CN1161875C - 开关稳功率电源 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种开关稳功率电源，它包括以输出电感为变换中心的稳功率变换器和稳功率控制器电路，它能够将输入的直流电和整流后的交流电变换成为电流和电压可分别从极小值至限定值双向随机调整的直流电输出给负载，本发明具有输出功能多、调整范围大、负载适应性强、功率器件工作效率高、用一只耐压600V的开关管即可变换220V工频电源以及整机温升低、体积小、重量轻、造价低等优点。

Description

开关稳功率电源

技术领域

本发明涉及开关电源，尤其是一种开关稳功率电源，属于电源技术领域。

背景技术

本发明的开关稳功率电源能够将输入的直流电和整流后的交流电变换成为电流和电压可分别从极小值至限定值双向随机调整的直流电输出给负载，因电功率是电压与电流的乘积，故本发明开关稳功率电源包含开关稳流电源和开关稳压电源，本发明的开关稳流电源或开关稳压电源只不过是本发明开关稳功率电源的一种表现形式，这里所说的“稳”字，除了有使电源的输出电压、电流和电功率稳定在某一数值的含义外，还有使电源的输出电压、电流和电功率限定在某一数值范围的含义，不仅如此，它还有使电源的输出电压、电流和电功率按预先给定的某个函数关系改变的含义，因此，也可以将本发明的开关稳功率电源称之为开关函数电源。

开关电源作为一门独立的电源技术出现以来已经历了近半个世纪，在这段时间里，与开关电源技术有关的电源理论、变换器设计、控制方法、材料器件、生产工艺、产品应用等方面都获得了很大的进步和发展，然而，当我们对该技术进行深入研究后却发现它仍然存在着一问题需要解决，而且有的问题还带有全局性，以下试列出几个与本发明主题有关的，在本发明开关稳功率电源中已基本得到解决的问题作一简要的阐述。

假如向从事电源技术专业并有一定设计经验的工程师们提问：在现有材料器件的基础上，“理想”的电源设计应具有哪些特征？以下的一些内容很可能会在“答案”中出现：

1)、电源的工作电流最好是连续的。——现有开关电源的工作电流一般都不连续的，造成这一状况的原因与目前普遍采用的开关电源控制方式及其所依据的控制理论有关，如以目前最常用的控制方式“定频调宽制”为例，它是以固定开关的工作周期、调整开关的导通时间来控制输出的一种开关电源控制方式，这种控制方式所基于的控制理论认为：在同一开关周期所包含的开关导通和开关截止两个时间里，只要调整其中的一个——开关导通时间，就可以控制电源的输出，因此，凡采用定频调宽的控制方式来设计电源，都以输出功率最大时所需的续流时间为依据来预留开关截止时间的，如此，则当负截所需的功率小于电源的最大输出功率时就必然造成了工作电流的不连续，不难理解，“固定开关工作周期”和“预留开关截止时间”是一种“限制性措施”，它实质是“放弃”开关截止时间对输出的调整作用，而仅仅利用开关导通这一部分时间来调整电源的输出，正是由于这种“单调”控制理论和方法存在的局限性，除导致电源的工作电流不连续外、还造成了电源设计中的其它许多“盲点”。

2)、最好能有一种降低高频变压器反峰电压的办法，使今后仅用一只低耐压，如耐压600V的一般开关管就能对220V工频电源进行变换。——这是目前AC-DC开关电源普遍存在的问题，几十年来，人们为了解决这一难题，已围绕高频变压器设计了不计其数的变换器电路，但至今仍未找到一个令人满意的解决方案，这个问题之所以“久拖不决”，我们认为与长期占主导地位的定频调宽的控制理论和方法有关，不妨可以将它看作是由这种“单调”的控制理论和方法导致的一个设计盲点，目前，有代表性的单端正激、半桥或全桥变换器都是用两只开关管串联起来去共同承受高频变压器的反峰电压的，这种办法虽然“有效”，但也带来了重复、浪费、低效和可靠性差等消极的一面。我们知道，“反峰电压”是开关导通期间存入高频变压器的励磁能量在开关关断时的一种表现，而励磁能量只能在、也必须在开关关断后的截止期间处理掉，既能高效处理励磁能量又能有效限制反峰电压的办法是存在的，那就是要及时地为励磁能量提供一个“低阻抗通道”，并且为励磁能量的通过提供一段时间，但以上“单调”控制方法不具备这一条件。

3)、是否能将单端正激变换器中高频变压器的励磁能量不回输给输入电源，而用其他更积极的办法来解决高频变压器的磁通复位问题。——高频变压器的磁通复位问题和上述反峰电压问题同源，都是由励磁能量引起的，而励磁能量的处理途径大约有三种：1、返还给输入电源；2、输出给负载；3、就地消耗掉。可是，受定频调宽控制的单端正激变换器除“就地消耗掉”这一处理途径外，就只能选择将励磁能量返还给电源一种作法了，将已经输入高频变压器的能量再返还给电源做的是“无用功”，这样做不仅造成高频变压器和开关管等器件的工作效率低、损耗大的缺陷，它还“浪费”了传输能量的时间！如果一只电源的励磁能量不是返还给输入电源而是输出给了负载，那就意味着我们将可得到以下“收益”：1、可用较小体积的高频变压器获得较大的输出功率，从而可减小电源的体积。2、可以较低的开关工作频率获得较大的输出功率，从而可减少开关管的开、关损耗。3、可以较短的开关导通时间获得较大的输出功率，从而可减少开关管的管压降损耗。4、可为降低高频变压器的反峰电压提供一条“低阻抗通道”，进而为采用较低耐压的开关管来变换220V工频电源创造条件。

4)、最好能有一种可取代在功率回路里串联电阻的传统电流取样方法的新的高效率的电流取样方法。——这个问题向来是电源技术，尤其是以小体积、高功率密度见长的开关电源技术发展的“瓶颈”，它更是本发明开关稳功率电源必须摒除的“障碍”。

5)、最好一个电源的输出电流和电压能够分别从极小值到限定值双向随机调整。——这也许是每一位从事电源设计的专业人员都有过的想法，它也是本发明开关稳功率电源的主要任务，从专业理论和应用的角度来看，电源一旦具备了以上性能，不但其用途会得到极大扩展，而且它的内在技术指标也必将得到显著提高。

6)、最好能解决高频开关电源的并联同步输出问题，以突破开关电源最大设计功率的局限性。——目前，由于存在着多种限制因素，一只开关电源的最大设计功率一般只能做到几千瓦，专业界公认开关电源只有实现并联同步输出才能最终突破开关电源的设计功率限制，才能满足诸如电解、电镀一类电流以千安、万安计的电源的高频化需要，才能发挥高频开关电源的优势。

以上的问题看似彼此独立，其实它们之间存在着一定的关联性，如果试图一个一个地去解决这些问题，人们的努力已经表明，这也许还是一条艰难而漫长的路，那么，这些问题的“症结”究竟在哪里呢？长期以来我们在研究开关电源变换器的结构时发现：不论是只含单电感的变换器，或者是同时包含电感和高频变压器的变换器，它们都有一个“变换中心”，这个变换中心就是那个被置于变换器的输出端最贴近负载的电感器，即本发明所称的“输出电感”，以往，可能是受交流变压器电源影响的缘故，人们似乎也习惯地将高频变压器作为开关电源的变换中心来对待了，其实不然，电能变换、尤其是用开关电源技术进行的电能变换离不开电感、电容和开关等，但可以不用变压器！关于这一点，我们只要深入地考察一下开关电源中的最简单的单电感变换器，就不难明白这个道理，因此，将开关电源可以不用的东西作为开关电源变换器的变换中心来对待开始就是一个“误解”。输出电感之所以能成为开关电源变换器的变换中心，是因为它“扼守”在变换器输出电流的必经通道上，它是变换器中唯一通过全部输出电流的器件，输出电感本身就担负着能量传递、限流、蓄能、释能等关键作用，不论你主观上只想利用输出电感的某一部分特性，但是客观上它也要对所有通过它的电能进行“最后的变换”，在同时包含高频变压器和输出电感的变换器中，电能实际上被变换了两次，一次是在高频变压器中进行的，另一次是在输出电感中进行的，两次变换相比后者的变换是主要的，而前者高频变压器的变换则是辅助的、次要的，由于输出电感是开关电源的变换中心，所以开关电源设计应围绕这个中心来进行，在所有组成开关电源的诸多功能器件和单元电路中，我们只有先处理好了输出电感才能处理好电路的其他部分，才能为开关电源出现的各种问题找到最为恰当的解决方案，而处理好输出电感的关键在于能否让它工作在“最佳状态”，也就是说，我们不应主观地去为输出电感安排一种工作模式，而应当按输出电感工作在最佳状态时的自然状况来适时控制，我们知道，输出电感工作在最佳状态时的电流波形表现为“连续三角波”，那么能否使输出电感上的电流波形保持连续三角波就成了设计开关电源控制器“关键”，本发明开关稳功率电源将“保持输出电感上电流的连续三角波”作为“设计原则”，按照这一设计原则：开关电源控制器的控制方式将必然是“开关双调制”，这是一种既调整开关的开启导通时间又调整开关的关断截止时间来控制输出的开关电源控制方式，唯有开关双调的控制方式才能与输出电感上电流的连续三角波相适配；按照这一设计原则：开关电源控制器无需设置独立的“振荡器”，控制器本身将不直接决定开关的开启、导通时间和关断、截止时间，开关的开启、导通时间和关断、截止时间是由输出电感上连续三角波的上升和下降的时间曲线来决定的，最终输出电感上连续三角波的上升和下降的时间曲线则是由输出电感和输入、输出参数来决定的。

发明内容

本发明的目的在于提供一种开关稳功率电源，该电源可将输入的直流电和整流后的交流电变换成限流稳压、限压稳流、稳压稳流以及稳功率的直流电高效率、高功率、智能化地提供给负载。

本发明的另一目的在于提供一种用途广泛的开关稳功率电源，该电源除了可被用在电镀电源、电解电源、焊接电源、充电电源、直流不间断电源、通信电源、超声电源、医疗电源、工具电源、直流电机调速电源等专用电源领域外，还可以将它设计成系列化、模块化的稳功率通用电源。

本发明的又一目的在于提供一种输出功能多、调整范围大、负载适应性强；功率器件工作效率高、损耗小、温升低；仅用一只耐压600V以下的开关管即可对220V工频电源进行变换；设有并联同步输出功能；通用性好、系列化、模块化的序列少；以及整机体积小、重量轻、造价低的开关稳功率电源。

本发明的最终目的在于通过本发明促进电源技术、电源工业以及电源应用的进步和发展。

为了达到上述发明目的，本发明的开关稳功率电源包括输出电感(L1)，还包括输入电路(Vi)；开关(U1)以及触发电路；续流二极管(D1)；输出电路(RL和C1并联)；电压比较器(IC1)电路及其输出(OUT)；由分压电阻(R2和R3串联)以及隔离二极管(D2)和(D5)构成的电压采样电路；由输出电感(L1)和采样电阻(R1)、采样电容(C2)以及阻断二极管(D6)、泄流二极管(D3)构成的LRC电流同步峰值采样电路；由输出电感(L1)和开关二极管(D4)构成的LD开关电路；由加速电阻(R6)和加速电容(C3)构成的RC加速和防震电路；由运算放大器(IC2)、分压电阻(R4和R5串联)、限流电阻(R8)、滤波电容(C5)构成的电压随机基准电压电路；由运算放大器(IC3)、限流电阻(R9)、滤波电容(C6)、隔离二极管(D7)构成的电流随机基准电压电路；由削峰电容(C0)、削峰电阻(D0)和缓冲二极管(D0)构成的CRD削峰缓冲电路，另外，它还包括由续流二极管(D1)、输出二极管(D9)以及二级管(D01)和(D09)组成的全波整流电路；可调或固定电流基准电压源(V_IOR)电路；可调或固定电压基准电压源(V_VOR)电路；固定电流基准电压(W1)电路；由输出电感(L1)、开关二极管(D4)、同步二极管(D8)和并联输出端子(X1)构成的LDD并联同步输出开关电路等。

本发明的有些单元电路的名称前带有字母，如：“RC”、“LRC”、“LDD”等，这是本文采取的一种表达方式，其中的每一个字母一般仅代表一个元器件，并依惯例：“R”代表电阻、“C”代表电容、“L”代表电感、“D”代表二极管等，采取这种表达方式的目的在于加强电路的专指性，尽可能地将用途不同而又容易混淆的电路区别开来，臂如以“LD和LDD开关”电路为例，这是利用输出电感(L)在工作时其端电压的高、低变化而使一只二极管(D)或两只二极管(DD)工作在导通、截止两种状态的一种开关电路，但我们不能将这两个电路都简单地称为“开关”即是。

本发明的主导思路为：以输出电感为电源的变换中心；保持输出电感的电流波形为连续三角波；用开关双调控制方式调整电源的输入和输出；将高频变压器和输出电感的励磁能量串联输出给负载；利用降压变换器输出端呈现的低阻抗来降低高频变压器的反峰电压；采用LRC电流同步采样电路对输出电流进行采样控制；利用运算放大器产生电流随机基准电压和电压随机基准电压；利用各并联电源输出电感的连续三角波波形在时间上的一致性实现电源的并联同步输出，本发明具有以下要点：

1)、变换器和控制器是开关电源的两个基本组成部份，在此，为了便于叙述，将本发明的开关稳功率电源也分为变换器和控制器两部份，并将它们称为：稳功率变换器和稳功率控制器。但是，在此需要特别说明的是：由于本发明开关稳功率电源没有独立振荡器，因此本发明的稳功率变换器和稳功率控制器与传统的变换器和控制器不同，组成本发明稳功率变换器的某些器件同时也参与稳功率控制器的工作，它们同时也是稳功率控制器的一部分，比如“输出电感”它就是一个既属于稳功率变换器又属于稳功率控制器的“共享”器件，因此严格地说，本发明的开关稳功率电源是一个不可分割的整体，它的“控制器”没有“通用性”。

2)、从“电能变换”的本质来看，组成以上稳功率变换器的所有器件中只有高频变压器和输出电感是“蓄能器件”，因而它们是电能变换的“主令变换器”，如变换器以含主令变换器的多少来划分，那么稳功率变换器既可包含高频变压器和输出电感两个主令变换器，也可以只含有输出电感一个主令变换器，本发明开关稳功率电源与传统的开关电源不同，它将输出电感这一主令变换器作为本发明稳功率变换器的“中心变换器”，而将另一主令变换器高频变压器作为“辅助变换器”，其理由已在前文中论及，概而言之，这样做不过是还它们的本来面目而已。

3)、由中心变换器和辅助变换器可以组成两种稳功率变换器：1、DC-DC降压型稳功率变换器——将输入的直流高电压或整流后的直流高电压由中心变换器直接降压变换为直流低电压输出的稳功率变换器。2、预降压或升压DC-DC降压型稳功率变换器——将输入的直流电压或整流后的直流电压经高频变压器预降压或升压再由中心变换器降压变换为直流低电压输出的稳功率变换器。

以上两种稳功率变换器有一个共同特点，即它们都是以中心变换器的“降压变换”来最后完成对输入电源的变换的，而辅助变换器在此的作用只不过是向中心变换器提供一个高于输出电压的合适电压，它是中心变换器的“电压源”。

如单从“功能”的角度来看，只要用以上两种稳功率变换器中的第二种即预降压或升压DC-DC降压型稳功率变换器就可以对所有输入的电压进行变换了，而未必要采用第一种DC-DC降压型稳功率变换器，由此可见，第一种稳功率变换器只不过是在输入电压恰好适合直接变换的特定条件下对第二种稳功率变换器的一种“简化”。

4)、本发明稳功率变换器以输出电感为中心变换器，开关稳功率电源的设计将围绕输出电感来进行，而输出电感的最佳工作状态表现为电流的“连续三角波”，因此本发明将“保持输出电感上电流的连续三角波”确定为开关稳功率电源的“设计原则”，采取开关双调制的控制方式与之相适配，该控制方式的一般定义为：以既调整开关导通时间又调整开关截止时间来控制输出的一种开关电源控制方式。除此以外，本发明采取“开关双调制”的另一思想出发点是：开关电源在开关导通期间输入变换器的能量实际被分成了两部分，一部分经过变换器输出给了负载，另一部分则作为励磁能量被储存在了高频变压器和输出电感中，励磁能量需要在开关截止期间处理掉，而处理励磁能量的最佳选择是将它输出给负载，并且使开关截止时间等于励磁能量输出给负载所需的时间。因此，可将本发明开关稳功率电源应用的开关双调控制方式进一步定义为：以调整开关导通时间控制输入变换器的能量，并以调整开关截止时间使之等于将励磁能量输出给负载所需的时间来控制输出的一种开关电源控制方式，本发明的开关双调控制方式是由稳功率变换器和稳功率控制器两者结合在一起来完成的。

综上所叙，以输出电感为中心变换器、保持输出电感上的连续三角波电流波形、不设独立的振荡器、采取开关双调控制方式、将励磁能量输出给负载并使开关截止时间等于励磁能量输出给负载所需的时间是本发明开关稳功率电源的重要特征。

5)、含高频变压器的稳功率变换器即存在高频变压器励磁能量的处理和磁芯复位问题，本发明为了实现将高频变压器的励磁能量输出给负载并使其磁芯复位，特别在高频变压器的副边增设了一组“续流复位绕组”，并将它与输出电感串联起来，安排在开关截止的“续流时间”里将高频变压器的励磁能量和输出电感的励磁能量一道输出给负载，同时使高频变压器和输出电感的磁芯复位。

6)、因本发明的稳功率变换器都是“降压型”变换器，所以将高频变压器的励磁能量输出给负载即意味着为励磁能量提供了一条“低阻抗通道”，因此，本发明进一步将高频变压器续流复位绕组的匝数和高频变压器输出绕组的匝数设置为相等，以此来降低续流复位绕组反射给高频变压器输入绕组的反峰电压，进而实现仅用一只耐压600V以下的开关管来变换220V工频电源的目的。

将高频变压器的励磁能量输出给负载还意味着在提高对高频变压器的利用率，因此，可用较轻、较小的高频变压器重量、体积得到较大的输出功率；将高频变压器的励磁能量输出给负载也意味着提高了开关的工作效率，因此可减小开关管的损耗、减轻电源的散热负担；另外，将高频变压器的励磁能量输出给负载产生了一种通过调整励磁能量来调整电源工作参量的方法，我们可以通过增大高频变压器的励磁能量来相对延长开关截止时间和缩短开关导通时间，以及降低电源的工作频率，从而优化电源设计。

7)、由于本发明的开关双调控制方式将输出电感的电流波形始终保持为连续三角波，因而输出电感输出的峰值电流与其输出的平均电流之间恒保持着二分之一的关系，这一“关系”，为“LRC电流同步峰值采样”等技术的产生和应用提供了条件。

8)、组成本发明稳功率控制器的单元电路有：电压比较器电路、RC加速和防震电路、LRC电流同步峰值采样电路、电流随机基准电压电路、电压采样电路、电压随机基准电压电路、LD或LDD开关和并联同步输出端子X1电路、CRD削峰缓冲电路、开关触发电路和光电耦合器电路等单元电路组成。如前所叙，本发明稳功率控制器没有独立的振荡器，电源的工作频率是由稳功率控制器和稳功率变换器共同产生的，如果说“振荡器”之对于开关电源犹如是一个“心脏”，那么组成本发明开关稳功率电源的每一个器件或电路都从属于这个心脏，它们都参与了心脏的工作。

9)、“电压比较器”是本发明稳功率控制器的核心电路，本发明稳功率控制器仅用一只电压比较器，其它电路都将产生的信号送到电压比较器的正、负输入端进行比较，电压比较器再将其比较后产生的高、低电平信号，通过光电耦合器和开关触发电路等去控制开关，进而控制稳功率变换器的工作。

本发明开关稳功率电源的稳功率控制器仅用一只电压比较器无疑为最大限度地压缩信号传输时间创造了条件，实践证明本发明用普通速度的电压比较器就能轻易地将电源的工作频率提高到1兆的水平，这对于降低电源的功耗、扩展电源的调整范围、提高电源工作的稳定性是有利的。

10)、“RC加速和防震电路”是电压比较器的一个附加电路，它有两个作用：1、提高电压比较器输出的高、低电平信号的翻转速度，从而提高开关的开关速率以减小开关损耗、减轻输出过冲和提高控制精度。2、将高电压比较器翻转后的状态延迟一段时间以防止发生电路振荡，并为输出电感转入续流状态、LDD开关翻转提供时间保证。RC加速和防震电路关系到电源工作的稳定性，它是本发明开关稳功率电源的一个不可忽缺的电路，

11)、“LRC电流同步峰值采样电路”是建立在输出电感的电流波形始终为连续三角波、且输出的平均电流恒为峰值电流的二分之一条件基础上的一种峰值电流采样技术，该技术运用电阻和电容串联充电、电容两端的电压随时间上升的曲线前段近似呈线性的原理，将采样电阻和采样电容串联后再并联接在输出电感的两端，采样电阻的另一端与输出电感的输入端相联，这样，当开关开启导通、输出电感的输入端为高电位时采样电阻即给采样电容充电，采样电容两端的电压上升曲线与输出电感上的电流上升曲线同步，随将输出电感上的峰值电流同时转变成了采样电容上的“采样电压”，在此同时，该采样电压要与由电流随机基准电压电路等设置的“电流基准电压”进行对比抵消，对比抵消后产生的电压将被输入电压比较器并促使电压比较器翻转，进而控制输出电流；另外，还要利用输出电感在开关关断截止后输入端出现的低于地的电位，使采样电容上的电压恢复到初始状态。

12)、“电流随机基准电压电路”的任务是为LRC电流同步峰值采样电路中的采样电容提供一个电流基准电压，与一般的电流基准电压不同，本电流基准电压电路要为本发明开关稳功率电源大范围随机调整输出电流的需要提供一个可随机调整的电流基准电压，并且本电流基准电压电路还要能与LRC电流同步峰值采样电路相适配、要在输入电压比较器之前完成电流采样电压和电流基准电压的比较，为此，本发明围绕采样电容设计了三种预置电流基准电压的方法和电路：1、采样电容前并联稳压管固定预置电流基准电压电路。2、采样电容后充电预置电流基准电压电路。3、采样电容前后混合预置电流基准电压电路。其中，采样电容后充电预置电流基准电压电路的充电电压可以来自一般固定或手动可调稳压源，也可以来自运算放大器等随机提供的电压源，并且，采样电容后充电预置电压的预置时间安排在输出电感的续流期间，它是利用输出电感在续流时输入端出现的低于地的电位来为采样电容反向充电预置的。

本发明开关稳功率电源以LRC电流同步峰值采样电路和电流随机基准电压电路，取代传统在功率回路里串联电阻进行电流采样和控制的老办法，有以下优点：1、消除了用串联电阻进行电流采样的功耗。2、为随机大范围调整输出电流创造了条件。3、为仅用一只电压比较器控制输出电流和电压创造了条件，从而为本发明开关稳功率电源提供了技术支持。

13)、“电压采样电路和电压随机基准电压电路”是为满足本发明开关稳功率电源随机大范围调整输出电压的需要而设计的，其中的电压随机基准电压的提供方式与一般的基准电压提供方式有所不同：它除了可以由一般的固定或手动可调稳压源提供外，它还来自运算放大器等随机提供的电压源。

14)、“LD或LDD开关以及电源并联同步输出引出端子”是两个相关联的电路，其中的LD或LDD开关是为了贯彻输出电流的“连续三角波原则”而专门设置的，它是将至少一只二极管、当需要将电源并联输出时用两只二极管同向串联起来，再串联接在输出电感的输入端和电压比较器的一个正或者负输入端之间，利用输出电感输入端高、低变化的工作电压，使一只二极管或两只二极管也同时工作在截止或者导通的状态，以此来降低电压比较器正输入端或负输入端的电位，并起到保持电压比较器输出电平的作用，从而使输出电感的续流时间与开关的截止时间同步对应，以保持输出电流的波形连续。

由于二极管的截止、导通状态与输出电感输入端高、低变化的电压相对应，也即二极管的关断、开启的切换时间与输出电感上电流三角波的波谷和波峰相对应，因此，当我们将若干只电源并联输出时，只要再将每只电源的LDD开关中两只二极管的联结点引出一个接线端子并将它们并联接在一起，这样，只要一只电源进入了续流状态，并联的其余电源就紧跟着也会进入续流状态；反之，只要有一只电源的续流状态没有结束，并联的其余电源也就不能结束续流状态，如此，就可以实现电源的并联同步输出，达到扩大电源输出电流和功率的目的。

15)、“CRD削峰缓冲电路”是本发明开关稳功率电源不可省缺的一个功能电路，它在本发明中有以下作用：1、吸收消除稳功率变换器中的开关、高频变压器、输出电感、续流二极管等功率器件工作时产生的尖峰电压。2、避免稳功率变换器发生自激震荡。3、为输出电感续流结束后的反向电流提供一个短时间的通路，以迅速提高输出电感输入端的电位，促使LD或LDD开关关断并维持一段时间直至开关再次开启导通，使稳功率变换器能正常、稳定地工作。

16)、由于本发明的开关稳功率电源本身已具备一定的“缓启动”和“短路保护”功能，因此一般不必再重复附加缓启动或短路保护的电路，但不排除出于某种考虑另增加某一类的保护电路，由于本发明开关稳功率电源电路基本是“暴露”的，所以加保护电路一般比较简单、方便，而且形式也多样，这里就不再列举。需要特别指出的是：短路保护的结果一般有两种，一种是输出端被短路后无输出，另一种是输出被短路后仍有输出，用本发明开关稳功率电源设计方法设计的电源一般为后者。

附图说明

以下将结合电路图和公式对本发明开关稳功率电源的构造、工作原理以及技术特征等进行详细描述。

图1(A)至(C)是DC-DC降压型变换器在输出电流连续时的工作原理示意图。

图2(B)和(C)是本发明DC-DC降压型开关稳功率电源电路及其工作原理示意图。

图3(A)至(H)是图2所示的本发明DC-DC降压型开关稳功率电源的工作波形图。

图4是在图2电路基础上将电压比较器的输出设置为高电平控制的DC-DC降压型开关稳功率电源电路。

图5是在图2电路的基础上增加同步二极管D8和并联输出端子X1，形成具有并联同步输出功能的DC-DC降压型开关稳功率电源电路。

图6是将若干只(图中为三只)图5所示的DC-DC降压型开关稳功率电源并联使用的电路。

图7是在图6所示电源并联使用电路的基础上，保留其中的一只电源为主电源，删除其余电源的大部分控制器电路等为从电源，形成的将若干只DC-DC降压型开关稳功率电源以主、从电源并联使用的电路。

图8为采用采样电容前置固定电流基准和可调电压基准，形成的限流稳压DC-DC降压型开关稳功率电源电路。

图9为利用电源输出的低电压形成采样电容后置固定电流基准电压和采用可调电压基准，形成的兼有缓启动和短路保护功能的限流稳压DC-DC降压型开关稳功率电源电路。

图10为采用采样电容后置固定电流基准和可调电压基准，形成的兼有缓启动和短路保护功能的限流稳压DC-DC降压型开关稳功率电源电路。

图11为采用采样电容后置可调电流基准和固定电压基准，形成的兼有缓启动和短路保护功能的限压稳流DC-DC降压型开关稳功率电源电路。

图12为采用采样电容后置可调电流基准和可调电压基准，形成的兼有缓启动和短路保护功能的稳流稳压DC-DC降压型开关稳功率电源电路。

图13为用两只运算放大器随机产生并控制电流基准和电压基准的DC-DC降压型开关稳功率电源电路。

图14是在图13电路的基础上插入降压或升压隔离高频变压器，形成的预降压或升压DC-DC降压型开关稳功率电源电路。

图15是在图14的基础上将高频变压器的输出绕组和续流复位绕组合二而一后增加两只二极管，形成的另一种预降压或升压DC-DC降压型开关稳功率电源电路。

具体实施方式

参见图1。图1由(A)、(B)、(C)三幅图组成。三幅图绘的是同一个DC-DC降压型变换器电路，但表示开关U1的符号有所不同：(A)图用的是N型场效应管符号，表示变换器在实际工作时最常采用的器件，而(B)、(C)图则用了两种开关符号，以表示开关U1处在开关导通时间T_ON和开关截止时间T_OFF的两种不同工作状态。三幅图中间所示的波形将在下文说明。

图1中由输入电路V_i、开关U1、输出电感L1、以及由滤波电容C1和负载RL并联的输出电路V。顺序串联形成闭环回路，另续流二极管D1并联在输出电感L1的输入端和地之间，续流二极管D1的正极接地组成的电路通常被称为“串联降压型DC-DC变换器”，这是被公认为所含元件最少、结构最简单、变换效率最高、也是最常用的基本变换器之一，本发明开关稳功率电源即以该变换器电路作为本发明稳功率变换器的电路基础。

参见图1(A)，当用一电压幅度为V_GS、时间为T_ON，如图中波形图所示的方波信号去触发开关U1时，开关U1开启并导通，参见图1(B)，电源的输入电压V_i通过开关U1加在了输出电感L1的输入端，如忽略开关U1的管压降不计，且电路已处于稳态时，加在输出电感L1两端的电压为输入电压V_i和输出电压V_O之差，输出电感L1在此电压的作用下电流从零开始线性上升，电流方向如图中连线上的箭头所示，经过T_ON时间，通过输出电感L1的电流上升至峰值I_L1P，如图1(B)中的波形图所示，以上关系可用公式表示为：

(V_i-V_O)*T_ON＝L1*I_L1P                    (1)

式中V_i——输入电压(V)；

    V_O——输出电压(V)；

    V_ON——开关导通时间(S)；

L1——输出电感(H)；

I_L1P——输出电感上的峰值电流(A)。

开关U1在导通了T_ON时间后关断截止，此时，参见图1(C)，输出电感L1上的电压换向，将其在开关导通期间积蓄的励磁能量通过续流二极管D1继续向负载输出，电流方向如连线上的箭头所示，输出电流在T_OFF时间里从峰值电流I_L1P线性下降到零，如图中的波形图所示，在此同时，输出电感L1的磁通复位，如忽略续流二极管D1的管压降不计，以上关系可用公式表示为：

I_L1P ²*L1/2＝V_O*I_O*T_OFF                                  (2)

式中I_O——输出电流(A)；

    T_OFF——开关截止时间(S)。

由于输出电感在开关导通和截止期间输出电流的波形是线性和连续的，因此输出电感上的平均电流等于输出电流I_O，即：

I_L1P/2＝I_O                                              (3)

在式(2)中消去式(3)后得

I_L1P*L1＝V_O*T_OFF                                        (4)

对比式(1)和式(4)，“I_L1P*L1”为共有项，因此有

(V_i-V_O)*T_ON＝I_L1P*L1＝V_O*T_OFF                           (5)

式(5)简明地表述了传统串联降压型DC-DC变换器的输入、变换、输出三个环节之间所存在的一种数学关系，将式(3)引入式(5)，则有：

(V_i-V_O)*I_L1P*T_ON/2

＝I_L1P ²*L1/2

＝V_O*I_O*T_OFF                                            (6)

式(6)清晰地表达了传统串联降压型DC-DC变换器的输入、变换、输出三个环节之间存在的一种功率变换关系，式(6)的中间一项式“ I_L1P ²*L1/2”是输出电感的励磁能量，它是开关导通期间积蓄在输出电感中的能量，在而后的开关截止期间输出了给负载。

式(6)以及以上各式所表明的数学关系揭示了传统串联降压型DC-DC变换器的一种输出电流保持连续的工作模式，它们也是本发明开关稳功率电源赖以建立的数学基础和本发明稳功率变换器的工作模式，并且是本发明稳功率变换器的唯一工作模式。式(6)及以上各式还表明：

1)、输出电感L1是传统串联降压型DC-DC变换器的“变换中心”，它既是输入和输出之间的通道和桥梁，它又是将输入能量变换为输出能量的主要变换环节，变换器的所有时间、参数和“动作”都与输出电感L1有关，都是围绕输出电感L1来进行的。

2)、式(3)是式(6)成立的条件，也就是说，只有当输出电流I_O恒等于输出电感L1上的峰值电流I_L1P的二分之一对式(6)才能成立，而要满足以上条件，输出电感L1上的电流波形就必须始终保持连续三角波，这就自然成为了本发明开关稳功率电源必须尊守的一条原则。

3)、输出电感L1在实际电源中通常是固定的，即输出电感L1的电感量在式(6)以上各式中将是个不变量，而其他参数则都是可变的，分析式中各变量之间的位置和关系，不难看出：当输出电流I_O改变时，输出电感L1上的峰值电流I_L1P也要跟着改变，而且必须同时调整开关U1的导通时间T_ON和截止时间T_OFF才能使关系式平衡；当输出电压V_O改变时，加在输出电感两端的输入电压(V_i-V_O)也将跟着变，同样，也只有同时调整开关U1的导通时间T_ON和截止时间T_OFF才能使关系式平衡，因此，本发明开关稳功率电源唯有采取开关双调的控制方法才能控制和稳定输出。

4)、开关的导通时间T_ON和截止时间T_OFF在输出电感L1上也同时体现为峰值电流的上升时间和励磁能量的输出时间，同时输出电感L1还以改变工作电压的极性与这两个时间相对应，如图3(B)和(C)中输出电感L1两端的正、负符号所示，因此，本发明就利用输出电感L1两端电压高、低变化以及其上电流波形为连续三角波的特点，对应设计了开关双调的控制方法，另外，同样利用输出电感L1的以上特点，设计了一种LRC电流同步峰值采样的电流采样方法以及电流基准电压的预置方式等。

参见图2。图2由(B)、(C)两幅图组成，两幅图的电路相同，它们与图1中的(B)、(C)两幅图相对应，分别表示的是同一个变换器在开关导通时间T_ON和开关截止时间T_OFF的不同工作状态，与图1不同的是，图2中增加了稳功率控制器电路部分，由于图2所示的电路已具备对输出电流和电压的调整能力，因此我们从本图2的电路出发来逐步深入地揭示本发明开关稳功率电源的结构和工作原理：

1)、如图2，以DC-DC降压型稳功率变换器电路为基础，在此电路基础上先设置一电压比较器IC1；在电压比较器IC1的一输入端(图中为正输入端)接入一组分压电阻R2和R3，电阻R3的另一端接地，电阻R2的另一端一方面：通过二极管D2引入输出电压V_O，作为“输出电压采样信号”送到电压比较器IC1的正输入端；另一方面：电阻R2还将接受由二极管D5送来的“输出电流控制信号”，这里，二极管D2和D5的作用是互相防止对方送来的信号被分流，因此称它们为隔离二极管。接下来，再在电压比较器IC1的另一输入端(图中为负输入端)接入另一组分压电阻R4和R5，电阻R5的另一端接地，电阻R4的另一端接在电压基准电压V_COR上，目的在于为电压比较器IC1的负输入端提供一个“电压基准电压”。当输出电压采样信号在电压比较器IC1中与电压基准电压进行比较并高于后者时，电压比较器IC1的输出OUT为高电平，该电平将通过光电耦合器和开关触发电路(图中未示出)去关断开关U1，进而控制电源的输出电压等。为了使电压比较器IC1的正、负输入端输入的电压信号具有可比性，在一般情况下，组成以上功能电路的各个电阻的取值应符合以下关系式：

(V_O-V_D2)*R3/(R2+R3)

＝V_COR*R5/(R4+R5)                                      (7)

式中  V_D2——二极管D2的管压降(V)；

      V_COR——电压基准电压(V)；

      R2、R3、R4、R5——电阻(Ω)。

2)、接下来，从电压比较器IC1的负输入端接出一被称为开关二极管的二极管D4，开关二极管D4的负极接在输出电感L1的输入端，此即形成了所谓“LD开关”，LD开关利用输出电感L1在换向时其输入端电压的高、低变化，以及该电压高、低变化的切换时间与输出电感L1上连续三角波电流的波谷和波峰相对应的特征，通过降低和恢复电压比较器一输入端(图中为负输入端)的电位，来切换电压比较器IC1的输出电平，从而使开关U1的截止时间T_OFF和输出电感L1的续流时间之间保持对应相等的关系。

3)、接下来，根据电阻和电容串联充电、电容两端的电压随时间上升的曲线前段近似呈线性的原理，利用串联降压型DC-DC变换器输出电感L1上的电流波形呈连续三角波时其输出的平均电流恒等于峰值电流二分之一的关系，将电阻R1、电容C2以及二极管D6串联后再并联联接在输出电感L1上，电阻R1的另一端与输出电感L1的输入端相联，二极管D6的负极接在输出电感L1的输出端，此即形成了所谓“LRC电流同步峰值采样电路”，我们将电路中的R1称为“采样电阻”，C2称为“采样电容”，其中二极管D6的作用是阻断输出电压V_O对采样电容C2充电。以上采样电阻R1的阻值与电阻R3和R4的阻值之间以及它们与输入电压V_i和输出电压V_O之间的关系应符合下式：

[R1：(R3+R4)]＞[(V_i-V_O)：V_O]                           (8)

式中  R1—采样电阻(Ω)。

另外，还需要在电阻R1上并联一只泄流二极管D3，D3的正极与采样电容C2相联，设置D3的目的在于为采样电容C2提供一条放电和反向充电的快速通路。

4)、用一只稳压管W1与隔离二极管D5的的正极相联，稳压管W1的负极联接在采样电阻R1和采样电容C2的联结点上，即形成了所谓“采样电容C2前置固定电流基准电压”；再在采样电容C2和二极管D6的联结点上接入二极管D7，并由D7的正极引入电流基准电压V_IOR，此即形成了所谓“采样电容C2后置电流基准电压”，此电压与前叙采样电容C2前置固定电流基准电压不同，它是利用输出电感L1在续流时其输入端的电位、即图中“A”点的电位低于“地”电位时，经由V_IOR、D7、C2、D3而建立在采样电容C2上的电流基准电压V_IOR。设置采样电容C2前置固定电流基准电压W1时，应使它小于输入电压与输出电压之差，即：

(V_i-V_O)＞W1                                         (9)

式中  W1——稳压管(V)。

5)、由于本发明开关稳功率电源不专设震荡器，整机的工作频率即是以输出电感L1为中心的稳功率变换器的“变换频率”，这个变换频率需要由电压比较器IC1集中各单元电路送来的信号比较处理后产生，因此电压比较器IC1的工作稳定与否将关系到整机的稳定、可靠和安全，为此，本发明特别在电压比较器IC1上附设了一个“RC加速和防震电路”，如图：将一被称为“加速电容”的电容C3的一端接在电压比较器IC1的正输入端上、加速电容C3的另一端接电压比较器IC1的输出端；再将一被称为“防震电阻”的电阻R6的一端接在辅助电源V_CC上，防震电阻R6的另一端也接电压比较器IC1的输出端，如此，则当电压比较器IC1的输出的OUT在高、低电平之间切换时，加速电容C3被充、放电，加速电容C3的充、放电电压作用在电压比较器IC1正输入端上时即产生一短时间的正反馈电压，该电压的主要作用有二：1、提高电压比较器IC1输出的切换速率，进而缩短开关U1的开启、关断时间。2、防止电压比较器IC1的输出出现振荡，从而使电压比较器IC1以及整机稳定地工作。

加速电容C3的数值在辅助电源V_CC的电压高于电压比较器IC1正输入端电压几伏的前提下，一般取几十微微法，加速电阻R6的对地电流取几毫安。

6)、接下来，再将电容C0与电阻R0和二极管D0并联的电路串联起来，电容C0的另一端接在开关U1和输出电感L1的联结点上，电阻R0和二极管D0的另一端接地，此即形成了所谓“CRD削峰缓冲电路”，电容C0被称为削峰电容，电阻R0被称为削峰电阻，二极管D0被称为缓冲二极管，该电路有以下作用：1、利用其对在路电流产生的瞬间“吸收”作用，消除开关U1和输出电感L1等器件工作时产生的电压尖峰。2、为输出电感L1转入续流状态提供短时间的电流补偿，减缓高频变压器续流复位绕组上的电流上升速率，从而减小直至消除叠加在反峰电压上的电压尖峰。3、为输出电感L1续流结束后的电压换向提供一条电流通道，以便输出电感L1的输入端、即图中的“A”点及时出现高电位，进而使开关二极管D4由导通转为截止，恢复“C”点的电位，促使电压比较器IC1的输出电平翻转。4、减小开关U1的关断损耗。

如上所叙，DC-DC降压型稳功率变换器加上稳功率控制器电路，包括联接在电压比较器IC1的输出OUT上的光电耦合器、开关触发电路和辅助电源V_CC电路(图中未示出)等，就形成了本发明DC-DC降压型开关稳功率电源电路。由于光电耦合器、开关触发电路和辅助电源V_CC电路有多种电路类型，而且这些电路人们也比较熟悉，故在附图中就不再予以示出。

继续参见图2(B)和(C)，本图所示为本发明DC-DC降压型开关稳功率电源在开关导通时间T_ON和开关截止时间T_OFF的工作原理示意图，图中连线上的“箭头”表示电流方向。

如图2(B)所示：当电压比较器IC1的“C”点电位高于“B”点电位时，电压比较器IC1的输出OUT为低电平，设开关U1在输出OUT低电平时开启、导通，如忽略开关U1的管压降不计，那么，输入电压V_i经过开关U1一方面使输出电感L1上的电压上正下负、电流从零线性上升并输出给负载，同时输出电感L1积蓄励磁能量；另一方面输入电压V_i还通过采样电阻R1给采样电容C2充电，如采样电容C2上已经建立有后置电流基准C_IOR，那么采样电容C2的端电压将从负值逐渐上升为正值，经过时间T_ON当采样电容C2上的电压上升至超过稳压管W1的稳压值时，稳压管W1被击穿，致使“B”点的电位迅速上升并高于“C”点的电位，(此时，由二极管D2引入的输出电压V_O还不足以使“B”点的电位高于“C”点的电位，即电源此时的稳流控制超前于稳压控制，如果在此之前，输出电压V_O已率先使“B”点的电位高于了“C”点的电位，那么电源将先实行稳压控制。)电压比较器IC1的输出翻转为高电位，开关U1关断并截止。

接下来，如图2(C)所示：开关U1关断截止后，输出电感L1上的电压换向，转为上负下正，致使续流二极管D1导通，电路进入续流状态，输出电感L1将其积蓄的励磁能量输出给负载；同时，输出电感L1还使开关二极管D4导通，并迅速地将“C”点的电位降到了接近于地电位，从而维持电压比较器IC1输出的高电平不变，将开关U1也维持在了截止状态；另外，输出电感L1还使二极管D3和二极管D7导通，使采样电容C2放电并同时建立后置电流基准电压V_IOR。输出电感L1在经过了T_OFF时间后其励磁能量释放完毕，输出电感L1上的电压再次换向改为向削峰电容C0和削峰电阻R0串联电路充电，同时将“A”点的电位上升至等于输出电压V_O，致使开关二极管D4截止，“C”点的电位恢复并高于“B”点的电位，电压比较器IC1的输出OUT又翻转为低电平，开关U1再次开启导通，周而复始地进行以上过程，不断地将输入的高压电能变换为低压电能输出给负载。根据以上所叙的电流采样和控制过程，可以列出下式：

(V_i+V_IOR-W1-V_O)*T_ON

＝(W1+V_IOR)*C2*R1                                      (10)

式中  V_IOR——采样电容C2后置电流基准(V)；

      C2——采样电容(F)。

如预先已设置：V_IOR＝W1。那么(10)式可改写为：

(V_i-V_O)*T_ON

＝(W1+V_IOR)*C2*R1(11)

(11)式说明，如果将V_IOR和W1的数值设置为等值，就可以将它们从(10)式等号前项式中消掉，这样，(10)式等号后项式中W1和V_IOR的位置由于一个在采样电容C2前而另一个在采样电容C2后，这就意味我们可以将采样电容C2两端的电压上升曲线以“线性的”来对待。

如再对比(11)式和(1)式，等号前的项式完全相同，因此有：

(W1+V_IOR)*C2*R1＝L1*I_L1P                         (12)

(12)式从数学角度说明采样电容C2上的电压(W1+V_IOR)和输出电感L1上的峰值电流I_L1P是同步上升的。

(11)式和(12)式告诉我们：通过调整采样电容C2或者采样电阻R1都可以调整峰值电流I_L1P；另外，通过等量增、减V_IOR和W1的数值也可以调整峰值电流I_L1P，由于峰值电流I_L1P和输出电流I_O之间恒保持着二分之一的关系，故调整峰值电流I_L1P即是调整了电源的输出电流I_O。至此，我们在实现了电流线性同步采样的同时也实现了对电源输出电流的线性控制。但同时应当看到，虽然通过调整采样电容C2或采样电阻R1都可以使输出电流从限定值调整到极小值，可是调整采样电容C2和采样电阻R1在实际操作时一般只能采取“手动”的方式，很难达到“随机”控制的要求，因此它们只能用于有限的场合。

此外，这里需要说明的是，不论调整采样电容C2或调整采样电阻R1都不可能将本发明开关稳功率电源的输出电流调整到“零”，因为电路中的电压比较器、二极管、场效应管等器件都存在“存储效应”，它们传递信号需要时间，将这些传递信号的时间累加起来已足以使开关U1开启并输出一定量的电流，这就是我们以“极小值”来表示输出电流底限的原因。

参见图3。图3(A)至(H)是图2所示的本发明DC-DC降压型开关稳功率电源在稳流工作时的波形示意图，本图忽略二极管的管压降。

图3(A)所示为开关U1采用场效应管作时，加在场效应管U1上的触发信号V_GS的波形图，图中表示的时间关系为：

T＝T_ON+T_OFF。                                    (13)

式中  T——开关周期(S)。

图3(B)所示为场效应管U1的漏、源极工作电压V_DS的波形图。

图3(C)所示为输出电感L1上的工作电压V_L1的波形图。

图3(D)所示为场效应管U1的漏极工作电流I_D的波形图。

图3(E)所示为采样电容C2的工作电压波形图，图中的虚线为采样电容C2前置固定电流基准电压W1和采样电容C2后电流基准电压V_IOR。

图3(F)所示为输出电感L1的输出电流I_L1的波形图。

图3(G)所示为续流二极管D1的工作电流波形图。

图3(H)所示为电源的输出电流波形图，图中的横直线表示平均输出电流I_O。

参见图4。当需要将图2的电压比较器IC1的低电平触发改为高电平触发，即需要将电压比较器IC1的正、负输入端交换时，如图4所示，须将加速电容C3仍然置于电压比较器IC1输出OUT与正输入端之间，其他电路及其连接关系不变，以保持加速电容C3对电压比较器IC1输出OUT的正反馈作用。

参见图5。图5是在图2的基础电路上增加了被称为同步二极管的二极管D8和并联输出端子X1，同步二极管D8插入在开关二极管D4和输出电感L1的输入端之间，然后在同步二极管D8的正极与D4的负极相联的结点上引出一个接线端子X1即“并联输出端子”，以上的输出电感L1、同步二极管D8、开关二极管D4和并联输出端子X1等形成了所谓“LDD开关以及并联同步输出端子”，当需要将本发明开关稳功率电源并联输出时，可同时将并联输出电源的并联同步输出端子连接起来，就能使所有电源并联同步输出。

参见图6。图6是将若干只(图中用三只电源表示)图5所示的本发明开关稳功率电源并联起来使用的接线图，除了要将各电源的输入、输出部分分别并联起来外，还要将所有电源的并联同步输出端子X1也连接起来，如此，凡并联在一起的电源就发生了以下关系：只要其中任一电源的输出电感率先进入了续流状态，必将带动其他所有电源也同时进入续流状态，也即，只要其中有一个电源的输出电感还保持在续流状态，就会将其他所有电源的电压比较器的输出OUT牵制在高电平不变，从而使这些电源的开关U1都保持截止，反之，只有当最后一个电源的输出电感结束了续流状态，其它并联电源的开关才能开启导通，因此，以上并联电源的输出将是同步的。

如图6所示将若干只独立电源并联在一起工作的电路，如果其中的一只电源出现了故障，波及其他电源的可能性较小，电路还不至于整体遭到毁坏，这时电路的输出电流虽然小了，但可能还能继续维持工作，这是采用独立电源并联工作的优点，如果我们对图8所示电源的并联电路深入观察一下，就会发现电源中的有些东西似已重复，不免多余，可以去掉。

参见图7。图7是在图6的基础上保留一个完整电源作为“主电源”，而删去其余电源的部分控制器电路作为“从电源”，并将所有从电源的开关U1(须保留光电耦合器和开关触发电路部分，图中未示出)都集中由主电源的输出OUT来驱动，从而形成的主、从电源并联电路。如图所示，图中的(A)电源为主电源，其电压比较器IC1的输出OUT(A)将控制所有主、从电源的开关U1；图中的(A+1)和(A+2)电源是从电源，(A+1)从电源中被虚线围绕的部分指放删除的电路部分，(A+2)从电源所示为删除了部分电路后的情形。不难看出，从电源的电路虽然被简化了，但各并联从电源仍需将本发明开关稳功率电源并联同步输出所不可缺少的部分输出电感L1、同步二极管D8以及并联同步输出端子X1等保留下来，因此图7所示的主、从电源并联电路仍能保持如图6所示的独立电源并联电路所具有的并联同步输出关系，但是图7中并联的电源(A)不能发生故障，否则，电源整体将有被毁坏的危险，因此，不论是图6的独立电源并联电路，还是图7的主、从电源并联电路，都应当另采取在每一并联电源的功率回路里串联熔断器等保护办法，随时将损坏的电源从并联电路中“隔离”出去。

如前所叙，图2的电路虽然已具备了线性调整输出电流的能力，但由于调整采样电容C2和采样电阻R2等存在着诸多不便，所以它不具备“随机”控制输出电流的条件，因此必须对该电路进行改造，根据电阻、电容串联充电，电容两端的电压随时间上升的曲线前段近似呈线性的原理，我们只要在采样电容C2的前置固定电流基准W1和后置电流基准V_IOR两个中采用其中的一个，并使它远小于输入电压V_i与输出电压V_O之差，这样也可以将采样电容C2上电压的上升曲线看作是线性的，即：

W1＜＜(V_i-V_O)                                       (14)

或者：

V_IOR＜＜(V_i-V_O)                                     (15)

采用前置固定电流基准W1或后置电流基准V_IOR两个中的一个作为电流基准后，从图5的DC-DC降压型开关稳功率电源电路就可派生出限流稳压、限压稳流、稳流稳压和稳功率等多种不同输出特性和用途的开关稳功率电源电路。

参见图8。图8是在图7的基础上取消采样电容C2后置电流基准V_IOR，仅采用采样电容C2前置固定电流基准W1，而形成的一种限流稳压DC-DC降压型开关稳功率电源电路，图中电压基准V_COR的符号上有一条斜线，表示它是一个可调电压源，调整电压基准V_COR能将输出电压V_O从极小值调整到限定值，由于图中稳压管W1的稳压数值是固定的，因此，当输出被短路时，输出电流仍将为设定值。

参见图9。如果图8所示的限流稳压电源的输出电压V_O只需稳定在一个较低的(譬如5V)电压值，我们就可以直接利用输出电压V_O形成采样电容C2后置电流基准电压，这样可省掉稳压管W1、二极管D6和D7三个元件，从而形成了另一种限流稳压DC-DC降压型开关稳功率电源电路。由于该电路的电流基准电压即是输出电压V_O，因此每当电源启动时，该电流基准电压将随着输出电压V_O的逐渐上升而上升，致使该电路具有缓启动和短路保护功能。每当该电路的输出短路时，由于器件的存储效应、响应速度和分布参数等因素的影响，该电源的输出电流不为零，但输出为最小值。

参见图10。图10是在图5基础上取消采样电容C2前置固定电流基准W1，仅采用采样电容C2后置电流基准V_IOR，而形成的又一种限流稳压DC-DC降压型开关稳功率电源电路。图中电流基准V_IOR的符号上没有斜线，表示它是一个固定电压源，由于图中电流基准V_IOR通过二极管D7和D6接在了输出电压V_O上，因此电流基准V_IOR将会跟随输出电压V_O上升或下降，只有当输出电压V_O上升并超出电流基准V_IOR的设定值时，电流基准V_IOR才能最终被建立起来，该特征赋予了本图的限流稳压DC-DC降压型开关稳功率电源缓启动和短路保护的功能。而每当输出被短路时，由于有二极管D6的管压降等因素存在，该电源的输出电流将维持在一个较小的数值。

参见图11。图11是将图10的固定电流基准V_IOR改为可调电压源，可调电压基准V_COR改为固定电压源，从而形成的限压稳流DC-DC降压型开关稳功率电源电路，调整电流基准V_IOR能将输出电流I_O从最小值调整到限定值。由于图中的电流基准V_IOR通过二极管D7和D6接在了输出电压V_O上，因此电流基准V_IOR将跟随V_O上升或下降，只有当输出电压V_O上升并超出电流基准V_IOR的设定值时，电流基准V_IOR才能最终被建立起来，因此，图11的限压稳流DC-DC降压型开关稳功率电源电路兼有缓启动和短路保护的功能，当输出短路时，电源的输出电流将维持在一个较小的数值。如果电流基准V_IOR已被调整到零，那么由于有器件的存储效应、响应速度和分布参数等因素存在，该电源的输出电流不为零，但输出为最小值。

参见图12。图12是将以上图10、图11的电流基准V_IOR和电压基准V_COR都改成可调电压源，而形成的稳流稳压DC-DC降压型开关稳功率电源电路，该电路兼有缓启动和短路保护的功能。调整V_COR可将输出电压从零调到限定值，而调整V_IOR可将输出电流从最小值调到限定值，它是一个兼具限流稳压和限压稳流功能的“双稳”电源。

参见图13。图13用两只运算放大器IC2和IC3分别取代了图12电路中的可调电流基准V_IOR和可调电压基准V_COR，使V_IOR和V_VOR摆脱手调的限制而具有了“随机”调整的功能，从而最终形成了完整意义上的“DC-DC降压型开关稳功率电源”电路，本图的电路可以实现12图以上各图所示的电源电路所有的输出特性和功能。图中的C5、C6是滤波电容。R8、R9为限流电阻。采用运算放大器来控制电源的输出电流和电压：1、有利于提高改变电源输出波形的速度和精度。2、有利于对电源的输出波形进行简单的函数控制。2、有利于对电源的输出波形采取复杂的计算机程序控制。3、有利于利用各种传感器实现对电源的智能控制。

到目前为止，以上各图所示的开关稳功率电源电路都是在本发明DC-DC降压型稳功率变换器的基础上演变而来的，如从功率变换的角度来看，以上DC-DC降压型开关稳功率变换器的功率变换关系可用公式表示为：

V_i*T_ON*I_L1P/2

＝(V_i-V_O)*T_ON*I_L1P/2+V_O*T_ON*I_L1P/2                     (16)

(16)式表明在开关导通的T_ON时间里，输入的电能实际被分成了两部分，一部分输出给了负载，另一部分则被储存在了输出电感中。而储存在输出电感中的能量必须在、也只能在开关关断的T_OFF时间里输送给负载，因此有：

T_OFF＝[(V_i-V_O)*T_ON*I_L1P/2]/[V_O*T_ON*I_L1P/2]

    ＝(V_i-V_O)/V_O                                       (17)

(17)式表明，输入电压V_i与输出电压V_O相比越高则所需的开关关断时间T_OFF就越长，因此，在设计电源时为了能将电源的工作周期T限定在50微秒内以避开音频，就需要将输入电压V_i高出输出电压V_O的数值限制在一定的范围，当输入电压V_i过高时则需要插入高频降压变压器，当输入电压V_i过低时则需要插入高频升压变压器。除此以外，当输入的直流电为整流后的交流电时，还需要利用变压器的“隔离”特性以保证电源的安全；不仅如此，有时还纯粹为了加强用电设备的安全保护也需要插入隔离高频变压器。“高频变压器”在本发明稳功率变换器中是以辅助变换器出现的，但高频变压器无疑能使本发明开关稳功率电源更为完善。

参见图14。图14是在图13的电路基础上插入降压或升压隔离高频变压器T1后所形成的开关稳功率电源电路，我们将它称为“预降压或升压DC-DC降压型开关稳功率电源”，同样，高频变压器T1也可以插入以上除图13以外的其他图中，从而形成预降压或升压限流稳压DC-DC降压型开关稳功率电源或预降压或升压限压稳流DC-DC降压型开关稳功率电源电路。

图14插入的高频变压器T1共含有N1、N2和N3三个绕组，其中：N1是输入绕组；N2是输出绕组；N3是续流复位绕组，顾名思义，“续流复位绕组”是为了将高频变压器的励磁能量输出给负载并使磁芯复位而设置的一个绕组。如图14，输入绕组N1的输入端接在开关U1即场效应管的源级“S”上，输出端接输入电压V_i的负极(输入绕组N1的另一种接法是：将输入绕组N1的输入端接输入电压V_i的正极，输入绕组N1的输出端接场效应管U1的漏级“D”，而场效应管U1的源级“S”则接输入电压V_i的负极)；输出绕组N2与输入绕组N1的输入端同名的一端为输出端，该输出端接一被称为输出二极管的二极管D9的正级，输出二极管D9的负极接在输出电感L1的输入端，输出绕组N2的另一端接地，输出二极管D9的作用是：只允许输出绕组N2的电流在开关U1导通期间单向流动作为输出电感L1的电压源；续流复位绕组N3与输入绕组N1的输入端同名的一端如图接续流二极管D1的负极，续流二极管D1的另一端接地，续流复位绕组N3的另一端接在输出电感L1的输入端，续流二极管D1的作用是：只允许续流复位绕组N3的电流在开关U1截止期间单向流动将高频变压器T1的励磁能量通过与输出电感L1串联输出给负载，另外，还需将原同步二极管D8的负极改接在续流二极管D1与续流复位绕组N3的联结点上，利用开关U1截止期间续流复位绕组N3与续流二极管D1联结的一端出现的低于地的电位吸收电压比较器IC1负输入端的电流，以保持电压比较器IC1输出OUT的高电平不变，从而保持电源的续流输出状态。

插入高频变压器T1后，电压比较器IC1的输出OUT与开关U1的触发电路之间应当通过一个光电耦合器再去触发开关U1，这在电路图中未示出，虽然该光电耦合器在本发明中从电路原理的角度看并非是不可替代或取消的，但由于有了它将使驱动电路更简约、合理、可靠和安全。

如图14的预降压或升压DC-DC降压型开关稳功率电源在开关U1开启、导通期间，高频变压器T1的输入绕组N1上的电流线性上升，如忽略变压器的漏感和损耗不计，这时输入高频变压器T1的能量被分成输出能量和励磁能量两部分，其中，输出能量通过输出绕组N2传递给输出电感L1，而励磁能量则被储存在了高频变压器T1中，从而有以下关系式：

(V_i*N2/N1-V_O)*T_ON＝L1*I_L1P                          (18)

式中  N1——输入绕组(匝)；

      N2——输出绕组(匝)。

(18)式与(1)式相比，仅输入电压V_i多乘了一个系数“N_2/1”，

N_2/1＝N2/N1                                     (19)

式中  N_2/1——输出绕组与输入绕组的匝数比。

如N_2/1小于1，说明高频变压器T1是降压变压器；N_2/1大于1，则说明高频变压器T1是升压变压器。

开关U1在导通了T_ON时间后关断截止，储存在高频变压器T1中的励磁能量将通过续流复位绕组N3和输出电感L1的励磁能量一道输出给负载，所需的续流时间T_OFF可由下式得出：

T_OFF＝[(V_i*T_ON/L_N1)²*L_N1/2+

(V_i*N_2/1*T_ON/L1)²*L1/2]/V_O*I_O                       (20)

式中  L_N1——输入绕组N1的电感量(H)。

比较式(20)与式(2)，式(20)在续流期间所输出的能量多出了整整一项，即高频变压器T1在开关U1导通期间T_ON所积蓄的励磁能量：

W_LN1＝(V_i*T_ON/L_N1)²*L_N1/2                           (21)

式中  W_LN1——通过L_N1引入T1的励磁能量(Wh)。

本发明开关稳功率电源采取将高频变压器T1的励磁能量W_LN1输出给负载而不回输给输入电源的方式来解决T1的磁芯复位有以下优点：1、可提高高频变压器T1和开关U1的工作效率，如不计器件损耗，则通过开关U1输入高频变压器T1的能量全部得到了利用。2、为调整高频变压器T1的励磁能量W_LN1，优化电源设计提供了条件。3、为降低整机工作频率减小开关U1的开关损耗，进而降低整机的功耗和温升提供了条件。4、为充分利用高频变压器T1等器件的输出能力，以减小整机的体积和重量提供了条件。5、为降低加在开关U1上的反峰电压提供了条件。实践证明开关U1的耐压一般在600V就可以用来变换220VL频电源，如此不仅可以大幅度地降低AC-DC大功率开关电源的制作成本，而且电源工作的稳定性和可靠性也将因此而得到提高。

如图14的预降压或升压DC-DC降压型开关稳功率电源，在有了CRD削峰缓冲电路之后，当开关U1关断截止，高频变压器T1的续流复位绕组N3进入续流状态，续流复位绕组N3反射叠加在开关U1上的反峰电压可用下式求得：

V_DSU1＝V_i+(N₁/N₃)*V_O                              (22)

式中  V_DSU1——开关U1上的反峰电压(V)；

      N₃——续流复位绕组(匝)；

      N₁/N₃——输入绕组与续流复位绕组的匝数比。

由于本发明开关稳功率电源的中心变换器是一个“降压型变换器”，它要求输出绕组N3提供给输出电感L1的电压必须始终高于输出电压V_O；又由于通常我们将续流复位绕组N3的匝数与输出绕组N2的匝数设置为相等，如设输出绕组N3的输出电压为输出电压V_O的两倍，那么式(22)可改为：

V_DSU1＝V_i+(V_i/2V_O)*V_O＝V_i+V_i/2                     (23)

将输入电压V_i替换为整流后的220V工频电源，则有：

$V_{\mathrm{DSU}1}=220V*\sqrt{2}+220V*\sqrt{2}/2$

$\≈311V+155V=466V---\left(24\right)$

(24)式表明，在此开关U1最低耐压为466V，如加上一定余量，开关U1的耐压有600V已可满足要求，当然，我们还可以将输出绕组N3的电压设置的比输出电压V_O的两倍更高一些，来进一步降低对开关管U1的耐压要求。

至此，图14所示的预降压或升压DC-DC降压型开关稳功率电源电路能够实现本图以外其它各图所示电源电路的所有输出特性和功能，其它各图只不过是本图在特定条件下的一种“简化”，因此图14是本发明开关稳功率电源的代表图。

如图14的预降压或升压DC-DC降压型开关稳功率电源电路，如续流复位绕组N3和输出绕组N2的线圈匝数相等，就意味着可以将它们合二而一，而仅用一个绕组来担任高频变压器T1的输出和续流复位任务，这就又派生出了图15的电路。

参见图15。图15的电路与图14的电路相比少了一个绕组N3，但多用了两只二级管D01和D09，四只二极管D1、D01、D9、和D09如图组合接成全波整流的形式插在绕组N2和输出电感L1之间，另还要将同步二极管D8的负极改接在输出二极管D9的正极上，如此则形成了绕组N2在开关U1导通时起到上图输出绕组N2的作用，而在开关U1关断后则又起到续流复位绕组N3的作用，从图上看，图13的高频变压器的确简单了一些，但电源多用了两只二极管，这两只二极管将要产生的功耗在设计电源时将不容忽略，因此该图一般只能用来设计小电流的电源，如用来设计大电流、大功率的电源则并非合适。

电源是提供电能的装置，而开关电源与工频交流电、蓄电池等电源不同，它既不发电也不储存电，它仅仅在电源和负载之间充当“桥梁”，对于负载来说开关电源是电源，但对于工频交流电和蓄电池等电源来说它又是负载。

一般地说，一个电源的输出特性是根据负载特性来设计的，如：稳压电源与阻性负载相适配，而稳流电源则与容性或感性负载较相适配，而需要采用稳功率电源的负载目前似乎还不多，一个常见的例子是直流电机调速，由于直流电机的转矩是电流的函数，转速是电压的函数，因此需要一个电流、电压能双向调节的电源与之匹配，只有这样才能充分发挥直流电机的优良调速性能。

广泛地说，对电源输出特性的要求并不仅仅来自负载。譬如：铅酸蓄电池的容量要受其放电电流的影响，放电电流大时它的容量变小，两者呈反比关系；如果放电电流超过了一定限度，还会影响电池的寿命。因此，为了使铅酸蓄电池能达到预期容量和寿命，就必须适时限制它的放电功率。

进一步说，电源并非只能被动地从属于负载，如：我们可以通过控制稳功率电源的输出波形，使它形成除一般直流电外的低频、中频甚至高频直流电能，或使其频率和幅度在某一时域有规律地改变的电能，直接去操纵“外设”，赋予负载某些功用，开发新颖的电源产品。

Claims (10)

1.一种开关稳功率电源，包括输出电感(L1)，其特征在于它还包括：输入电路(Vi)；开关(U1)以及触发电路；续流二极管(D1)；输出电路(RL和C1并联)；电压比较器(IC1)及其输出(OUT)电路；由第一分压电阻(R2)和第二分压电阻(R3)串联以及第一隔离二极管(D2)和第二隔离二极管(D5)构成的电压采样电路；由所述输出电感(L1)和采样电阻(R1)、采样电容(C2)以及阻断二极管(D6)、泄流二极管(D3)构成的LRC电流同步峰值采样电路；由所述输出电感(L1)和开关二极管(D4)构成的LD开关电路；由加速电阻(R6)和加速电容(C3)构成的RC加速和防震电路；由第一运算放大器(IC2)、第一限流电阻(R8)、第一滤波电容(C5)以及第三分压电阻(R4)和第四分压电阻(R5)串联构成的电压随机基准电压电路；由第二运算放大器(IC3)、第二限流电阻(R9)、第二滤波电容(C6)、第三隔离二极管(D7)构成的电流随机基准电压电路；由削峰电容(C0)、削峰电阻(R0)和缓冲二极管(D0)构成的CRD削峰缓冲电路；

所述输出电感(L1)与所述输出电路(RL和C1并联)、输入电路(Vi)、开关(U1)相串联成闭环回路，另所述续流二极管(D1)的负极接所述开关(U1)和输出电感(L1)的联结点，所述续流二极管(D1)的正极接地，构成稳功率变换器；

所述第一分压电阻(R2)和第二分压电阻(R3)串联联结点接在所述电压比较器(IC1)的一个输入端，所述第二分压电阻(R3)的另一端接地，所述第一分压电阻(R2)的另一端接所述第一隔离二极管(D2)和第二隔离二极管(D5)的负极，所述第一隔离二极管(D2)的正极接所述输出电路(RL和C1并联)的正端，所述第二隔离二极管(D5)的正极接所述采样电阻(R1)和采样电容(C2)的联结点；

所述第三分压电阻(R4)和第四分压电阻(R5)串联联结点接在所述电压比较器(IC1)的另一个输入端，所述第四分压电阻(R5)的另一端接地，所述第三分压电阻(R4)的另一端接所述第一滤波电容(C5)和第一限流电阻(R8)的联结点，所述第一限流电阻(R8)的另一端接所述第一运算放大器(IC2)的输出，所述第一滤波电容(C5)另一端接地；

所述采样电阻(R1)和采样电容(C2)以及阻断二极管(D6)顺序串联，所述采样电阻(R1)的另一端接所述开关(U1)和输出电感(L1)的联结点，所述阻断二极管(D6)的负极接所述输出电路(RL和C1并联)的正端，所述泄流二极管(D3)并联在所述采样电阻(R1)两端，所述泄流二极管(D3)的正极接所述采样电容(C2)；

所述采样电容(C2)和阻断二极管(D6)的联结点接入所述第三隔离二极管(D7)，所述第三隔离二极管(D7)的正极接所述第二滤波电容(C6)和第二限流电阻(R9)的联结点，所述第二限流电阻(R9)的另一端接所述第二运算放大器(IC3)的输出，所述第二滤波电容(C6)另一端接地；

所述电压比较器(IC1)的负或者正输入端接所述开关二极管(D4)，所述开关二极管(D4)的负极接所述输出电感(L1)的输入端；

所述加速电阻(R6)和所述加速电容(C3)相串联，其联结点接在所述电压比较器(IC1)的输出(OUT)上，所述加速电容(C3)的另一端接在所述电压比较器(IC1)的正或者负输入端，所述加速电阻(R6)的另一端接辅助电源；

所述削峰电阻(R0)和所述缓冲二极管(D0)先并联，再与所述削峰电容(C0)串联，所述削峰电阻(R0)的另一端和所述缓冲二极管(D0)的正极接地，所述削峰电容(C0)的另一端接在所述开关(U1)和输出电感(L1)的联结点上，以上构成稳功率控制器；

由以上所述稳功率变换器和所述稳功率控制器构成DC-DC降压型开关稳功率电源电路。

2.一种开关稳功率电源，包括输出电感(L1)，其特征在于它还包括：输入电路(Vi)；开关(U1)以及触发电路；续流二极管(D1)；输出电路(RL和C1并联)；电压比较器(IC1)及其输出(OUT)电路；由第一分压电阻(R2)和第二分压电阻(R3)串联以及第一隔离二极管(D2)和第二隔离二极管(D5)构成的电压采样电路；由所述输出电感(L1)和采样电阻(R1)、采样电容(C2)以及阻断二极管(D6)、泄流二极管(D3)构成的LRC电流同步峰值采样电路；由所述输出电感(L1)和开关二极管(D4)构成的LD开关电路；由加速电阻(R6)和加速电容(C3)构成的RC加速和防震电路；由第一可调电压源(V_VOR)以及第三分压电阻(R4)和第四分压电阻(R5)串联构成的电压随机基准电压电路；由第二可调电压源(V_IOR)以及第三隔离二极管(D7)构成的电流随机基准电压电路；由削峰电容(C0)、削峰电阻(R0)和缓冲二极管(D0)构成的CRD削峰缓冲电路；

所述输出电感(L1)与所述输出电路(RL和C1并联)、输入电路(Vi)、开关(U1)相串联成闭环回路，另所述续流二极管(D1)的负极接所述开关(U1)和输出电感(L1)的联结点，所述续流二极管(D1)的正极接地，构成稳功率变换器；

所述第一分压电阻(R2)和第二分压电阻(R3)的串联联结点接在所述电压比较器(IC1)的一个输入端，所述第二分压电阻(R3)的另一端接地，所述第一分压电阻(R2)的另一端接所述第一隔离二极管(D2)和第二隔离二极管(D5)的负极，所述第一隔离二极管(D2)的正极接所述输出电路(RL和C1并联)的正端，所述第二隔离二极管(D5)的正极接所述采样电阻(R1)和所述采样电容(C2)的联结点；

所述第三分压电阻(R4)和第四分压电阻(R5)的串联联结点接在所述电压比较器(IC1)的另一个输入端，所述第四分压电阻(R5)的另一端接地，所述第三分压电阻(R4)的另一端接所述第一可调电压源(V_VOR)的正端，所述第一可调电压源(V_VOR)的另一端接地；

所述采样电阻(R1)和采样电容(C2)以及阻断二极管(D 6)顺序串联，所述采样电阻(R1)的另一端接所述开关(U1)和输出电感(L1)的联结点，所述阻断二极管(D6)的负极接所述输出电路(RL和C1并联)的正端，所述泄流二极管(D3)并联在所述采样电阻(R1)两端，所述泄流二极管(D3)的正极接所述采样电容(C2)；

所述采样电容(C2)和阻断二极管(D6)的联结点接入所述第三隔离二极管(D7)，所述第三隔离二极管(D7)的正极接所述第二可调电压源(V_IOR)的正端，所述第二可调电压源(V_IOR)的另一端接地；

所述电压比较器(IC1)的负或者正输入端接所述开关二极管(D4)，所述开关二极管(D4)的负极接所述输出电感(L1)的输入端；

所述加速电阻(R6)和所述加速电容(C3)相串联，其联结点接在所述电压比较器(IC1)的输出(OUT)上，所述加速电容(C3)的另一端接在所述电压比较器(IC1)的正或者负输入端，所述加速电阻(R6)的另一端接辅助电源；

所述削峰电阻(R0)和所述缓冲二极管(D0)先并联，再与所述削峰电容(C0)串联，所述削峰电阻(R0)的另一端和所述缓冲二极管(D0)的正极接地，所述削峰电容(C0)的另一端接在所述开关(U1)和输出电感(L1)的联结点上，以上构成可调稳压稳流控制器；

由以上所述稳功率变换器和所述可调稳压稳流控制器构成DC-DC降压型可调稳压稳流开关稳功率电源电路。

3.如权利要求2所述的开关稳功率电源，其特征在于将所述第一可调电压源(V_VOR)设置为固定电压基准。

4.如权利要求2所述的开关稳功率电源，其特征在于将所述第二可调电压源(V_IOR)设置为固定电流基准。

5.一种开关稳功率电源，包括输出电感(L1)，其特征在于它还包括：输入电路(Vi)；开关(U1)以及触发电路；续流二极管(D1)；输出电路(RL和C1并联)；电压比较器(IC1)及其输出(OUT)电路；由第一分压电阻(R2)和第二分压电阻(R3)串联以及第一隔离二极管(D2)和第二隔离二极管(D5)构成的电压采样电路；由所述输出电感(L1)和采样电阻(R1)、采样电容(C2)、泄流二极管(D3)构成的LRC电流同步峰值采样电路；由所述输出电感(L 1)和开关二极管(D4)构成的LD开关电路；由加速电阻(R6)和加速电容(C3)构成的RC加速和防震电路；由第一可调电压源(V_VOR)以及第三分压电阻(R4)和第四分压电阻(R5)串联构成的电压随机基准电压电路；由削峰电容(C0)、削峰电阻(R0)和缓冲二极管(D0)构成的CRD削峰缓冲电路；

所述输出电感(L1)与所述输出电路(RL和C1并联)、输入电路(Vi)、开关(U1)相串联成闭环回路，另所述续流二极管(D1)的负极接所述开关(U1)和输出电感(L1)的联结点，所述续流二极管(D1)的正极接地，构成稳功率变换器；

所述第一分压电阻(R2)和第二分压电阻(R3)的串联联结点接在所述电压比较器(IC1)的一个输入端，所述第二分压电阻(R3)的另一端接地，所述第一分压电阻(R2)的另一端接所述第一隔离二极管(D2)和第二隔离二极管(D5)的负极，所述第一隔离二极管(D2)的正极接所述输出电路(RL和C1并联)的正端，所述第二隔离二极管(D5)的正极接所述采样电阻(R1)和所述采样电容(C2)的联结点；

所述第三分压电阻(R4)和第四分压电阻(R5)的串联联结点接在所述电压比较器(IC1)的另一个输入端，所述第四分压电阻(R5)的另一端接地，所述第三分压电阻(R4)的另一端接所述第一可调电压源(V_VOR)的正端，所述第一可调电压源(V_VOR)的另一端接地；

所述采样电阻(R1)和采样电容(C2)顺序串联，所述采样电阻(R1)的另一端接所述开关(U1)和输出电感(L1)的联结点，所述泄流二极管(D3)并联在所述采样电阻(R1)的两端，所述泄流二极管(D3)的正极接所述采样电容(C2)；

所述采样电容(C2)直接接在所述输出电路(RL和C1并联)的正端；

所述电压比较器(IC1)的负或者正输入端接所述开关二极管(D4)，所述开关二极管(D4)的负极接所述输出电感(L1)的输入端；

所述加速电阻(R6)和所述加速电容(C3)相串联，其联结点接在所述电压比较器(IC1)的输出(OUT)上，所述加速电容(C3)的另一端接在所述电压比较器(IC1)的正或者负输入端，所述加速电阻(R6)的另一端接辅助电源；

所述削峰电阻(R0)和所述缓冲二极管(D0)先并联，再与所述削峰电容(C0)串联，所述削峰电阻(R0)的另一端和所述缓冲二极管(D0)的正极接地，所述削峰电容(C0)的另一端接在所述开关(U1)和输出电感(L1)的联结点上，以上构成第一可调稳压限流控制器；

由以上所述稳功率变换器和所述第一可调稳压限流控制器构成DC-DC降压型第一可调稳压限流开关稳功率电源电路。

6.一种开关稳功率电源，包括输出电感(L1)，其特征在于它还包括：输入电路(Vi)；开关(U1)以及触发电路；续流二极管(D1)；输出电路(RL和C1并联)；电压比较器(IC1)及其输出(OUT)电路；由第一分压电阻(R2)和第二分压电阻(R3)串联以及第一隔离二极管(D2)和第二隔离二极管(D5)构成的电压采样电路；由所述输出电感(L1)和采样电阻(R1)、采样电容(C2)、阻断二极管(D6)、泄流二极管(D3)以及第三隔离二极管(D7)构成的LRC电流同步峰值采样电路；由所述输出电感(L1)和开关二极管(D4)构成的LD开关电路；由加速电阻(R6)和加速电容(C3)构成的RC加速和防震电路；由第一可调电压源(V_VOR)以及第三分压电阻(R4)和第四分压电阻(R5)串联构成的电压随机基准电压电路；由稳压管(W1)构成的固定电流基准电压电路；由削峰电容(C0)、削峰电阻(R0)和缓冲二极管(D0)构成的CRD削峰缓冲电路；

所述输出电感(L1)与所述输出电路(RL和C1并联)、输入电路(Vi)、开关(U1)相串联成闭环回路，另所述续流二极管(D1)的负极接所述开关(U1)和输出电感(L1)的联结点，所述续流二极管(D1)的正极接地，构成稳功率变换器；

所述第一分压电阻(R2)和第二分压电阻(R3)的串联联结点接在所述电压比较器(IC1)的一个输入端，所述第二分压电阻(R3)的另一端接地，所述第一分压电阻(R2)的另一端接所述第一隔离二极管(D2)和第二隔离二极管(D5)的负极，所述第一隔离二极管(D2)的正极接所述输出电路(RL和C1并联)的正端，所述第二隔离二极管(D5)的正极接所述稳压管(W1)的正极，所述稳压管(W1)的负极接所述泄流二极管(D3)的正极和所述采样电阻(R1)和采样电容(C2)的联结点；

所述第三分压电阻(R4)和第四分压电阻(R5)的串联联结点接在所述电压比较器(IC1)的另一个输入端，所述第四分压电阻(R5)的另一端接地，所述第三分压电阻(R4)的另一端接所述第一可调电压源(V_VOR)的正端，所述第一可调电压源(V_VOR)的另一端接地；

所述采样电阻(R1)和采样电容(C2)以及阻断二极管(D6)顺序串联，所述采样电阻(R1)的另一端接所述开关(U1)和输出电感(L1)的联结点，所述阻断二极管(D6)的负极接所述输出电路(RL和C1并联)的正端，所述泄流二极管(D3)并联在所述采样电阻(R1)的两端，所述泄流二极管(D3)的正极接所述采样电容(C2)和所述稳压管(W1)的负极；

所述采样电容(C2)和阻断二极管(D6)的联结点接入所述第三隔离二极管(D7)；

所述电压比较器(IC1)的负或者正输入端接所述开关二极管(D4)，所述开关二极管(D4)的负极接所述输出电感(L1)的输入端；

所述加速电阻(R6)和所述加速电容(C3)相串联，其联结点接在所述电压比较器(IC1)的输出(OUT)上，所述加速电容(C3)的另一端接在所述电压比较器(IC1)的正或者负输入端，所述加速电阻(R6)的另一端接辅助电源；

所述削峰电阻(R0)和所述缓冲二极管(D0)先并联再与所述削峰电容(C0)串联，所述削峰电阻(R0)的另一端和所述缓冲二极管(D0)的正极接地，所述削峰电容(C0)的另一端接在所述开关(U1)和输出电感(L1)的联结点上，以上构成第二可调稳压限流控制器；

由以上所述稳功率变换器和所述第二可调稳压限流控制器构成DC-DC降压型第二可调稳压限流开关稳功率电源电路。

7.如权利要求1、2、5、6中任一项权利要求所述的开关稳功率电源，其特征在于进一步包括降压或升压隔离高频变压器(T1)以及输出二极管(D9)，以构成第一预降压或升压DC-DC降压型开关稳功率电源电路；

所述高频变压器(T1)包括输入绕组(N1)、输出绕组(N2)、续流复位绕组(N3)三个绕组；

所述输入绕组(N1)的输入端接所述开关(U1)的输出(S)，所述输入绕组(N1)的输出端接所述输入电路(Vi)的负端，所述开关(U1)的输入(D)接输入电路(Vi)的正端；或者所述输入绕组(N1)的输入端接所述输入电压(Vi)的正端，所述输入绕组(N1)的输出端接所述开关(U1)的输入(D)，所述开关(U1)的输出(S)接所述输入电路(Vi)的负端；

所述输出绕组(N2)与所述输入绕组(N1)的输入端同名的一端为输出端，该输出端接输出二极管(D9)的正极，所述输出二极管(D9)的负极接所述输出电感(L1)的输入端，所述输出绕组(N2)的另一端接地；

所述续流复位绕组(N3)与输入绕组(N1)的输入端同名的一端接所述续流二极管(D1)的负极，续流二极管(D1)的另一端接地，所述续流复位绕组(N3)的另一端接所述输出电感(L1)的输入端；

另将所述开关二极管(D4)的负极改接在所述续流复位绕组(N3)和续流二极管(D1)联结点上。

8.如权利要求7所述的开关稳功率电源，其特征在于进一步将所述续流复位绕组(N3)和所述输出绕组(N2)的匝数设置为相等。

9.如权利要求1、2、5、6中任一项权利要求所述的开关稳功率电源，其特征在于进一步包括降压或升压隔离高频变压器(T1)以及输出二极管(D9)，第一整流二极管(D01)和第二整流二极管(D09)；以构成第二预降压或升压DC-DC降压型开关稳功率电源电路；

所述高频变压器(T1)包括输入绕组(N1)、输出绕组(N2)；

所述输入绕组(N1)的输入端接所述开关(U1)的输出(S)，所述输入绕组(N1)的输出端接所述输入电路(Vi)的负极，所述开关(U1)的输入(D)接输入电路(Vi)的正极；或者所述输入绕组(N1)的输入端接所述输入电压(V_i)的正极，所述输入绕组(N1)的输出端接所述开关(U1)的输入(D)，所述开关(U1)的输出(S)接所述输入电路(Vi)的负极；

所述续流二极管(D1)和输出二极管(D9)以及所述第一整流二极管(D01)和第二整流二极管(D09)组合联接成全波整流的形式插在所述输出绕组(N2)和输出电感(L1)之间，所述输出绕组(N2)兼作续流复位绕组；

所述输出绕组(N2)与所述输入绕组(N1)的输入端同名的一端为输出端，该输出端接所述续流二极管(D1)的正极和所述第二整流二极管(D09)的负极，所述第二整流二极管(D09)的负极接地，所述输出绕组(N2)的另一端接输出二极管(D9)的正极和所述第一整流二极管(D01)的负极，所述第一整流二极管(D01)的正极接地，所述续流二极管(D1)的负极与所述输出二极管(D9)的负极相联接在所述输出电感(L1)的输入端，另将所述开关二极管(D4)的负极改接在所述输出绕组(N2)和续流二极管(D1)以及第二整流二极管(D09)的联结点上。

10.如权利要求1、2、5、6、7、9中任一项权利要求所述的开关稳功率电源，其特征在于还包括同步二极管(D8)和并联同步输出端子(X1)，所述同步二极管(D8)插入接在所述开关二极管(D4)和续流复位绕组(N3)以及续流二极管(D1)的联结点上，所述同步二极管(D8)的正极接所述开关二极管(D4)的负极；或者所述同步二极管(D8)插入接在所述开关二极管(D4)和输出绕组(N2)以及续流二极管(D1)、第二整流二极管(D09)的联结点上，所述同步二极管(D8)的正极接所述开关二极管(D4)的负极，另在所述同步二极管(D8)的正极和所述开关二极管(D4)的负极联结点上引出并联同步输出端子(X1)。

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