CN116094876A - 一种基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法 - Google Patents

一种基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法 Download PDF

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CN116094876A CN202310228849.3A CN202310228849A CN116094876A CN 116094876 A CN116094876 A CN 116094876A CN 202310228849 A CN202310228849 A CN 202310228849A CN 116094876 A CN116094876 A CN 116094876A
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Abstract

本发明公开了一种基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法包括，基于互质阵列设计接收天线阵列元素，弥补非对称架构中阵列孔径损失，以实现更高精度的角度参数估计；基于互质阵列设计针对性的角度估计算法；在完成角度估计的基础上，实现对不同路径的时延、多普勒频移和信道增益估计，以恢复上行信道，重建下行信道；本发明可实现对基于非对称架构的正交时频空系统信道状态信息估计的同时，提升了参数估计的精度，大大降低了算法复杂度，提高了非对称架构系统的性能。

Description

一种基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法。
背景技术
在例如自动驾驶汽车、无人机、低地球轨道卫星、高速列车等场景中，由于收发器之间的相对运动，无线通信会受到严重的多普勒频移效应的影响。在高移动性场景中，无线信道通常在时间频率域中是双色散的。具体来说，多径效应会导致时间色散，而频率色散是由多普勒频移引起的。然而，作为5G中的关键技术之一的正交频分复用调制技术，容易受频移的影响，导致正交频分复用技术子载波之间的完美正交性被破坏，可能无法支持在高载波频率下的高移动性场景中的稳定高速通信。因此，有研究人员提出了一种名为正交时频空的二维调制技术，以作为支持6G无线系统要求的潜在解决方案之一。
相较于经典的正交频分复用技术，正交时频空具有优异的抗多普勒频移鲁棒性。正交时频空将每个比特信息符号调制到一组跨越信号传输带宽与时间周期的二维正交基函数上，称正交时频空调制信号所处的域为时延多普勒域。与在时间频率域中相比，双色散信道在时延多普勒域中相对更加稳定，表现出稀疏性，仅仅需少量参数即可表征信道状态信息。
与此同时，考虑到全数字大规模MIMO技术在提高系统频谱效率与系统信道容量方面的巨大优势，通过将正交时频空技术与全数字大规模MIMO技术结合起来，构建正交时频空系统为用户提供在高载波频率下的高移动性场景中的高质量高速率通信。然而，关于全数字正交时频空系统存在着算法复杂度过高、系统硬件成本开销过大等问题，极大的阻碍了将大规模MIMO应用到实际通信的脚步。通过设计全数字非对称收发架构，即仅允许上行链路使用部分天线进行接收，在满足用户通信需求的情况下，极大的降低系统成本与复杂度，为此，也需要解决上下行链路天线阵列孔径不一致所带来的路径参数估计精度差异的问题。但是目前的研究大多基于对称架构的正交时频空系统所设计，并没有考虑到非对称架构的正交时频空系统的特殊性，现有的信道估计方法将不再适用。
发明内容
本部分的目的在于概述本发明的实施例的一些方面以及简要介绍一些较佳实施例。在本部分以及本申请的说明书摘要和发明名称中可能会做些简化或省略以避免使本部分、说明书摘要和发明名称的目的模糊，而这种简化或省略不能用于限制本发明的范围。
鉴于上述现有存在的问题，提出了本发明。因此，本发明提供了一种基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法，用来解决实际问题中，非对称架构中的阵列孔径不一致所带来的路径参数估计精度低、系统成本高和算法复杂的问题。
为解决上述技术问题，本发明提供如下技术方案：
本发明提供了一种基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法，包括：
基于大规模均匀线性阵列，依据互质阵列的排布选择接收射频链的位置，设计上行链路的线性接收天线阵列
Figure SMS_1
，构建非对称系统的上行信道模型
Figure SMS_2
；
基于正交时频空调制方案，获得非对称架构中上行链路的输出信号表达式
Figure SMS_3
，通过所述输出信号表达式推导获得上行链路正交时频空的输入输出关系，并根据此输入输出关系，从中提取角度信息，重构虚拟的均匀线性接收天线阵列
Figure SMS_4
，得到到达角的估计值
Figure SMS_5
；
于获得的到达角估计值参数，利用信号在时延多普勒维度的稀疏性，设计时延多普勒二维搜索网格
Figure SMS_6
，筛选与角度相对应的最匹配的路径时延
Figure SMS_7
和多普勒频移
Figure SMS_8
，并采用最小二乘法计算复信道增益
Figure SMS_9
；
将所得到的上行信道参数：到达角、时延、多普勒频移与复信道增益，基于信道互易性，重构恢复出下行信道
Figure SMS_10
。
作为本发明所述的基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法的一种优选方案，其中：基于非对称架构的正交时频空系统，包括：
所述系统由一个配备了
Figure SMS_11
根天线的基站与
Figure SMS_12
个高速移动的单天线用户组成，系统采用正交时频空调制方案，工作在时分双工模式；
发送端用户首先是将放置在时延多普勒域服从复高斯分布的导频序列，通过逆辛有限傅里叶变换将其变换到时间频率域，然后每个二维正交时频空符号经过正交频分复用技术调制后获得一维的时域信号，最后用户在不同时隙将信号发送给基站；
首先所述基站依据
Figure SMS_13
根天线的接收信号，恢复出
Figure SMS_14
根天线的虚拟阵列的接收信号，再从中提取角度信息，然后执行与发送端相对应的逆操作来解调信号，最后估计出到达角、时延、多普勒频移和复移信道增益参数，并重构出下行信道以辅助下行通信。
作为本发明所述的基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法的一种优选方案，其中：基于大规模均匀线性阵列，依据互质阵列的排布选择接收射频链的位置，设计上行链路的线性接收天线阵列
Figure SMS_15
，包括：
基站配备了一个均匀线性阵列，共
Figure SMS_16
根天线；
设计上行链路，使得只有
Figure SMS_17
个接收射频链链接到线性阵列，得到上行导向矢量表示为：
Figure SMS_18
；
其中，
Figure SMS_19
表示第
Figure SMS_20
个用户的第
Figure SMS_21
条路径的到达角；接收天线的索引是通过互质阵列确定的，表示为
Figure SMS_22
且
Figure SMS_23
，
Figure SMS_24
，
Figure SMS_25
与
Figure SMS_26
都为质数，
Figure SMS_27
为虚数。
作为本发明所述的基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法的一种优选方案，其中：构建非对称系统的上行信道模型
Figure SMS_28
，包括：
上行信道模型公式表示为：
Figure SMS_29
；
其中，
Figure SMS_30
分别表示复信道增益、时延与多普勒频移，
Figure SMS_31
为路径数，
Figure SMS_32
为时延抽头索引，
Figure SMS_33
为采样频率，
Figure SMS_34
表示狄拉克函数，n为时隙。
作为本发明所述的基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法的一种优选方案，其中：基于正交时频空调制方案，获得非对称架构中上行链路的输出信号表达式
Figure SMS_35
，包括：
输出信号是由发送信号经历时频双选信道后获得的，因此上行链路的输出信号在时域的公式表示为：
Figure SMS_36
；
其中，
Figure SMS_37
表示为一个正交时频空帧沿着时延与多普勒索引方向的长度；
Figure SMS_38
与
Figure SMS_39
分别表示路径的物理频移与时延在时延多普勒域的映射；
对于实际应用场景中的用户其起始时间
Figure SMS_40
已知，
Figure SMS_41
表示有效点的个数，导频序列
Figure SMS_42
服从复高斯分布，
Figure SMS_43
为噪声。
作为本发明所述的基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法的一种优选方案，其中：通过所述输出信号表达式推导获得上行链路的正交时频空的输入输出关系，根据此输入输出关系，从中提取角度信息，重构虚拟的均匀线性接收天线阵列
Figure SMS_44
，包括：
计算接收信号
Figure SMS_45
的协方差矩阵公式表示为：
Figure SMS_46
；
其中，
Figure SMS_47
表示导频信号的方差，
Figure SMS_48
表示噪音的方差，
Figure SMS_49
为单位向量；
从所述的协方差矩阵中提取角度信息，进行选择、重排得到虚拟的上行均匀线性阵列
Figure SMS_50
的观测信号，公式表示为：
Figure SMS_51
；
其中，观测信号
Figure SMS_52
是维度为
Figure SMS_53
的列向量，因为路径数P<<A，此时的角度估计问题等效于一个稀疏信号恢复问题；
设计字典矩阵为：
Figure SMS_54
；
其中，
Figure SMS_55
表示可能的角度；
通过从字典矩阵
Figure SMS_56
中选择约束问题
Figure SMS_57
中最小一列作为估计的角度，
Figure SMS_58
为所有路径的噪声功率，
Figure SMS_59
为惩罚因子。
作为本发明所述的基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法的一种优选方案，其中：得到到达角的估计值 ，包括：
得到到达角的估计值
Figure SMS_60
，采用近端梯度下降法；
令
Figure SMS_61
，
Figure SMS_62
，计算函数
Figure SMS_63
的下降梯度，公式表示为：
Figure SMS_64
；
其中，
Figure SMS_65
表示第
Figure SMS_66
次迭代，
Figure SMS_67
表示步长；然后将
Figure SMS_68
代入梯度算子中，迭代更新软阈值函数得到
Figure SMS_69
，直到循环收敛，于是得到角度的估计结果
Figure SMS_70
。
作为本发明所述的基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法的一种优选方案，其中：基于获得的到达角估计值参数，利用信号在时延多普勒维度的稀疏性，包括：
在获得角度估计值
Figure SMS_71
之后，将接收信号沿数据方向堆叠，获得维度为
Figure SMS_72
的列向量表示为：
Figure SMS_73
；
其中，多普勒分量与导频的时延分量分别为：
Figure SMS_74
，和
Figure SMS_75
。
作为本发明所述的基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法的一种优选方案，其中：设计时延多普勒二维搜索网格
Figure SMS_76
，筛选与角度相对应的最匹配的路径时延
Figure SMS_77
与多普勒频移
Figure SMS_78
，并采用最小二乘法计算复信道增益
Figure SMS_79
，包括：
创建不考虑分数时延的二维时延多普勒网格
Figure SMS_80
，令时延方向网格精度为1，多普勒方向网格精度为
Figure SMS_81
，表示为：
Figure SMS_82
；
初始化残差
Figure SMS_83
，从
Figure SMS_84
中依次选择网格点进行匹配筛选，计算公式为：
Figure SMS_85
；
其中，
Figure SMS_86
,选择最大值对应的网格点作为时延与多普勒的估计值
Figure SMS_87
，并使用最小二乘法计算
Figure SMS_88
更新复信道增益，同时更新每一步的残差结果
Figure SMS_89
，重复上述过程
Figure SMS_90
次后，获得信道剩余参数的所有估计值
Figure SMS_91
。
作为本发明所述的基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法的一种优选方案，其中：基于信道互易性，重构恢复出下行信道
Figure SMS_92
，包括：
设计下行链路，使得每根天线都链接到一个发送射频链，得到下行导向矢量表示为：
Figure SMS_93
；
其中，
Figure SMS_94
表示第
Figure SMS_95
个用户的第
Figure SMS_96
条路径的离开角；
下行信道模型公式表示为：
Figure SMS_97
；
基于信道的互易性，上行信道的信道参数
Figure SMS_98
可以直接用于重建下行信道，以辅助下行通信。
与现有技术相比，发明有益效果为：本发明所述方法能够通过合理选择接收天线阵列分布，消除上下行天线阵列孔径不一致所带来的估计精度下降的影响，实现准确的角度估计，基于所估计的角度，从接收信号中提取有关路径时延、多普勒频移参数的精确结果；并将角度、时延与多普勒频移的三维搜索空间转换为一维角度搜索与二维时间频率搜索网格，显著降低了算法的复杂度，同时提升了在低信噪比时的参数估计性能，更有效准确的重建下行信道；同时，基于非对称架构的正交时频空系统，适用于用户快速移动和静止的复杂场景，具有较低的算法时延与系统硬件开销，更加适用于实际系统。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。其中：
图1为本发明一个实施例所述的基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法的整体流程图；
图2为本发明一个实施例所述的基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法的正交时频空系统调制解调示意图；
图3为本发明一个实施例所述的基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法的在不同信噪比下下信道重建的均方根误差的仿真示意图；
图4为本发明一个实施例所述的基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法的在不同网格精度下算法运行时间的仿真示意图。
具体实施方式
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合说明书附图对本发明的具体实施方式做详细的说明，显然所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明的保护的范围。
在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是本发明还可以采用其他不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似推广，因此本发明不受下面公开的具体实施例的限制。
其次，此处所称的“一个实施例”或“实施例”是指可包含于本发明至少一个实现方式中的特定特征、结构或特性。在本说明书中不同地方出现的“在一个实施例中”并非均指同一个实施例，也不是单独的或选择性的与其他实施例互相排斥的实施例。
本发明结合示意图进行详细描述，在详述本发明实施例时，为便于说明，表示器件结构的剖面图会不依一般比例作局部放大，而且所述示意图只是示例，其在此不应限制本发明保护的范围。此外，在实际制作中应包含长度、宽度及深度的三维空间尺寸。
同时在本发明的描述中，需要说明的是，术语中的“上、下、内和外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一、第二或第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
本发明中除非另有明确的规定和限定，术语“安装、相连、连接”应做广义理解，例如：可以是固定连接、可拆卸连接或一体式连接；同样可以是机械连接、电连接或直接连接，也可以通过中间媒介间接相连，也可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
实施例1
参照图1，为本发明第一个实施例，该实施例提供了一种基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法，包括：
S1、基于大规模均匀线性阵列，依据互质阵列的排布选择接收射频链的位置，设计上行链路的线性接收天线阵列
Figure SMS_99
，构建非对称系统的上行信道模型
Figure SMS_100
；
基站配备了一个均匀线性阵列，共
Figure SMS_101
根天线；
设计上行链路，使得只有
Figure SMS_102
个接收射频链链接到线性阵列，得到上行导向矢量表示为：
Figure SMS_103
；
其中，
Figure SMS_104
表示第
Figure SMS_105
个用户的第
Figure SMS_106
条路径的到达角；接收天线的索引是通过互质阵列确定的，表示为
Figure SMS_107
，
Figure SMS_108
，
Figure SMS_109
，
Figure SMS_110
与
Figure SMS_111
都为质数，
Figure SMS_112
为虚数；
进一步的，上行信道模型公式表示为：
Figure SMS_113
；
其中，
Figure SMS_114
分别表示复信道增益、时延与多普勒频移，
Figure SMS_115
为路径数，
Figure SMS_116
为时延抽头索引，
Figure SMS_117
为采样频率，
Figure SMS_118
表示狄拉克函数，n为时隙；
S2、基于正交时频空调制方案，获得非对称架构中上行链路的输出信号表达式
Figure SMS_119
，通过输出信号表达式推导获得上行链路正交时频空的输入输出关系，并根据此输入输出关系，从中提取角度信息，重构虚拟的均匀线性接收天线阵列
Figure SMS_120
，得到到达角的估计值
Figure SMS_121
；
输出信号是由发送信号经历时频双选信道后获得的，因此上行链路的输出信号在时域的公式表示为：
Figure SMS_122
；
其中，
Figure SMS_123
表示为一个正交时频空帧沿着时延与多普勒索引方向的长度；
Figure SMS_124
与
Figure SMS_125
分别表示路径的物理频移与时延在时延多普勒域的映射；
对于实际应用场景中的用户其起始时间
Figure SMS_126
已知，
Figure SMS_127
表示有效点的个数，
导频序列
Figure SMS_128
服从复高斯分布，
Figure SMS_129
为噪声；
进一步的，计算接收信号
Figure SMS_130
的协方差矩阵公式表示为：
Figure SMS_131
；
其中，
Figure SMS_132
表示导频信号的方差，
Figure SMS_133
表示噪音的方差，
Figure SMS_134
为单位向量；
从协方差矩阵中提取角度信息，进行选择、重排得到虚拟的上行均匀线性阵列
Figure SMS_135
的观测信号，公式表示为：
Figure SMS_136
；
其中，观测信号
Figure SMS_137
是维度为
Figure SMS_138
的列向量，因为路径数P<<A，此时的角度估计问题等效于一个稀疏信号恢复问题；
进一步的，设计字典矩阵为：
Figure SMS_139
；
其中，
Figure SMS_140
表示可能的角度；
通过从字典矩阵
Figure SMS_141
中选择约束问题
Figure SMS_142
中最小一列作为估计的角度，
Figure SMS_143
为所有路径的噪声功率，
Figure SMS_144
为惩罚因子；
进一步的，得到到达角的估计值，采用近端梯度下降法；
令
Figure SMS_145
，
Figure SMS_146
，计算函数
Figure SMS_147
的下降梯度，公式表示为：
Figure SMS_148
；
其中，
Figure SMS_149
表示第
Figure SMS_150
次迭代，
Figure SMS_151
表示步长；然后将
Figure SMS_152
代入梯度算子中，迭代更新软阈值函数得到
Figure SMS_153
，直到循环收敛，于是得到角度的估计结果
Figure SMS_154
；
S3、在所估计获得的角度参数的基础上，并利用信号在时延多普勒维度的稀疏性，设计时延多普勒二维搜索网格
Figure SMS_155
，从中筛选与角度相对应的最匹配的路径时延
Figure SMS_156
与多普勒频移
Figure SMS_157
，最后利用最小二乘法计算复信道增益
Figure SMS_158
；
进一步的，在获得角度估计值
Figure SMS_159
之后，将接收信号沿数据方向堆叠，获得维度为
Figure SMS_160
的列向量表示为：
Figure SMS_161
；
其中，多普勒分量与导频的时延分量分别为：
Figure SMS_162
，和
Figure SMS_163
；
进一步的，创建不考虑分数时延的二维时延多普勒网格
Figure SMS_164
，令时延方向网格精度为1，多普勒方向网格精度为
Figure SMS_165
，表示为：
Figure SMS_166
；
初始化残差
Figure SMS_167
，从
Figure SMS_168
中依次选择网格点进行匹配筛选，计算公式为：
Figure SMS_169
；
其中，
Figure SMS_170
,选择最大值对应的网格点作为时延与多普勒的估计值 ，并使用最小二乘法计算
Figure SMS_171
更新复信道增益，同时更新每一步的残差结果
Figure SMS_172
，重复上述过程
Figure SMS_173
次后，获得信道剩余参数的所有估计值
Figure SMS_174
；
S4、将所得到的上行信道参数：到达角、时延、多普勒频移与复信道增益，基于信道互易性，重构恢复出下行信道
Figure SMS_175
；
进一步的，设计下行链路，使得每根天线都链接到一个发送射频链，得到下行导向矢量表示为：
Figure SMS_176
；
其中，
Figure SMS_177
表示第
Figure SMS_178
个用户的第
Figure SMS_179
条路径的离开角；
下行信道模型公式表示为：
Figure SMS_180
；
基于信道的互易性，上行信道的信道参数
Figure SMS_181
可以直接用于重建下行信道，以辅助下行通信。
实施例2
参照图2，为本发明第二个实施例，该实施例提供了一种基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法，包括：
正交时频空系统上行链路的调制解调过程如图2所示；
发送端用户首先是将放置在时延多普勒域服从复高斯分布的导频序列，通过逆辛有限傅里叶变换将其变换到时间频率域，然后每个二维正交时频空符号经过正交频分复用技术调制后获得一维的时域信号，最后用户在不同时隙将信号发送给基站；
所述基站依据现实场景交互的需要，设置23根天线的接收信号，通过正交频分复用技术调制后恢复出144根天线的虚拟阵列的接收信号，再从中提取角度信息，然后执行与发送端相对应的逆操作来解调信号，最后估计出到达角、时延、多普勒频移与复信道增益，并重构出下行信道以辅助下行通信。
实施例3
参照图3，为本发明第三个实施例，该实施例提供了一种基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法，包括：
OTFS的帧大小被设置为
Figure SMS_183
，上行链路的接收天线数量设置为
Figure SMS_186
，下行链路的发送天线数量设置为
Figure SMS_187
，系统载频设置为
Figure SMS_184
GHz，子载波间隔设置为
Figure SMS_185
kHz；设定用户的最大运动速度为540 km/h，则相应的多普勒频谱范围为[-2 kHz，2 kHz]，因此最大多普勒索引
Figure SMS_188
，最大时延索引
Figure SMS_189
，角度设为在范围
Figure SMS_182
内均匀分布；
由图3可见，随着信噪比的增加，各类方法的信道估计误差都在逐步降低，从整个信噪比区间可以看出，本发明方法的误差均小于其他两种方法，特别是在低信噪比下，本发明的方法与其他两种算法的性能差距更大，这表明采用互质阵列能够有效消除上下行阵列孔径差异，改善信道参数估计性能，体现了本发明方法的有效性。
实施例4
参照图4，为本发明第四个实施例，该实施例提供了一种基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法，包括：
与实施例3进行同样的设置，将OTFS的帧大小被设置为
Figure SMS_191
，上行链路的接收天线数量设置为
Figure SMS_193
，下行链路的发送天线数量设置为
Figure SMS_195
，系统载频设置为
Figure SMS_192
GHz，子载波间隔设置为
Figure SMS_194
kHz；设定用户的最大运动速度为540 km/h，则相应的多普勒频谱范围为[-2 kHz，2 kHz]，得到最大多普勒索引为
Figure SMS_196
，最大时延索引
Figure SMS_197
，角度设为在范围
Figure SMS_190
内均匀分布；
由图4可见，随着网格精度的降低，各方法的时间开销都在减小，但在相同的运行时间内，本发明的方法可以采用更小的网格精度，即在相同的时间、硬件开销条件下，本发明的方法能够实现更精确的估计，更好的性能，这体现了本发明方法的低复杂性，能够有效降低算法时延，提升效率。
应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (10)

1.一种基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法，其特征在于，包括：
基于大规模均匀线性阵列，依据互质阵列的排布选择接收射频链的位置，设计上行链路的线性接收天线阵列
Figure QLYQS_1
，构建非对称系统的上行信道模型
Figure QLYQS_2
；
基于正交时频空调制方案，获得非对称架构中上行链路的输出信号表达式
Figure QLYQS_3
，通过所述输出信号表达式推导获得上行链路正交时频空的输入输出关系，并根据此输入输出关系，从中提取角度信息，重构虚拟的均匀线性接收天线阵列
Figure QLYQS_4
，得到到达角的估计值
Figure QLYQS_5
；
基于获得的到达角估计值参数，利用信号在时延多普勒维度的稀疏性，设计时延多普勒二维搜索网格
Figure QLYQS_6
，筛选与角度相对应的匹配的路径时延
Figure QLYQS_7
和多普勒频移
Figure QLYQS_8
，并采用最小二乘法计算复信道增益
Figure QLYQS_9
；
将所得到的上行信道参数：到达角、时延、多普勒频移与复信道增益，基于信道互易性，重构恢复出下行信道
Figure QLYQS_10
。
2.如权利要求1所述的基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法，其特征在于，基于非对称架构的正交时频空系统，包括：
所述系统由一个配备了
Figure QLYQS_11
根天线的基站与
Figure QLYQS_12
个高速移动的单天线用户组成，系统采用正交时频空调制方案，工作在时分双工模式；
发送端用户首先是将放置在时延多普勒域服从复高斯分布的导频序列，通过逆辛有限傅里叶变换将其变换到时间频率域，然后每个二维正交时频空符号经过正交频分复用技术调制后获得一维的时域信号，最后用户在不同时隙将信号发送给基站；
首先所述基站依据
Figure QLYQS_13
根天线的接收信号，恢复出
Figure QLYQS_14
根天线的虚拟阵列的接收信号，再从中提取角度信息，然后执行与发送端相对应的逆操作来解调信号，最后估计出到达角、时延、多普勒频移和复移信道增益参数，并重构出下行信道以辅助下行通信；
其中，
Figure QLYQS_15
表示几个高速移动的单天线用户，
Figure QLYQS_16
表示几根天线的基站，
Figure QLYQS_17
表示根天线的接收信号。
3.如权利要求1所述的基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法，其特征在于，基于大规模均匀线性阵列，依据互质阵列的排布选择接收射频链的位置，设计上行链路的线性接收天线阵列
Figure QLYQS_18
，包括：
基站配备了一个均匀线性阵列，共
Figure QLYQS_19
根天线；
设计上行链路，使得只有
Figure QLYQS_20
个接收射频链链接到线性阵列，得到上行导向矢量表示为：
Figure QLYQS_21
；
其中，
Figure QLYQS_22
表示第
Figure QLYQS_23
用户的第
Figure QLYQS_24
条路径的到达角；接收天线的索引是通过互质阵列确定的，表示为
Figure QLYQS_25
且
Figure QLYQS_26
，
Figure QLYQS_27
，
Figure QLYQS_28
与
Figure QLYQS_29
都为质数，
Figure QLYQS_30
为虚数。
4.如权利要求3所述的基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法，其特征在于，构建非对称系统的上行信道模型
Figure QLYQS_31
，包括：
上行信道模型公式表示为：
Figure QLYQS_32
；
其中，
Figure QLYQS_33
分别表示复信道增益、时延与多普勒频移，
Figure QLYQS_34
为路径数，
Figure QLYQS_35
为时延抽头索引，
Figure QLYQS_36
为采样频率，
Figure QLYQS_37
表示狄拉克函数，n为时隙。
5.如权利要求3或4所述的基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法，其特征在于，基于正交时频空调制方案，获得非对称架构中上行链路的输出信号表达式
Figure QLYQS_38
，包括：
输出信号是由发送信号经历时频双选信道后获得的，因此上行链路的输出信号在时域的公式表示为：
Figure QLYQS_39
；
其中，
Figure QLYQS_40
表示为一个正交时频空帧沿着时延与多普勒索引方向的长度；
Figure QLYQS_41
与
Figure QLYQS_42
分别表示路径的物理频移与时延在时延多普勒域的映射；
对于实际应用场景中的用户其起始时间
Figure QLYQS_43
已知，
Figure QLYQS_44
表示有效点的个数，导频序列
Figure QLYQS_45
服从复高斯分布，
Figure QLYQS_46
为噪声。
6.如权利要求5所述的基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法，其特征在于，通过所述输出信号表达式推导获得上行链正交时频空的输入输出关系，根据此输入输出关系，从中提取角度信息，重构虚拟的均匀线性接收天线阵列
Figure QLYQS_47
，包括：
计算接收信号
Figure QLYQS_48
的协方差矩阵公式表示为：
Figure QLYQS_49
；
其中，
Figure QLYQS_50
表示导频信号的方差，
Figure QLYQS_51
表示噪音的方差，
Figure QLYQS_52
为单位向量；
从所述的协方差矩阵中提取角度信息，进行选择、重排得到虚拟的上行均匀线性阵列
Figure QLYQS_53
的观测信号，公式表示为：
Figure QLYQS_54
；
其中，观测信号
Figure QLYQS_55
是维度为的
Figure QLYQS_56
列向量，因为路径数P<<A，此时的角度估计问题等效于一个稀疏信号恢复问题；
设计字典矩阵为：
Figure QLYQS_57
；
其中，
Figure QLYQS_58
表示可能的角度；
通过从字典矩阵
Figure QLYQS_59
中选择约束问题
Figure QLYQS_60
中最小一列作为计的角度，
Figure QLYQS_61
为所有路径的噪声功率，
Figure QLYQS_62
为惩罚因子。
7.如权利要求6所述的基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法，其特征在于，得到到达角的估计值
Figure QLYQS_63
，包括：
得到到达角的估计值，采用近端梯度下降法；
令
Figure QLYQS_64
，计算
Figure QLYQS_65
函数下降梯度，公式表示为：
Figure QLYQS_66
；
其中，
Figure QLYQS_67
表示第
Figure QLYQS_68
次迭代，
Figure QLYQS_69
表示步长；然后将
Figure QLYQS_70
代入梯度算子中，迭代更新软阈值函数得到
Figure QLYQS_71
，直到循环收敛，于是得到角度的估计结果
Figure QLYQS_72
。
8.如权利要求7所述的基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法，其特征在于，基于获得的到达角估计值参数，利用信号在时延多普勒维度的稀疏性，包括：
在获得角度估计值
Figure QLYQS_73
之后，将接收信号沿数据方向堆叠，获得维度为
Figure QLYQS_74
的列向量表示为：
Figure QLYQS_75
；
其中，多普勒分量与导频的时延分量分别为：
Figure QLYQS_76
，和
Figure QLYQS_77
。
9.如权利要求8所述的基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法，其特征在于，设计时延多普勒二维搜索网格
Figure QLYQS_78
，筛选与角度相对应的匹配的路径时延
Figure QLYQS_79
与多普勒频移
Figure QLYQS_80
，并采用最小二乘法计算复信道增益
Figure QLYQS_81
，包括：
创建不考虑分数时延的二维时延多普勒网格
Figure QLYQS_82
，令时延方向网格精度为1，多普勒方向网格精度为
Figure QLYQS_83
，表示为：
Figure QLYQS_84
；
初始化残差
Figure QLYQS_85
，从
Figure QLYQS_86
中依次选择网格点进行匹配筛选，计算公式为：
Figure QLYQS_87
；
其中,
Figure QLYQS_88
，选择最大值对应的网格点作为时延与多普勒的估计值
Figure QLYQS_89
，并使用最小二乘法
Figure QLYQS_90
计算更新复信道增益，同时更新每一步的残差结果
Figure QLYQS_91
，重复上述过程
Figure QLYQS_92
次后，获得信道剩余参数的所有估计值
Figure QLYQS_93
。
10.如权利要求9所述的基于非对称架构的正交时频空系统的信道估计方法，其特征在于，基于信道互易性，重构恢复出下行信道
Figure QLYQS_94
，包括：
设计下行链路，使得每根天线都链接到一个发送射频链，得到下行导向矢量表示为：
Figure QLYQS_95
；
其中，
Figure QLYQS_96
表示第
Figure QLYQS_97
个用户的第
Figure QLYQS_98
条路径的离开角；
下行信道模型公式表示为：
Figure QLYQS_99
；
基于信道的互易性，上行信道的信道参数
Figure QLYQS_100
可以直接用于重建下行信道，以辅助下行通信。
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