CN105610746A - 基于v‐ofdm的双选择信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于矢量正交频分调制(V-OFDM)的双选择信道估计方法。本发明基于现有的V-OFDM传输机制，设计了在V-OFDM发送数据块中添加导频以及导频保护间隔的方式，保证导频与数据的正交性。在接收端使用基扩展模型(BEM)信道模型对信道进行建模，并使用收到的V-OFDM数据块中的导频部分估计出BEM模型中的双选择信道参数矩阵。本发明所设计的信道估计方案与传统的基于正交频分调制(OFDM)的双选择信道估计、传输方案相比，提高了估计的准确性，降低了复杂度。

Description

基于V‐OFDM的双选择信道估计方法

技术领域

本发明涉及通信领域的信道估计技术，具体涉及一种基于矢量正交频分调制的双选择信道估计方法。

背景技术

无线通信是利用电磁波在自由空间中传播来进行信息交换的一种方式。目前在信息通信领域中，无线通信发展最快、应用最广。在高速移动的环境如高铁中提供可靠的宽带通信服务是下一代通信系统中面临的一大挑战。

无线通信中，系统性能很大程度上受信道影响。信道的影响一般分为时间或频率选择性衰落以及加性噪声。一般来说，需要消除信道的影响，恢复出发送端发送的信号，需要通过均衡手段消除时间或频率选择性衰落的影响。时间选择性衰落的情况下，信道参数随着频率的变化而变化，但在时域平坦，频率选择性衰落则反之。信道估计是从接收数据中将特定的信道模型的模型参数估计出来的过程。而在高移动环境下，信道同时引入时间、频率选择性衰落，信道衰落展现二维选择性，故称为双选择信道，信道参数随着时间的变化而快速变化，这为信道估计以及均衡带来了很大的阻碍。而宽带通信的普及要求在很快的时间内获取发送端发送的信息。这些要求都需要精确、快速地估计出信道参数，所以，双选择信道估计是高移动环境中通信的一个技术瓶颈。

正交频分调制(OFDM)技术在宽带通信中有着很高的地位与很广泛的应用。然而OFDM的相关技术创新集中在频率选择性信道中，在高移动环境下，一种估计双选择信道的方式是在频域加入FDKD导频簇，在接收端通过矩阵除法等一系列操作恢复信道参数。由于OFDM一维的结构与双选择信道的时延、多普勒二维扩展不相容，现有的基于OFDM的双选择信道估计方法都需要大量矩阵运算，有较高的复杂度，各方面性能也往往受到较大的制约。

在OFDM和单载波调制的基础上，提出了矢量正交频分调制(V-OFDM)的技术。V-OFDM传输方法为:约定环境中最大多径数为L，发送端将映射后的星座点数据从串行变为块状，即取P×(M-L)个连续的发送数据，按从左至右、从上至下顺序组成一个数据块，大小为P行M-L列，再在该数据块最后一列右边补上L列0，作为保护间隔，得到大小为N＝P×M的数据块。之后对该数据块的每一列的P个数据做P点离散傅里叶逆变换(IFFT)，并将得到的数据块按按从左至右、从上至下顺序转化为串行数据，通过发送端天线发送。接收端收到信号并采样后，同样获得N＝P×M个串行数据，按与发送端相同的方式组成形状为P×M的数据块，对该数据块的每一列做P点离散傅里叶变换(FFT)，恢复出受信道影响的数据块，再对该数据块进行变换域均衡，消除信道影响，进行变换域均衡时，需要信道信息，而该方案没有考虑信道估计的方法。

V-OFDM技术能够对抗信道频谱零点、减少循环前缀开销，作为OFDM与单载波调制的一般形式，方便发送端与接收端复杂度的分配。通过分析发现，V-OFDM二维的结构特性非常适合于高移动环境下的双选择信道二维模型影响的分析研究。在此基础上提出了基于V-OFDM以及基扩展模型的双选择信道估计方案。与双选择信道下传统的OFDM的信道估计方法相比，该方案拥有更好的性能，更简洁的结构以及更低的复杂度，能够更快速、更准确地估计双选择信道的参数。

发明内容

本发明的目的在于针对现有技术的不足，提供一种基于V‐OFDM的双选择信道估计方法。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：本发明在基础的V-OFDM传输系统上设计了发送端的导频的添加方式以及接收端的信道估计方式。本发明添加导频方案为：在发送一个V-OFDM数据块前，发送端和接收端通过同样的伪随机数产生器产生相同的导频点数据，数据点个数与V-OFDM的虚拟载波数(P)相同，同时也约定导频列放置在V-OFDM数据块第一列、信道最大径数为L。发送时，根据约定的导频放置位置，选择(L+1)列作为导频、导频保护间隔的放置列。在V-OFDM数据块剩余位置填上数据以及相应的保护间隔，通过V-OFDM调制方式发送。接收端接收到后先通过V-OFDM调制方式解调，提取L+1列导频列，通过最小均方误差(MMSE)估计的方式解调出信道估计值。获取信道估计值之后，可以通过变换域均衡的方式对剩余数据进行均衡，消除信道影响。

本发明中，双选择信道使用基扩展模型(BEM)建模，设发送载波频率为f_c，发送端采样频率T_s，信号带宽B＝1/T_s，数据块为矩形，总大小N＝P×M，数据块每列P个数据，P也称为IFFT点数、虚拟载波数；每行M个数据，M也称为矢量长度。在数据块中填入相应的导频数据、保护间隔以及编码映射后的发送数据，并进行V‐OFDM调制得到发送信号。发送信号经过双选择信道，接收端接收到的信号是经过反射的多条路径信道的混合信号簇，每条路径具有不同的时延以及多普勒平移，此外还收到线性高斯白噪声的影响。设最大时延为τ_MAX，发射机与接收机之间相对运动速度v，则最大多普勒频移为其中c为光速。使用BEM信道模型离散化时延扩展和多普勒扩展，获得BEM信道系数矩阵h＝[h⁰h¹...h^L]，其中 $h^l={\left[\begin{array}{ccccc}{h}_{-Q/2}^l& ...& h_0^l& ...& h_{Q/2}^l\end{array}\right]}^T,$ L＝τ_MAX/T_s，h矩阵的行表示时延扩展，列表示多普勒频移扩展，其大小为(Q+1)(L+1)，h中的元素服从WSSUS模型，即h中的元素相互独立，且服从复高斯分布，均值为0，方差为在一个V‐OFDM数据块周期内，BEM参数矩阵h可看作不变，而不同的数据块经历的BEM参数矩阵h不同。

本发明提出的基于V‐OFDM的双选择信道估计方法，具体包括以下步骤：

(1)确定信道最大可能时延扩展径数L+1、多普勒扩展径数Q+1；

(2)确定V-OFDM数据块大小N＝P×M：每列P个数据，每行M个数据，并在数据块中加入导频以及导频的保护间隔；具体包括以下子步骤：

(2.1)加入导频后增加的开销根据系统对加入导频后增加的开销及多普勒扩展径数的要求，考虑到P越大，导频数越多，估计越准确，从而确定V‐OFDM传输中使用的方案，即N一定的情况下，P、M的值必须满足P≥Q+2，M>2L+1；

(2.2)发送端和接收端通过同样的伪随机数产生器生成随机的BPSK导频点数据，共P个，选定V-OFDM数据块的第1列为导频列，第2至L+1列为保护间隔列。在第1列上放置P个导频数据，定义该列导频为导频向量 $\stackrel{\‾}{P}={\left[\begin{array}{cccccc}{P}_0& P_1& ...& P_p& ...& P_{P-1}\end{array}\right]}^T,$ 其中P_p∈{-1,1},p∈[0,P-1]，在第2至L+1列上全部放置0作为保护间隔，防止导频与数据混叠，保证接收端导频与数据正交；

(3)对原发送信息进行编码、星座点映射，产生N_s＝P(M-2L-1)个编码映射后的数据点；

(4)在数据块第L+2列至第M-L-1列上放置编码映射后的数据，这M-2L-1列数据记为矩阵 $S=\left[\begin{array}{cccccc}{S}_0& S_1& ...& S_{l_s}& ...& S_{M-2L-2}\end{array}\right],$ 其中， $S_{l_s}={\left[\begin{array}{cccc}{S}_{l_s}^0& S_{l_s}^1& ...& S_{l_s}^{P-1}\end{array}\right]}^T$ l_s∈[0,M-2L-2]，同时根据V-OFDM传输、变换域均衡的要求，在第M-L至第M列上全部放置零，整个数据块记为V-OFDM矩阵X：

$X=\left[\begin{array}{ccccccccccc}\stackrel{\‾}{P}& 0& ...& 0& S_0& S_1& ...& S_{M-2L-2}& 0& ...& 0\end{array}\right]\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\left[\begin{array}{cccc}{X}_0& X_1& ...& X_{M-1}\end{array}\right]$

(5)发送端进行V-OFDM调制：在V-OFDM矩阵X的列方向上对V-OFDM数据块的每一列计算P点的IFFT，得到结果矩阵x

x_l＝IFFT_P(X_l),l∈[0,M-1]

$x=\left[\begin{array}{cccccc}{x}_0& x_1& ...& x_l& ...& x_{M-1}\end{array}\right],x_l={\left[\begin{array}{cccc}{x}_0^l& x_1^l& ...& x_{P-1}^l\end{array}\right]}^T;$

(6)结果矩阵x按行方向，从左往右从上往下顺序串行发送信号，得到串行信号s；

$s=\left[\begin{array}{cccccccccccccc}{x}_0^0& x_0^1& ...& x_0^{M-1}& x_1^0& x_1^1& ...& x_1^{M-1}& ...& ...& x_{P-1}^0& x_{P-1}^1& ...& x_{P-1}^{M-1}\end{array}\right]$

(7)接收端进行V-OFDM解调：接收端接收到经过双选择信道以及高斯白噪声w＝[w₀w₁...w_n..w_N-1]影响的串行数据r，按发送端的顺序将串行数据r组成数据块y；

$r_n=\underset{l=0}{\overset{L}{\Σ}}\underset{q=-Q/2}{\overset{Q/2}{\Σ}}{h}_{q,l}{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{qn}{N}}{s}_{n-1}+w_n,n\∈\[0,N-1\]$

$r=\left[\begin{array}{cccccccccccccc}{y}_0^0& y_0^1& ...& y_0^{M-1}& y_1^0& y_1^1& ...& y_1^{M-1}& ...& ...& y_{P-1}^0& y_{P-1}^1& ...& y_{P-1}^{M-1}\end{array}\right]$

$y=\left[\begin{array}{cccccc}{y}_0& y_1& ...& y_l& ...& y_{M-1}\end{array}\right],y_l={\left[\begin{array}{cccc}{y}_0^l& y_1^l& ...& y_{P-1}^l\end{array}\right]}^T,l\∈\[0,M-1\]$

按数据块y的列方向计算P点的FFT，恢复出受信道影响后的V-OFDM数据块Y；

Y＝[Y₀Y₁...Y_l...Y_M-1]，Y_l＝FFT_P(y_l),l∈[0,M-1]

(8)使用数据块Y估计出旋转的信道

(9)旋转的信道中的每一项故 $h_{p-Q/2,m}=\tilde{h}(p,m)e^{j2\mathrm{\π}\frac{(p-Q/2)m/2}{N}},$ 从而获得估计的信道矩阵中的每一项，信道矩阵的多普勒分量有P‐1个，根据步骤2.1的定义Q≤P-2可知，信道矩阵包含了所有需要估计的信道参数；

(10)使用步骤8估计出的信道矩阵或者对截取后的信道矩阵对数据进行均衡，恢复出原数据。

进一步地，所述步骤9具体为：在使用接收端数据块Y估计信道参数时，取该数据块的前L+1列，该P×(L+1)个数据记为信道参数的估计矩阵由于V‐OFDM数据块中的每个数据项在经过BEM参数矩阵为h双选择信道后，都会经过时域、频域的二重扩展，在V‐OFDM数据块上表现为一个导频点按h影响其右方L列、上下各Q/2列的数据，所有这些影响的值可组成一个扩展矩阵 为旋转的信道矩阵，对于选择的导频列，

同一个数据块位置上，不同导频点的影响线性叠加，所以估计矩阵就是P个导频点对应的P个扩展矩阵按垂直方向线性叠加后的结果，的每一列可看作由旋转的信道矩阵的每一列与导频向量卷积而成。

对矩阵列方向做P点FFT得到矩阵同时对导频向量按列方向做P点FFT得到 l∈[0,L]，W＝[W₀W₁...W_P-1]^T为高斯白噪声w经过相同V-OFDM解调、P点FFT操作后的频域噪声，其均值、方差与w相同。使用最小均方误差(MMSE)估计方法估计出而 $\tilde{h}=\left[\begin{array}{cccc}{\tilde{h}}_0& {\tilde{h}}_1& ...& {\tilde{h}}_L\end{array}\right],$ 如此恢复出旋转的信道估计矩阵

本发明适用于无线通信中接收端相对于发送端快速移动的宽带通信场景，在这种场景下，信道同时展现时域选择性与频域选择性，在使用OFDM传输的传统方法中，二维的信道影响使得信号收到的干扰分析起来很复杂，若想接收端估计出信道，从而利用信道信息对接收信号进行均衡，计算复杂度高，性能不理想。而使用了V-OFDM的系统在双选择信道下也能有清晰的干扰结构，简化了信道估计。

本发明的有益效果是：本发明通过分析利用V-OFDM调制方案在双选择信道(使用BEM模型建模)影响下在其时频域展现出的特有的二维扩展特性，设计了基于V-OFDM的双选择信道估计方法。由于V-OFDM调制方案中，原始数据被同时调制到时域与频域，原始数据具有二维特性，在双选择信道影响下在能够同时在时频二维域上展现信道扩展的影响，其信道影响的结构更加清晰，便于分析，并有着更好的性能。而对比OFDM调制方案，OFDM中只将原始数据调制到频域、原始数据只具有一维特性。对比传统的OFDM调制方式中信道估计方法，本发明涉及的运算操作全部是计算量较小的矢量运算，不涉及任何矩阵运算、矩阵求逆等计算量大的操作，此外本发明最多需要对P点数据进行离散傅里叶变换操作，而OFDM方案中需要执行的是对N点数据的离散傅里叶变换操作；本发明中，可以根据信道估计精度的要求，通过改变预设的L、Q值，灵活地调制信道估计的最大可能时延扩展径数、多普勒扩展径数以及信道估计的开销。

附图说明

图1是基于V-OFDM的高移动环境信道估计、传输系统的框图；

图2是V-OFDM数据块中导频、保护间隔与数据的具体结构；

图3是V-OFDM双选择信道估计方法的均方误差-信噪比变化曲线及与传统OFDM方案的曲线。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细说明。

本发明提出的基于V‐OFDM的双选择信道估计方法，具体包括以下步骤：

(1)确定信道最大可能时延扩展径数6、多普勒扩展径数5，即L＝5，Q＝4；

(2)确定V-OFDM数据块大小N＝P×M＝1024，P＝16为数据块的列数，M＝64为数据块的行数，P、M的值满足P≥Q+2，M>2L+1；并在数据块中加入导频以及导频的保护间隔，如图2所示；导频以及导频的保护间隔的添加方法具体为：发送端和接收端通过同样的伪随机数产生器生成随机的BPSK导频点数据，共64个，选定V-OFDM数据块的第1列为导频列，第2至6列为保护间隔列。在第1列上放置64个导频数据，定义该列导频为导频向量 $\stackrel{\‾}{P}={\left[\begin{array}{cccccc}{P}_0& P_1& ...& P_p& ...& P_{15}\end{array}\right]}^T,$ 其中P_p∈{-1,1},p∈[0,15]，在第2至6列上全部放置0作为保护间隔， $overhead=\frac{5+1}{64}\≈9.4\%;$

(3)对原发送信息进行编码、星座点映射，产生N_s个编码映射后的数据点，N_s＝P(M-2L-1)＝16×(64-5×2-1)＝848；

(4)在在第7列至第59列上放置编码映射后的数据，这53列数据记为矩阵S＝[S₀S₁...S₅₂]，其中， $S_{l_s}={\left[\begin{array}{cccc}{S}_{l_s}^0& S_{l_s}^1& ...& S_{l_s}^P\end{array}\right]}^T,$ l_s∈[0,52]，同时根据V-OFDM传输、变换域均衡的要求，在第60至第64列上放全放置零，整个数据块记为V-OFDM矩阵X：

$X=\left[\begin{array}{ccccccccccc}\stackrel{\‾}{P}& 0& ...& 0& S_0& S_1& ...& S_{M-2L-2}& 0& ...& 0\end{array}\right]\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\left[\begin{array}{cccc}{X}_0& X_1& ...& X_{M-1}\end{array}\right]$

(5)发送端进行V-OFDM调制：在V-OFDM矩阵X的列方向上对V-OFDM数据块的每一列计算16点IFFT结果x；

x_l＝IFFT₁₆(X_l),l∈[0,63]

$x=\left[\begin{array}{cccc}{x}_0& x_1& ...& x_{63}\end{array}\right],x_l={\left[\begin{array}{cccc}{x}_0^l& x_1^l& ...& x_{15}^l\end{array}\right]}^T;$

(6)所得到的结果矩阵x按行方向，从左往右从上往下顺序串行发送s；

$s=\left[\begin{array}{cccccccccccccc}{x}_0^0& x_0^1& ...& x_0^{63}& x_1^0& x_1^1& ...& x_1^{63}& ...& ...& x_{15}^0& x_{15}^1& ...& x_{15}^{63}\end{array}\right];$

(7)接收端进行V-OFDM解调：接收端接收到经过双选择信道以及高斯白噪声w＝[w₀w₁...w_n...w₁₀₂₃]影响的串行数据r，按发送端的顺序将串行数据r组成数据块y；

$r_n=\underset{l=0}{\overset{5}{\Σ}}\underset{q=-2/2}{\overset{2/2}{\Σ}}{h}_{q,L}{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{qn}{1024}}{s}_{n-1}+w_n,n\∈\[0,1023\]$

$r=\left[\begin{array}{cccccccccccccc}{y}_0^0& y_0^1& ...& y_0^{63}& y_1^0& y_1^1& ...& y_1^{63}& ...& ...& y_{15}^0& y_{15}^1& ...& y_{15}^{63}\end{array}\right]$

$y=\left[\begin{array}{cccccc}{y}_0& y_1& ...& y_l& ...& y_{63}\end{array}\right],y_l={\left[\begin{array}{cccc}{y}_0^l& y_1^l& ...& y_{15}^l\end{array}\right]}^T,l\∈\[0,63\]$

按数据块y的列方向计算16点的FFT，恢复出受信道影响后的V-OFDM数据块Y；

Y＝[Y₀Y₁...Y_l...Y₆₃]，Y_l＝FFT₁₆(y_l),l∈[0,63]

取Y的前6列，该16×(5+1)＝96个数据就是信道参数的估计矩阵

$\tilde{P}=\left[\begin{array}{cccccc}{Y}_0& Y_1& Y_2& Y_3& Y_4& Y_5\end{array}\right]$

一个导频点按h影响其右方5列、上下各2列的数据，所有这些影响的值组成一个扩展矩阵 为旋转的信道矩阵，对于选择的导频列，m＝0，

同一个数据块位置上，不同导频点的影响线性叠加，所以估计矩阵就是P个导频点对应的P个扩展矩阵按垂直方向线性叠加后的结果，的每一列可看作由旋转的信道矩阵的每一列与导频向量卷积而成。

(8)对矩阵列方向再次做FFT得到矩阵同时对导频向量按列方向做FFT得到

${\tilde{P}}_l^F={\mathrm{FFT}}_{16}\left(Y_l\right)+W,l\∈\[0,63\]$

${\tilde{P}}^F=\left[\begin{array}{cccc}{\tilde{P}}_0^F& {\tilde{P}}_1^F& ...& {\tilde{P}}_{63}^F\end{array}\right]$

${\stackrel{\‾}{P}}^F={\mathrm{FFT}}_{16}\left(\stackrel{\‾}{P}\right)$

W＝[W₀W₁...W_P-1]^T为高斯白噪声w经过相同V-OFDM解调、P点FFT操作后的频域噪声，其均值、方差与w相同.由于V-OFDM数据块中的每个数据项在经过BEM参数矩阵为h双选择信道后。

使用MMSE估计方法估计

${\tilde{H}}_l=R_{HH}{\stackrel{\‾}{P}}^F{({\stackrel{\‾}{P}}^F{R}_{HH}{\left({\stackrel{\‾}{P}}^F\right)}^H+R_{nn})}^{-1}{\tilde{P}}_l^F$

而 ${\tilde{h}}_l={\mathrm{IFFT}}_P\left({\tilde{H}}_l\right),\tilde{h}=\left[\begin{array}{cccc}{\tilde{h}}_0& {\tilde{h}}_1& ...& {\tilde{h}}_L\end{array}\right],$ 恢复出旋转的信道估计矩阵

${\tilde{h}}_l={\mathrm{IFFT}}_{16}\left({\tilde{H}}_l\right),\tilde{h}=\left[\begin{array}{cccc}{\tilde{h}}_0& {\tilde{h}}_1& ...& {\tilde{h}}_{\mathrm{63}}\end{array}\right];$

(9)获得旋转信道估计矩阵，旋转的信道中的每一项 $\tilde{h}(p,m)=h_{p-Q/2,m}{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{-(p-Q/2)m/2}{N}},$ 故 $h_{p-Q/2,m}=\tilde{h}(p,m)e^{j2\mathrm{\π}\frac{(p-Q/2)m/2}{N}},$ 从而获得估计的信道矩阵中的每一项；

(10)使用步骤8估计出的信道矩阵或者对截取后的信道矩阵对数据进行均衡，恢复出原数据。

图3为上述基于V-OFDM的双选择信道估计方法的仿真结果。信道设置为最大时延扩展径数6、多普勒扩展径数5，即L＝5，Q＝4，BEM参数服从复高斯分布，均值为0，方差为仿真中采用的V-OFDM数据块长度为N＝1024，矢量长度M＝64，FFT点数P＝16，故导频部分占总数据量的比例为overhead＝(L+1)/M＝9.4％。而用于对比的基于OFDM的双选择信道估计系统中，使用的长度为N＝1024，导频的设置为在频域上加入12个频域克罗内克函数(FDKD)导频簇，每个导频簇由1个导频以及2Q＝8个保护间隔(0)组成，故导频部分占总数据量的比例为overhead＝12×(2×4+1)/1024＝10.6％。在进行仿真时，保证两种方案的总发送功率相等。信道估计的质量评估标准为实际信道的BEM参数矩阵h与估计的矩阵之间的均方误差(MSE)。在仿真结果图3中可以看出，基于V-OFDM的双选择信道估计机制在导频开销相近的情况下，有比OFDM方案更好的性能，尤其是在低信噪比情况下。同时，由于OFDM方案中需要使用大量矩阵乘法，复杂度较高，信道估计时间较慢，而在本V-OFDM方案中，信道估计都是基于向量乘除法，故运算速度较快。在本仿真的条件设置下，本方法方法的复杂度约为使用相同总数据块大小N、受相同BEM参数矩阵的信道影响的OFDM方案速度的4倍。

Claims (2)

1.一种基于V-OFDM的双选择信道参数估计方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)确定信道最大可能时延扩展径数L+1、多普勒扩展径数Q+1；

(2)确定V-OFDM数据块大小N＝P×M，P为数据块的列数，M为数据块的行数，P、M的值满足P≥Q+2，M>2L+1；并在数据块中加入导频以及导频的保护间隔；导频以及导频的保护间隔的添加方法具体为：发送端和接收端通过同样的伪随机数产生器生成随机的BPSK导频点数据，共P个，选定V-OFDM数据块的第1列为导频列，第2至L+1列为保护间隔列。在第1列上放置P个导频数据，定义该列导频为导频向量其中P_p∈{-1,1},p∈[0,P-1]，在第2至L+1列上全部放置0作为保护间隔；

(3)对原发送信息进行编码、星座点映射，产生N_s＝P(M-2L-1)个编码映射后的数据点；

(4)在数据块第L+2列至第M-L-1列上放置编码映射后的数据，这M-2L-1列数据记为矩阵 $S=\left[\begin{array}{cccccc}{S}_0& S_1& ...& S_{l_s}& ...& S_{M-2L-2}\end{array}\right],$ 其中， $S_{l_s}={\left[\begin{array}{cccc}{S}_{l_s}^0& S_{l_s}^1& ...& S_{l_s}^{P-1}\end{array}\right]}^T$ l_s∈[0,M-2L-2]，同时根据V-OFDM传输、变换域均衡的要求，在第M-L至第M列上全部放置零，整个数据块记为V-OFDM矩阵X：

$X=\left[\begin{array}{ccccccccccc}\stackrel{\‾}{P}& 0& ...& 0& S_0& S_1& ...& S_{M-2L-2}& 0& ...& 0\end{array}\right]\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\left[\begin{array}{cccc}{X}_0& X_1& ...& X_{M-1}\end{array}\right]$

(5)发送端进行V-OFDM调制：在V-OFDM矩阵X的列方向上对V-OFDM数据块的每一列计算P点的IFFT，得到结果矩阵x

x_l＝IFFT_P(X_l),l∈[0,M-1]

$x=\left[\begin{array}{cccccc}{x}_0& x_1& ...& x_l& ...& x_{M-1}\end{array}\right],x_l={\left[\begin{array}{cccc}{x}_0^l& x_1^l& ...& x_{P-1}^l\end{array}\right]}^T;$

(6)结果矩阵x按行方向，从左往右从上往下顺序串行发送信号，得到串行信号s；

$s=\left[\begin{array}{cccccccccccccc}{x}_0^0& x_0^1& ...& x_0^{M-1}& x_1^0& x_1^1& ...& x_1^{M-1}& ...& ...& x_{P-1}^0& x_{P-1}^1& ...& x_{P-1}^{M-1}\end{array}\right]$

(7)接收端进行V-OFDM解调：接收端接收到经过双选择信道以及高斯白噪声w＝[w₀w₁...w_n..w_N-1]影响的串行数据r，按发送端的顺序将串行数据r组成数据块y；

$r_n=\underset{l=0}{\overset{L}{\Σ}}\underset{q=-Q/2}{\overset{Q/2}{\Σ}}{h}_{q,l},e^{j2\mathrm{\π}\frac{qn}{N}}{s}_{n-1}+w_n,n\∈\[0,N-1\]$

$r=\left[\begin{array}{cccccccccccccc}{y}_0^0& y_0^1& ...& y_0^{M-1}& y_1^0& y_1^1& ...& y_1^{M-1}& ...& ...& y_{P-1}^0& y_{P-1}^1& ...& y_{P-1}^{M-1}\end{array}\right]$

$y=\left[\begin{array}{cccccc}{y}_0& y_1& ...& y_l& ...& y_{M-1}\end{array}\right],y_l={\left[\begin{array}{cccc}{y}_0^l& y_1^l& ...& y_{P-1}^l\end{array}\right]}^T,l\∈\[0,M-1\]$

按数据块y的列方向计算P点的FFT，恢复出受信道影响后的V-OFDM数据块Y；

Y＝[Y₀Y₁...Y_l...Y_M-1]，Y_l＝FFT_P(y_l),l∈[0,M-1]

(8)使用数据块Y估计出旋转的信道

(9)旋转的信道中的每一项故 $h_{p-Q/2,m}=\tilde{h}(p,m)e^{j2\mathrm{\π}\frac{(p-Q/2)m/2}{N}},$ 从而获得估计的信道矩阵中的每一项；

(10)使用步骤8估计出的信道矩阵或者对截取后的信道矩阵对数据进行均衡，恢复出原数据。

2.根据权利1所述的基于V-OFDM的双选择信道参数估计方法，其特征在于，所述步骤8具体为：在使用接收端数据块Y估计信道参数时，取该数据块的前L+1列，该P×(L+1)个数据记为信道参数的估计矩阵一个导频点按h影响其右方L列、上下各Q/2列的数据，所有这些影响的值组成一个扩展矩阵 为旋转的信道矩阵，对于选择的导频列，

同一个数据块位置上，不同导频点的影响线性叠加，所以估计矩阵就是P个导频点对应的P个扩展矩阵按垂直方向线性叠加后的结果，的每一列可看作由旋转的信道矩阵的每一列与导频向量卷积而成；

对矩阵列方向做P点FFT得到矩阵同时对导频向量按列方向做P点FFT得到 ${\stackrel{\‾}{P}}^F,{\tilde{P}}_l^F={\stackrel{\‾}{P}}^F{\tilde{H}}_l+W,l\∈\[0,L\],{\tilde{H}}_l={\mathrm{FFT}}_P\left({\tilde{h}}_l\right),$ W＝[W₀W₁...W_P-1]^T为高斯白噪声w经过相同V-OFDM解调、P点FFT操作后的频域噪声，其均值、方差与w相同。使用最小均方误差(MMSE)估计方法估计出而 如此恢复出旋转的信道估计矩阵