CN116232050B - 轨道交通车辆直流三电平dc-dc变换器及其控制方法 - Google Patents

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CN116232050B CN202310012046.4A CN202310012046A CN116232050B CN 116232050 B CN116232050 B CN 116232050B CN 202310012046 A CN202310012046 A CN 202310012046A CN 116232050 B CN116232050 B CN 116232050B
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Abstract

本发明公开了一种轨道交通车辆直流三电平DC‑DC变换器及其控制方法，提出在飞跨电容型三电平DC/DC变换器拓扑结构基础上适配电力电子器件，构建成串联充电并联放电型三电平DC/DC变换器拓扑结构，结合多种工作模态控制策略，通过串联充电、并联放电的电容同步充、放电模式，在取消了中点平衡电路的情况下，实现了直流三电平DC/DC变换器的中点自校正能力，提升了三电平DC/DC变换器传输效率。

Description

轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器控制技术，特别是一种轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器及其控制方法。
背景技术
三电平DC/DC变换器具有良好的输出特性，但三电平电路的中点电位平衡问题一直是行业关注的重点。传统非隔离三电平DC-DC变换电路中，采取两个电容交替放电形式实现三电平输出，当电容间出现电压差时，需要通过控制器及附加的H桥等电路结构实现中点电位的补偿。这种结构导致中点电位自校正能力较差，系统传输效率较低。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器及其控制方法，在取消了中点平衡电路的情况下，实现直流三电平DC/DC变换器的中点自校正能力，提升三电平DC/DC变换器传输效率。
为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器，包括依次连接的直流输入电路、充放电电路、DC-DC斩波电路、吸收电路和输出电路；所述充放电电路包括支撑电容和二极管串联支路，所述支撑电容一端接入第一放电电阻和第二放电电阻之间，另一端接直流输入电路负极；所述第一放电电阻和第二放电电阻串联，所述二极管串联支路包括两个串联的二极管，两个二极管的连接点与两个放电电阻的连接点连接；所述二极管串联支路与飞跨电容并联；所述DC-DC斩波电路包括四个串联的开关管；其中中间两个开关管与所述二极管串联支路并联。
本发明中点自平衡的拓扑特性降低了中点电位控制的难度，更有利于系统的输出控制,实现了直流三电平DC/DC变换器的中点自校正能力，提升了三电平DC/DC变换器传输效率。
所述吸收电路包括滤波电感；所述滤波电感一端接入所述中间两个开关管之间，所述滤波电感另一端接所述输出电路。
所述输出电路采用储能装置。
本发明还提供了一种轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器控制方法，该方法包括：
续流模态：当第一开关管、第二开关管均关断时，滤波电感产生的反电动势通过第三开关管、第四开关管维持输出电流的连续；
第一充电模态：当第一开关管、第二开关管均导通时，支撑电容和飞跨电容经第一开关管、第二二极管形成串联充电回路，支撑电容和飞跨电容的充电电流相等；
第二充电模态：当第一开关管导通，第二开关管关断时，支撑电容和飞跨电容经第一开关管、第二二极管形成充电回路，部分电流经第三开关管流向输出电路，飞跨电容的充电速度大于支撑电容的充电速度；记uC1为支撑电容两端的电压，uC2为飞跨电容两端的电压，uin为输入电压，当uC1＞uin-uC2时，第二二极管截止，支撑电容停止充电；
放电模态：当第一开关管关断，第二开关管导通时，支撑电容和飞跨电容通过第一二极管和第二开关管以并联方式放电，当uC2＞uC1时，第一开关管截止；当支撑电容和飞跨电容电压相同时，支撑电容和飞跨电容同步放电；定义一次放电模态结束时刻的电容电压减去放电模态开始时刻的电容电压为电容电压变化量，记为ΔuC，其中，支撑电容C1和飞跨电容C2的电容电压变化量分别记为ΔuC1、ΔuC2，当第一二极管导通后，ΔuC2≤ΔuC1＜0。
本发明有助于提升系统工作性能，提出在飞跨电容型三电平DC/DC变换器拓扑结构基础上适配电力电子器件，构建成串联充电并联放电型三电平DC/DC变换器拓扑结构，结合多种工作模态控制策略，通过串联充电、并联放电的电容同步充、放电模式，在取消了中点平衡电路的情况下，实现了直流三电平DC/DC变换器的中点自校正能力，提升了三电平DC/DC变换器传输效率，降低了对电容容量的需求，有助于系统的轻量化。
所述第一充电模态下，假定支撑电容C1及飞跨电容C2两端初始电压相等，三电平DC-DC变换器的数学方程如下：
其中，iL为流经滤波电感的电流，Rload为负载阻值，C为支撑电容或飞跨电容的容值，uC表示支撑电容及飞跨电容两端电压，L为滤波电感值。
所述放电模态下，假定支撑电容C1及飞跨电容C2两端初始电压相等，三电平DC-DC变换器的数学方程如下：
其中，d1、d2分别为一个周期内第一充电模态和放电模态所占时间比例，C为支撑电容或飞跨电容的容值，uC表示支撑电容或飞跨电容两端电压，L为滤波电感值，Ron为放电模态下C1、C2串联充电回路中的线路阻抗。
本发明中，第一充电模态下，输出电流iL以为斜率线性增长；续流模态下，输出电流iL以/>为斜率线性减小；放电模态下，输出电流iL以/>为斜率线性变化，即当/>且/>时，输出电流iL以/>线性减小，当/>时，输出电流iL以/>线性增大；其中，Uin一个充电开关周期T内输入端平均直流等效电压，Uout为负载两端平均直流等效电压，L为滤波电感值，uC表示支撑电容或飞跨电容两端电压。
与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明对电路拓扑结构及控制策略进行改进及优化，有助于提升系统工作性能，提出在飞跨电容型三电平DC/DC变换器拓扑结构基础上适配电力电子器件，构建成串联充电并联放电型三电平DC/DC变换器拓扑结构，结合多种工作模态控制策略，通过串联充电、并联放电的电容同步充、放电模式，在取消了中点平衡电路的情况下，实现了直流三电平DC/DC变换器的中点自校正能力，提升了三电平DC/DC变换器传输效率。
附图说明
图1为本发明实施例轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器中点自平衡拓扑及系统总图；
图2为本发明实施例轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器控制电路组成示意图。
图3为本发明实施例轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器降压工况模态图；
图4(a)时轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器系统状态示意图；图4(b)为/>时轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器系统状态变化示意图；
图5为本发明实施例轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器升压工况拓扑图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地说明，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
在本文中，术语“第一”、“第二”和其它类似词语并不意在暗示任何顺序、数量和重要性，而是仅仅用于对不同的元件进行区分。在本文中，术语“一”、“一个”和其它类似词语并不意在表示只存在一个所述事物，而是表示有关描述仅仅针对所述事物中2的一个，所述事物可能具有一个或多个。在本文中，术语“包含”、“包括”和其它类似词语意在表示逻辑上的相互关系，而不能视作表示空间结构上的关系。例如，“A包括B”意在表示在逻辑上B属于A，而不表示在空间上B位于A的内部。另外，术语“包含”、“包括”和其它类似词语的含义应视为开放性的，而非封闭性的。例如，“A包括B”意在表示B属于A，但是B不一定构成A的全部，A还可能包括C、D、E等其它元素。
本发明实施例的轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器中点自平衡拓扑及系统如图1所示，用于对轨道交通车辆储能系统进行充放电的电源转换电路及系统，包括由直流输入电路、不对称支撑电容充放电电路、DC-DC斩波电路、吸收电路、输出电路。
直流输入电路实现拓扑的能量输入，通常与直流电源连接。直流输入电路的电压水平保持基本稳定，为轨道交通车辆的储能元件充电过程供能。同时，当拓扑工作在反向状态时，也可吸收储能元件释放的能量。
不对称支撑电容充放电电路，包括支撑电容C1、飞跨电容C2、两个二极管DF1、DF2和两个放电电阻R1、R2组成。放电电阻R1的一端(1端)与直流输入电路正极连接，另一端(2端)与直流输入电路负极(3端)之间串联以并联形式连接的支撑电容C1和放电电阻R2。飞跨电容C2与两个正负极首尾相接串联的二极管两端并联接在斩波电路的4端和6端，其中二极管DF1的负极与4端相接，二极管DF2的正极与6端相接，二极管DF1的正极(二极管DF2的负极)接入2端。在拓扑实施预充电后，支撑电容C1和飞跨电容C2电压基本维持中点电位。在拓扑处于降压放电状态时，支撑电容C1和飞跨电容C2因DC-DC斩波电路开关管状态产生的不同模态下，实现串联充电、并联放电。放电电阻R1、R2在变换器断电后为支撑电容C1和飞跨电容C2提供放电回路，释放电量。
DC-DC斩波电路由四个全控型开关管VT1、VT2、VT3、VT4组成，四个开关管依次首尾串联，VT1管的正极连入直流输入电路的正极(1端)，VT4管的负极接入直流输入电路的负极(3端)，四个开关管之间的节点从电源正极到电源负极分别定义为4、5、6端。当拓扑处于降压模态时，VT1、VT2交替导通关断，VT3、VT4退化为单向导通二极管；当拓扑处于升压模态时，VT3、VT4交替导通关断，VT1、VT2退化为单向导通二极管。
吸收电路由滤波电感L组成，电感L降低输出电流的纹波，提高电路的输出特性。电感L的一端接在斩波电路的中点(5端)，另一端作为拓扑的输出正极(7端)。
输出电路由储能装置超如超级电容、蓄电池等组成。输出正极(7端)与输入电源的负端(3端)共同构成拓扑输出端的正负极，接入相应的储能装置，实现储能装置的充放电。
进一步的，系统还包括控制DC-DC斩波电路工作的控制电路和开关管电压尖峰吸收回路。控制电路由电源电路、采样电路、控制单元、驱动电路组成。
电源电路为控制电路各环节提供低压供电。
采样电路通过传感器采集DC-DC变换电路关键部件的电压、电流状态。经过信号调理及模数转换将状态模拟量转换为数字量输入控制单元，使系统实现闭环控制。
控制单元用于输出开关管VT1-VT4的导通信号，根据不同的充放电要求，获取采样电路采集的系统状态，结合控制算法给出各工作模态的工作时间，转换成各个开关管的驱动信号，由驱动电路驱动全控开关管的导通、关断实现DC-DC变换器输出电压、电流的控制。
驱动电路将控制单元输出的驱动信号通过光电、电磁隔离等手段，实现主电路与控制电路之间的电压隔离，同时实现全控开关管的导通、关断控制。
进一步的，本实施例构建的轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器中点自平衡拓扑及系统工作模态有续流模态、充电模态1(第一充电模态)、充电模态2(第二充电模态)、放电模态、斩波模态。
进一步的，本实施例构建的轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器中点自平衡拓扑及系统通过支撑电容串联充电、并联放电方式来提升输出效率。
进一步的，本实施例构建的轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器中点自平衡拓扑及系统通过支撑电容并联放电中钳位二极管，以此来自校正中点电位的上下支撑电容的电压，从而使中点电位自动保持平衡稳定。
进一步的，本实施例构建的轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器中点自平衡拓扑及系统通过控制上桥臂的前置管与滞后管导通占空比及相位，同时结合系统工作模态，实现直流三电平DC-DC变换器输出电压的控制。
进一步的，本实施例构建的轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器中点自平衡拓扑及系统通过上述控制上桥臂的前置管与滞后管导通占空比及相位，同时结合系统工作模态，实现直流三电平DC-DC变换器输出电流的控制。
本实施例中，直流三电平DC-DC变换器通过上臂两管可实现输入电压的降压控制。
本实施例中，直流三电平DC-DC变换器通过下臂两管可实现输入电压的升压控制。
进一步的，轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器中点自平衡拓扑及系统可实现输入及输出的双向能量转换。
进一步的，轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器中点自平衡拓扑及系统通过滤波电抗器及上下臂的控制，可实现多个直流三电平DC-DC变换器的并联运行，以提升输出功率及输出品质。
相较传统三电平DC/DC变换拓扑，本发明所述拓扑能降低中点电位的控制难度。同时，串联充电、并联放电的电容换流方式，在高频条件下更能减小电容的容量，以便于实现装置的轻量化。
如图3所示。本实施例系统的工作模态包括续流模态、充电模态1、充电模态2、放电模态、斩波模态。
续流模态：当VT1、VT2均关断，电感L产生的反电动势通过VT4、VT3形成的二极管回路维持输出电流的连续。电容C1、C2均处于截止状态仅存在微小的充放电。
充电模态1：当VT1、VT2均导通，直流输入电路直接与电感L相接，输出电流有增大趋势，电感储存能量。电容C1、C2经VT1、DF2形成串联充电回路补充电容电量。此时C1、C2充电电流相等，由于C1、C2容值相等电压变化一致。
充电模态2：当VT1导通、VT2关断，C1、C2经过VT1、DF2形成充电回路。同时，还有部分电流从VT3流向输出端。此模态下飞跨电容C2的充电速度大于C1，定义一次放电模态结束时刻的电容电压减去放电模态开始时刻的电容电压为电容电压变化量，记为ΔuC，其中，支撑电容C1和飞跨电容C2的电容电压变化量分别记为ΔuC1、ΔuC2，即ΔuC2＞ΔuC1＞0。当uC1＞uin-uC2时，DF2管截止，C1停止充电。由于uC1+uC2＜uin,则有UC1≤Uin/2。随着充电模态2时间的延长，C2上的电压将继续提高，DF2上承受的反压随之增大。
放电模态：当VT1关断、VT2导通，C1、C2通过DF1和VT2以并联形式放电。当uC2＞uC1时，DF1将截止，由C2放电到与C1电压一致时，再由两个电容同步放电。由于放电回路的对称性，当DF1导通后，C1、C2的放电过程具有一致性，ΔuC2≤ΔuC1＜0。
斩波模态：当拓扑以固定频率在上述四种模态之间切换时，拓扑的5端和3端之间将呈现三电平斩波形式，经滤波电路处理后可产生稳定的电压或电流输出。
本实施例还研究了轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器中点自平衡拓扑及系统各模态下的状态变化数学模型，如图4(a)和图4(b)所示。
以一种由充电模态1、放电模态、续流模态按周期性组合成的斩波模态为拓扑工作原理阐述，具体描述拓扑的自平衡实现原理以及各模态下的状态变化数学模型。将输入电路直流电压记为uin，5端和3端之间的电压记为uout′，C1、C2上的电压记为uC1、uC2，流经电感的输出电流记为iL，负载用Rload表示。由于DC-DC变换器系统工作在高频状态下，假定一个充电开关周期T内输入端平均直流等效电压为Uin，负载两端平均直流等效电压为Uout，流经负载的平均直流等效电流为Iout。状态变化数学模型假定电容C1、C2参数完全一致，其容值记为C；滤波电感的电感值记为L；放电电阻R1、R2的阻值相等，且均为较大值，忽略放电电阻上流过的电流。假定C1、C2上的初始电压相等。
由(3)可知，由充电模态1、放电模态、续流模态按周期性组合成的斩波模态，在上述理想假设下，C1与C2电压变化一致，当C1、C2初始电压相等时，C1、C2两端的电压uC1＝uC2。以下以uC用以指代C1、C2两端的电压。
在充电模态1中，假设C1、C2串联充电回路中的线路阻抗为Ron，可得：
同时，随着充电过程的进行，Uin-2uC减小，由于Ron为极小值，只有当Uin-2uC与Ron数量级相当时充电过程几乎停止，此时/>实现中点电位稳定。
在放电模态中，C1、C2并联同步放电，满足：
续流模态，C1、C2的充放电基本忽略，电容电压维持稳定满足：
令一个周期内充电模态1、放电模态、续流模态所占比例分别为d1、d2、d3，其中d3＝1-d1-d2。结合状态空间平均法搭建数学模型，可得：
由模态分析可知，放电模态中由于放电过程造成的电压损失可以通过充电模态1进行补充，且只要保证充电模态1的时间足够长，中点电位恒能实现自恢复。由于当/>时，轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器系统状态变化如图4(a)所示。当时，轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器系统状态变化如图4(b)所示。
本实施例构建一种轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器中点自平衡拓扑及系统升压工况分析模型。将变换电路的输入输出端对调，通过对VT3、VT4管的控制可以实现DC-DC升压变换，如图5所示。
本发明实施例通过设计一种直流三电平DC-DC变换器中点自平衡拓扑及系统，通过拓扑结构可在一定条件下实现电路中点电位的自平衡，降低了系统输出控制的难度，有利于改善轨道交通车辆储能设备的充放电过程控制。
实施例1
如图1所示，本发明实施例1包括I直流输入电路、II不对称支撑电容充放电电路、III DC-DC斩波电路、IV吸收电路、V输出电路，构建出一种轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器中点自平衡拓扑及系统。直流输入电路实现拓扑的能量输入，通常与直流电源连接。直流输入电路的电压水平保持基本稳定，为轨道交通车辆的储能元件充电过程供能。同时，当拓扑工作在反向状态时，也可吸收储能元件释放的能量。不对称支撑电容充放电电路，包括支撑电容C1、飞跨电容C2、两个二极管DF1、DF2和两个放电电阻R1、R2组成。DC-DC斩波电路由四个全控型开关管VT1、VT2、VT3、VT4组成。吸收电路由滤波电感L组成。输出电路由储能装置超如超级电容、蓄电池等组成。
实施例2
如图2所示，本发明实施例2所示为轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器控制电路组成示意图。控制电路包括VI电源电路、VII采样电路、VIII控制单元、IX驱动电路，实现DC-DC变换器的采样、控制、驱动。
实施例3
如图3所示，本发明实施例3反映本拓扑在降压工况下的模态示意图，由VT1、VT2的开关状态组合可以形成续流模态、充电模态1、充电模态2、放电模态。续流模态：VT1、VT2均关断；充电模态1：VT1、VT2均导通；充电模态2：VT1导通、VT2关断；放电模态：VT1关断、VT2导通。
实施例4
如图4(a)和图4(b)所示，本发明实施例4反映轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器系统的状态变化示意图。将输入电路直流电压记为uin，5端和3端之间的电压记为uout′，C1、C2上的电压记为uC1、uC2，流经电感的输出电流记为iL，负载用Rload表示。由于DC-DC变换器系统工作在高频状态下，假定一个充电开关周期T内输入端平均直流等效电压为Uin，负载两端平均直流等效电压为Uout，流经负载的平均直流等效电流为Iout。当输出电感上电流始终大于0的情况下，在充电模态1中，uout′≈Uin，输出电流iL近似以为斜率线性增大；续流模态下，uout′＝0，输出电流iL近似以/>为斜率线性减小；放电模态下，uout′＝uC，输出电流iL近似以/>为斜率线性变化，即当/>且/>时，输出电流iL线性减小，当/>时，输出电流iL线性增大。当/>时，轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器系统状态变化如图4(a)所示。当/>时，轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器系统状态变化如图4(b)所示。。
实施例5
如图5所示，本发明实施例5反映轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器工作在升压工况下的拓扑图。按照图5方式连接电路，通过控制VT3、VT4的导通关断可以使拓扑工作在升压工况。可以实现储能设备能量的反向流动。
尽管已描述了本申请的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本申请范围的所有变更和修改。
显然，本领域的技术人员可以对本申请进行各种改动和变型而不脱离本申请的精神和范围。这样，倘若本申请的这些修改和变型属于本申请权利要求及其等同技术的范围之内，则本申请也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (5)

1.一种轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器控制方法，轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器包括依次连接的直流输入电路、充放电电路、DC-DC斩波电路、吸收电路和输出电路；所述充放电电路包括支撑电容和二极管串联支路，所述支撑电容一端接入第一放电电阻和第二放电电阻之间，另一端接直流输入电路负极；所述第一放电电阻和第二放电电阻串联，所述二极管串联支路包括两个串联的二极管，两个二极管的连接点与两个放电电阻的连接点连接；所述二极管串联支路与飞跨电容并联；所述DC-DC斩波电路包括四个串联的开关管；其中中间两个开关管与所述二极管串联支路并联；所述吸收电路包括滤波电感；所述滤波电感一端接入所述中间两个开关管之间，所述滤波电感另一端接所述输出电路；其特征在于，该方法包括：
续流模态：当第一开关管、第二开关管均关断时，滤波电感产生的反电动势通过第三开关管、第四开关管维持输出电流的连续；
第一充电模态：当第一开关管、第二开关管均导通时，支撑电容和飞跨电容经第一开关管、第二二极管形成串联充电回路，支撑电容和飞跨电容的充电电流相等；
第二充电模态：当第一开关管导通，第二开关管关断时，支撑电容和飞跨电容经第一开关管、第二二极管形成充电回路，部分电流经第三开关管流向输出电路，飞跨电容的充电速度大于支撑电容的充电速度；记uC1为支撑电容两端的电压，uC2为飞跨电容两端的电压，uin为输入电压，当uC1＞uin-uC2时，第二二极管截止，支撑电容停止充电；
放电模态：当第一开关管关断，第二开关管导通时，支撑电容和飞跨电容通过第一二极管和第二开关管以并联方式放电，当uC2＞uC1时，第一开关管截止；当支撑电容和飞跨电容电压相同时，支撑电容和飞跨电容同步放电；其中，ΔuC1、ΔuC2分别为支撑电容C1和飞跨电容C2的电容电压变化量，当第一二极管导通后，ΔuC2≤ΔuC1＜0。
2.根据权利要求1所述的轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器控制方法，其特征在于，所述第一充电模态下，假定支撑电容C1及飞跨电容C2两端初始电压相等，三电平DC-DC变换器的数学方程如下：
其中，iL为流经滤波电感的电流，Rload为负载阻值，C为支撑电容或飞跨电容的容值，uC表示支撑电容或飞跨电容两端电压，L为滤波电感值，Uin为一个充电开关周期T内输入端平均直流等效电压，Ron为放电模态下支撑电容C1、飞跨电容C2串联充电回路中的线路阻抗。
3.根据权利要求1所述的轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器控制方法，其特征在于，所述放电模态下，假定支撑电容C1及飞跨电容C2两端初始电压相等，三电平DC-DC变换器的数学方程如下：
其中，d1、d2分别为一个周期内第一充电模态和放电模态所占时间比例C为支撑电容或飞跨电容的容值，uC表示支撑电容及飞跨电容两端电压，L为滤波电感值，Ron为放电模态下支撑电容C1、飞跨电容C2串联充电回路中的线路阻抗。
4.根据权利要求1～3之一所述的轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器控制方法，其特征在于，第一充电模态下，输出电流iL以为斜率线性增长；续流模态下，输出电流iL以/>为斜率线性减小；放电模态下，输出电流iL以/>为斜率线性变化，即当/>且/>时，输出电流iL以/>线性减小，当/>时，输出电流iL以/>线性增大；其中，Uin一个充电开关周期T内输入端平均直流等效电压，Uout为负载两端平均直流等效电压，L为滤波电感值，uC表示支撑电容或飞跨电容两端电压。
5.根据权利要求1所述的轨道交通车辆直流三电平DC-DC变换器控制方法，其特征在于，所述输出电路采用储能装置。
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