，则将下一窗口内前一半的码元变更为
Figure FDA0003984114590000036
9.根据权利要求8所述的一种低信噪比下的快速信号盲检测同步方法，其特征在于，步骤62包括：
如果下一窗口内的原始码元发生错位，则将窗口内前一半的码元
Figure FDA0003984114590000037
进行左移或者右移，如果左移后的结果与下一窗口内前一半的码元
Figure FDA0003984114590000041
一致，则确定下一窗口内的原始码元是重复造成的；如果右移后的结果与下一窗口内前一半的码元
Figure FDA0003984114590000042
一致，则确定下一窗口内的原始码元是丢失造成的。
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