CN115995953A - 一种功率因数校正电路的控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明总的来说涉及电子电路技术领域，提出一种功率因数校正电路的控制方法，包括以下步骤：当一个控制周期中的电感峰值电流iPEAK(n)和电感谷值电流iTROUGH(n)满足第一关系时，以CCM的工作模式控制功率因数校正电路中开关管的通断；以及当一个控制周期中电感峰值电流iPEAK(n)和电感谷值电流iTRoUGH(n)不满足所述第一关系时，以CRM的工作模式控制功率因数校正电路中开关管的通断。本发明可以应用于boost型PFC或者图腾柱PFC进行CRM模式和CCM的自动切换。其中PFC在小电流时工作在CRM模式下，可以在全输入电压范围内实现高频开关管的ZVS；当电流变大自动切换为CCM模式，使电感电流纹波控制在一定范围内，方便了电感及滤波器的设计。

Description

一种功率因数校正电路的控制方法
技术领域
本发明总的来说涉及电子电路技术领域。具体而言，本发明涉及一种功率因数校正电路的控制方法。
背景技术
PFC(Power Factor Correction，功率因数校正电路)是用于改善交流电源端的功率因数的电路，目前常见的PFC包括带整流管的boost型(升压型)PFC以及图腾柱PFC。
上述PFC的控制方式通常包括CRM(Critical Conduction Mode，电流临界模式)以及CCM(Continuous Current Mode，电流连续模式)。
然而在通过CRM控制的PFC中，当输入电压的实时值(Vin)大于0.5倍的输出电压时，PFC的电感中的能量存储将不足而无法实现天然ZVS(Zero Voltage Switching，零电压开关)；并且在CRM控制的PFC中电感电流的纹波比较大，尤其是当功率增大时需要更大体积的滤波器，无法充分利用硬件电路的功率传输能力。
在通过CCM控制的PFC中虽然由于工作频率固定可以便于滤波器等电路元件的设计，然而由于通过CCM控制的PFC一直工作在硬开关状态下，因此开关损耗将一直存在，使得系统轻载效率会降低。
发明内容
为至少部分解决现有技术中的上述问题，本发明提出一种功率因数校正电路的控制方法，包括下列步骤：
当一个控制周期中的电感峰值电流iPEAK(n)和电感谷值电流iTROUGH(n)满足第一关系时，以CCM的工作模式控制功率因数校正电路中开关管的通断，其中第一关系表示为下式：
iPEAK(n)-iTROUGH(n)＞2IRipple_MAX
其中，IRipple_MAX表示第一预设值；以及
当一个控制周期中电感峰值电流iPEAK(n)和电感谷值电流iTRoUGH(n)不满足所述第一关系时，以CRM的工作模式控制功率因数校正电路中开关管的通断。
在本发明一个实施例中规定，以CRM的工作模式控制功率因数校正电路中开关管的通断时，每个控制周期的滞环电流下限iL(n)以及滞环电流上限iH(n)表示为下式：
iL(n)＝ival
Figure BDA0004047000350000021
其中，ival为负常数值，
Figure BDA0004047000350000022
表示每个控制周期的交流电流参考瞬时值。
在本发明一个实施例中规定，所述功率因数校正电路的控制方法，包括：
计算每个控制周期的交流电流参考瞬时值
Figure BDA0004047000350000023
表示为下式：
Figure BDA0004047000350000024
其中，
Figure BDA0004047000350000025
表示交流电流参考有效值、n表示一个交流电压周期中的控制周期个数、f表示交流电压频率、Δt表示一个控制周期；
其中计算交流电流参考有效值
Figure BDA0004047000350000026
表示为下式：
Figure BDA0004047000350000027
其中，
Figure BDA0004047000350000028
表示输出电流参考有效值、
Figure BDA0004047000350000029
表示输出电压参考值、VAC_RMS表示交流电压有效值。
在本发明一个实施例中规定，以CCM的工作模式控制功率因数校正电路中开关管的通断时，每个控制周期的滞环电流下限iL(n)、滞环电流上限iH(n)表示为下式：
Figure BDA00040470003500000210
Figure BDA00040470003500000211
其中，
Figure BDA00040470003500000212
表示每个控制周期的交流电流参考瞬时值。
在本发明一个实施例中规定，，控制功率因数校正电路中开关管的通断包括：
当一个控制周期中的实时电感电流达到滞环电流下限或滞环电流上限时，控制功率因数校正电路中的开关管执行一次导通和关断。
在本发明一个实施例中规定，，控制功率因数校正电路中的开关管执行一次导通和关断包括：
在CRM工作模式下，以动态死区时间控制功率因数校正电路中的开关管执行一次导通和关断。
在本发明一个实施例中规定，，所述控制功率因数校正电路中的开关管执行一次导通和关断包括：
在CCM工作模式下，以固定死区时间控制功率因数校正电路中的开关管执行一次导通和关断。
在本发明一个实施例中规定：
当所述功率因数校正电路为图腾柱功率因数校正电路、输入交流电压处于正弦负半周时，并且以CRM的工作模式控制功率因数校正电路中开关管的通断时，每个控制周期的滞环电流下限iL(n)、滞环电流上限iH(n)表示为下式：
iH(n)＝-ival
Figure BDA0004047000350000031
其中，ival为负常数值，
Figure BDA0004047000350000032
表示每个控制周期的交流电流参考瞬时值。
本发明还提出一种boost型功率因数校正电路，其根据所述功率因数校正电路的控制方法进行控制。
本发明还提出一种图腾柱功率因数校正电路，其根据所述功率因数校正电路的控制方法进行控制。
本发明至少具有如下有益效果：本发明提出一种功率因数校正电路的控制方法，其可以应用于Boost型PFC或者图腾柱PFC进行CRM模式和CCM的自动切换。其中PFC在小电流时工作在CRM模式下，可以在全输入电压范围内实现高频开关管的ZVS；当电流变大自动切换为CCM模式，使电感电流纹波控制在一定范围内，方便了电感及滤波器的设计。并且本方法通过采样节点电压，实现了死区自适应功能，进一步优化了系统的THD、PF等性能。本发明与传统的CCM模式相比。中轻载效率明显提升，功率因数高达0.999，峰值效率98.72％，实现了全负载范围内的高效率，具有重要的实用价值。
附图说明
为进一步阐明本发明的各实施例中具有的及其它的优点和特征，将参考附图来呈现本发明的各实施例的更具体的描述。可以理解，这些附图只描绘本发明的典型实施例，因此将不被认为是对其范围的限制。在附图中，为了清楚明了，相同或相应的部件将用相同或类似的标记表示。
图1示出了本发明一个实施例中一个提升PFC的轻载效率的控制方法的流程示意图。
图2示出了一个Boost型PFC的电路拓扑图。
图3示出了本发明一个实施例中根据所述功率因数校正电路的控制方法进行控制的PFC中的电感电流波形示意图。
图4示出了本发明一个实施例中根据所述功率因数校正电路的控制方法进行控制的图腾柱PFC中的电感电流波形和电压波形示意图。
图5示出了本发明一个实施例中根据所述功率因数校正电路的控制方法进行控制的图腾柱PFC中在正弦正半周过零点附近的死区自适应波形。
图6示出了本发明一个实施例中根据所述提升PFC的轻载效率的控制方法进行控制的PFC的效率图。
图7示出了发明一个实施例中一个功率因数校正电路的控制方法的控制框架示意图。
具体实施方式
应当指出，各附图中的各组件可能为了图解说明而被夸大地示出，而不一定是比例正确的。在各附图中，给相同或功能相同的组件配备了相同的附图标记。
在本发明中，除非特别指出，“布置在…上”、“布置在…上方”以及“布置在…之上”并未排除二者之间存在中间物的情况。此外，“布置在…上或上方”仅仅表示两个部件之间的相对位置关系，而在一定情况下、如在颠倒产品方向后，也可以转换为“布置在…下或下方”，反之亦然。
在本发明中，各实施例仅仅旨在说明本发明的方案，而不应被理解为限制性的。
在本发明中，除非特别指出，量词“一个”、“一”并未排除多个元素的场景。
在此还应当指出，在本发明的实施例中，为清楚、简单起见，可能示出了仅仅一部分部件或组件，但是本领域的普通技术人员能够理解，在本发明的教导下，可根据具体场景需要添加所需的部件或组件。另外，除非另行说明，本发明的不同实施例中的特征可以相互组合。例如，可以用第二实施例中的某特征替换第一实施例中相对应或功能相同或相似的特征，所得到的实施例同样落入本申请的公开范围或记载范围。
在此还应当指出，在本发明的范围内，“相同”、“相等”、“等于”等措辞并不意味着二者数值绝对相等，而是允许一定的合理误差，也就是说，所述措辞也涵盖了“基本上相同”、“基本上相等”、“基本上等于”。以此类推，在本发明中，表方向的术语“垂直于”、“平行于”等等同样涵盖了“基本上垂直于”、“基本上平行于”的含义。
另外，本发明的各方法的步骤的编号并未限定所述方法步骤的执行顺序。除非特别指出，各方法步骤可以以不同顺序执行。
下面结合具体实施方式参考附图进一步阐述本发明。
图1示出了本发明一个实施例中一个功率因数校正电路的控制方法的流程示意图。如图1所示，该方法可以包括下列步骤：
步骤101、当一个控制周期中的电感峰值电流iPEAK(n)和电感谷值电流iTROUGH(n)满足第一关系时，以CCM的工作模式控制功率因数校正电路中开关管的通断，其中第一关系表示为下式：
iPEAK(n)-iTROUGH(n)＞2IRipple_MAX
其中，IRipple_MAX表示第一预设值，所述第一预设值可以是最大滞环电流宽度的一半，根据电路需求可以设置为正常数。
步骤102、当一个控制周期中电感峰值电流iPEAK(n)和电感谷值电流iTROUGH(n)不满足所述第一关系时，以CRM的工作模式控制功率因数校正电路中开关管的通断。
图7示出了发明一个实施例中一个功率因数校正电路的控制方法的控制框架示意图。下面结合图7具体说明该方法。
具体来说，在以CRM的工作模式控制功率因数校正电路中开关管的通断时，每个控制周期的滞环电流下限iL(n)以及滞环电流上限iH(n)可以表示为下式：
iL(n)＝ival
Figure BDA0004047000350000051
其中，ival可以是一个负常数值，例如可以根据电路的实际情况将ival设置为-0.1V、-0.3V、-0.6V或者-0.7V等，
Figure BDA0004047000350000061
表示每个控制周期的交流电流参考瞬时值。
对每个控制周期的交流电流参考瞬时值
Figure BDA0004047000350000062
可以进行计算，表示为下式：
Figure BDA0004047000350000063
其中，
Figure BDA0004047000350000064
表示交流电流参考有效值、n表示一个交流电压周期中的控制周期个数、f表示交流电压频率、Δt表示一个控制周期；
对交流电流参考有效值
Figure BDA0004047000350000065
也可以进行计算，表示为下式：
Figure BDA0004047000350000066
其中，
Figure BDA0004047000350000067
表示输出电流参考有效值、
Figure BDA0004047000350000068
表示输出电压参考值、VAC_RMS表示交流电压有效值，其中为了保持输出电压的恒定，输出电压参考值
Figure BDA0004047000350000069
通常是一个定值。
在以CCM的工作模式控制功率因数校正电路中开关管的通断时，每个控制周期的滞环电流下限iL(n)、滞环电流上限iH(n)表示为下式：
Figure BDA00040470003500000610
Figure BDA00040470003500000611
其中，
Figure BDA00040470003500000612
表示每个控制周期的交流电流参考瞬时值。
图2示出了一个Boost型PFC的电路拓扑图。所述功率因数校正电路的控制方法可以很好地应用于所述Boost型PFC，此外该方法也可以应用于图腾柱PFC。下面基于boost型PFC的电路拓扑具体说明对功率因数校正电路中开关管的通断控制。
在控制功率因数校正电路中开关管的通断时，当一个控制周期中的实时电感电流达到滞环电流下限或滞环电流上限时，控制功率因数校正电路中的开关管执行一次导通和关断。以图2所示的Boost型PFC为例，其中当实时电感电流达到滞环电流上限时，Q3导通、Q4关断，当实时电感电流达到滞环电流下限时，Q3关断、Q4导通。对于图腾柱PFC则可以根据交流电压处于正弦正半周和负半周的实际情况，控制相应开关管的导通。
进一步地，在CRM工作模式下，可以以动态死区时间控制功率因数校正电路中的开关管执行一次导通和关断。仍然以图2所示的Boost型PFC为例，其中节点电压为B点的电压，当实时电感电流达到滞环电流上限时，Q4先关断、判断B点电压是否接近于输出电压(接近于的定义为，误差小于一定值，例如小于50V)，若是，则开通Q3；当实时电感电流达到滞环电流下限时，Q3先关断，判断B点电压是否接近于0(接近于的定义为，误差小于一定值，例如小于50V)，若是，则开通Q4。对于图腾柱PFC可以参照Boost型PFC的死区控制方式。
而在CCM工作模式下，以固定死区时间控制功率因数校正电路中的开关管执行一次导通和关断。所述固定死区时间可以是根据电路的实际情况设置一个固定值，例如可以在400ns至2μs之间选择一个值。
特别的，当所述功率因数校正电路为图腾柱功率因数校正电路、输入交流电压处于正弦负半周时，并且以CRM的工作模式控制功率因数校正电路中开关管的通断时，每个控制周期的滞环电流下限iL(n)、滞环电流上限iH(n)表示为下式：
iH(n)＝-ival
Figure BDA0004047000350000071
其中，ival为负常数值，
Figure BDA0004047000350000072
表示每个控制周期的交流电流参考瞬时值。
图3示出了本发明一个实施例中根据所述功率因数校正电路的控制方法进行控制的PFC中的电感电流波形示意图。在图3中一个三角波表示一个控制周期。如图3所示，其中使PFC在电流过零点附近时工作在CRM模式下，其中可以通过将滞环电流的下限调整为负以使系统完全实现零电压开关(ZVS)，并且可以降低开关损耗、提升系统效率。当电流较大时，则将PFC的自动切换为工作在CCM模式下，使纹波电流的幅值有效地减小，并且可以减小电路的导通损耗、布置开关频率不会太低，以便滤波器的设计。
本方法可以保证系统全范围内的高效率和低EMI(ElectromagneticInterference，电磁干扰)。本方法根据实时电流的大小决定使PFC工作在CRM模式或者CCM模式下，其中当电流较小时使系统工作在CRM模式下以实现软开关；当电流增大时使系统工作在CCM模式下以实现硬开关，可以减小电路的导通损耗，方便电感的设计。
此外本方法还包括采样带整流管的Boost型PFC中升压管和整流管中之间的节点电压，并且根据所述节点电压控制升压管和整流管的开通，其中当节点电压接近零时开通升压管，并且当节点电压接近输出电压时开通整流管。由于上述控制升压管和整流管的开通的方式，在CRM模式控制下PFC的死区的时间是实时动态变化的，因此可以进一步提升系统的效率，降低THD(Total Harmoni c Distortion，总谐波失真)。而在CCM模式控制下的PFC中，所述节点电压将无法使图2所示的开关管Q3/Q4实现软开关，此时PFC将存在一个固定的最长死区时间，系统将强制开关管Q3/Q4开通，也就是说实现硬开关。
图4示出了本发明一个实施例中根据所述功率因数校正电路的控制方法进行控制的图腾柱PFC中的电感电流波形和电压波形示意图，其中系统的输出功率为500W。如图4所示，其中电感电流在正弦正半周两端较小时最低值为负，此时PFC工作在CRM模式下，可以提升系统的效率。
图5示出了本发明一个实施例中根据所述功率因数校正电路的控制方法进行控制的图腾柱PFC中在正弦正半周过零点附近的死区自适应波形。如图5所示，升压管(Q4)在节点电压降为零之后开通，整流管(Q3)在节点电压提升至输出电压时开通，系统可以实现软开关。
本发明提出一种功率因数校正电路的控制方法，其可以应用于boost型PFC或者图腾柱PFC进行CRM模式和CCM的自动切换。其中PFC在小电流时工作在CRM模式下，可以在全输入电压范围内实现高频开关管的ZVS；当电流变大自动切换为CCM模式，使电感电流纹波控制在一定范围内，方便了电感及滤波器的设计。并且本方法通过采样节点电压，实现了死区自适应功能，进一步优化了系统的THD、PF(Power Factor，功率因数)等性能。
图6示出了本发明一个实施例中根据所述功率因数校正电路的控制方法进行控制的PFC的效率图。如图6所示，与传统的CCM模式相比，使用本方法进行控制的PFC的中轻载效率明显提升，功率因数高达0.999，峰值效率98.72％，实现了全负载范围内的高效率，具有重要的实用价值。
尽管上文描述了本发明的各实施例，但是，应该理解，它们只是作为示例来呈现的，而不作为限制。对于相关领域的技术人员显而易见的是，可以对其做出各种组合、变型和改变而不背离本发明的精神和范围。因此，此处所公开的本发明的宽度和范围不应被上述所公开的示例性实施例所限制，而应当仅根据所附权利要求书及其等同替换来定义。

Claims (10)

1.一种功率因数校正电路的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
当一个控制周期中的电感峰值电流iPEAK(n)和电感谷值电流iTROUGH(n)满足第一关系时，以CCM的工作模式控制功率因数校正电路中开关管的通断，其中第一关系表示为下式：
iPEAK(n)-iTROUGH(n)＞2IRipple_MAX
其中，IRipple_MAX表示第一预设值；以及
当一个控制周期中电感峰值电流iPEAK(n)和电感谷值电流iTROUGH(n)不满足所述第一关系时，以CRM的工作模式控制功率因数校正电路中开关管的通断。
2.根据权利要求1所述的功率因数校正电路的控制方法，其特征在于，以CRM的工作模式控制功率因数校正电路中开关管的通断时，每个控制周期的滞环电流下限iL(n)以及滞环电流上限iH(n)表示为下式：
iL(n)＝ival
Figure FDA0004047000340000011
其中，ival为负常数值，
Figure FDA0004047000340000012
表示每个控制周期的交流电流参考瞬时值。
3.根据权利要求2所述的功率因数校正电路的控制方法，其特征在于，包括：
计算每个控制周期的交流电流参考瞬时值
Figure FDA0004047000340000013
表示为下式：
Figure FDA0004047000340000014
其中，
Figure FDA0004047000340000015
表示交流电流参考有效值、n表示一个交流电压周期中的控制周期个数、f表示交流电压频率、Δt表示一个控制周期；
其中计算交流电流参考有效值
Figure FDA0004047000340000016
表示为下式：
Figure FDA0004047000340000017
其中，
Figure FDA0004047000340000018
表示输出电流参考有效值、
Figure FDA0004047000340000019
表示输出电压参考值、VAC_RMS表示交流电压有效值。
4.根据权利要求1所述的功率因数校正电路的控制方法，其特征在于，以CCM的工作模式控制功率因数校正电路中开关管的通断时，每个控制周期的滞环电流下限iL(n)、滞环电流上限iH(n)表示为下式：
Figure FDA0004047000340000021
Figure FDA0004047000340000022
其中，
Figure FDA0004047000340000023
表示每个控制周期的交流电流参考瞬时值。
5.根据权利要求2或4所述的功率因数校正电路的控制方法，其特征在于，控制功率因数校正电路中开关管的通断包括：
当一个控制周期中的实时电感电流达到滞环电流下限或滞环电流上限时，控制功率因数校正电路中的开关管执行一次导通和关断。
6.根据权利要求5所述的功率因数校正电路的控制方法，其特征在于，控制功率因数校正电路中的开关管执行一次导通和关断包括：
在CRM工作模式下，以动态死区时间控制功率因数校正电路中的开关管执行一次导通和关断。
7.根据权利要求5所述的功率因数校正电路的控制方法，其特征在于，所述控制功率因数校正电路中的开关管执行一次导通和关断包括：
在CCM工作模式下，以固定死区时间控制功率因数校正电路中的开关管执行一次导通和关断。
8.根据权利要求1所述的功率因数校正电路的控制方法，其特征在于：
当所述功率因数校正电路为图腾柱功率因数校正电路、输入交流电压处于正弦负半周时，并且以CRM的工作模式控制功率因数校正电路中开关管的通断时，每个控制周期的滞环电流下限iL(n)、滞环电流上限iH(n)表示为下式：
iH(n)＝-ival
Figure FDA0004047000340000024
其中，ival为负常数值，
Figure FDA0004047000340000025
表示每个控制周期的交流电流参考瞬时值。
9.一种boost型功率因数校正电路，其特征在于，根据权利要求1-7之一所述的功率因数校正电路的控制方法进行控制。
10.一种图腾柱功率因数校正电路，其特征在于，根据权利要求1-8之一所述的功率因数校正电路的控制方法进行控制。
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