CN115580121A - 防雷击保护的电源供应器 - Google Patents

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颜嘉贤
萧正昌
李哲翰
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Abstract

一种防雷击保护的电源供应器包含浪涌电压抑制装置、电磁干扰控制电路、浪涌电流旁路装置、主动桥式整流电路、功率因数校正电路以及直流对直流转换电路。浪涌电压抑制装置设以提升电源供应器对浪涌电压的耐受度。电磁干扰控制电路耦接浪涌电压抑制装置。浪涌电流旁路装置设以提升电源供应器对浪涌电流的耐受度。主动桥式整流电路设以对输入电压进行整流。功率因数校正电路设以对整流后的输入电压进行调整使得在稳压电容上提供调整输入电压。直流对直流转换电路设以对调整输入电压转换为直流输出电压。

Description

防雷击保护的电源供应器
技术领域
本发明有关一种电源供应器，尤指一种防雷击保护的电源供应器。
背景技术
对于电源供应器的效率要求不断的提高，最大的转折点在于钛金牌的需求，针对功率因数校正线(电)路(power factor correction,PFC)的设计重点会着重于减少全波整流器的损失，目前解决方式常见为两类：其一是将输入端的全波整流器中每个二极管分别并联功率开关(例如MOSFET)，另一种做法则是将PFC设计为无桥式。两种做法的共通点都是要减少全波整流器的导通损失。然而，不管哪一种做法，扣除掉电磁干扰控制电路(EMI)的元件后，与输入端电压连接处都会是MOSFET，因此对于雷击的耐受度相较于使用二极管实现全波整流器减弱许多。
如图1所示，为应用主动桥式(active bridge)的功率因数修正(power factorcorrection,PFC)线路，其中二极管D1～D4为旁路二极管(bypass diode)，功率开关Q1～Q4为主动桥式开关。当雷击产生时，以正电压、正半周的雷击形态为例说明：雷击从火线进入，一部分的雷击能量由压敏电阻VAR(varistor，又可称为变阻器、变阻体或突波吸收器)所吸收，另一部分的雷击能量经由电磁干扰控制电路进到主动桥式开关Q1～Q4。雷击电压为正半周时，功率开关Q1、Q4导通，因此雷击会经由开关Q1、二极管D5、稳压电容Cbulk、开关Q4所形成的路径流动(流窜)。在此状态下，功率开关Q2、Q3截止，二极管D2、D3因为逆向偏压而截止，因此突波电压会直接跨在功率开关Q2、Q3的漏极(drain)与源极(source)上，使得过大的突波电压因为超过功率开关Q2、Q3(即未导通的功率开关)的额定电压而造成功率开关Q2、Q3的损毁。再者，过大的突波电流则因流经功率开关Q1、Q4(即导通的功率开关)使开关的接面(junction)温度过高，造成功率开关Q1、Q4的损毁。
此外，如图2所示，所产生的雷击在正半周时为负电压(即雷击从中性线进入)的情况。此时，功率开关Q1、Q4亦同样导通，然而，因为雷击电压经由功率开关Q3的背接二极管D3以及功率开关Q1所形成的路径，因此，将可能造成功率开关Q1、Q3短路击穿(shortthrough)，而造成功率开关Q1、Q3的损毁。
为此，如何设计出一种防雷击保护的电源供应器，提供对主动桥式(整流)电路的功率开关(MOSFETs)进行雷击电流与雷击电压的双重保护，乃为本案发明人所研究的重要课题。
发明内容
本发明的一目的在于提供一种防雷击保护的电源供应器，解决现有技术的问题。
为达成前目的，本发明所提出的防雷击保护的电源供应器包含浪涌电压抑制装置、电磁干扰控制电路、浪涌电流旁路装置、主动桥式整流电路、功率因数校正电路以及直流对直流转换电路。浪涌电压抑制装置设以提升电源供应器对浪涌电压的耐受度。电磁干扰控制电路耦接浪涌电压抑制装置。浪涌电流旁路装置耦接电磁干扰控制电路，设以提升电源供应器对浪涌电流的耐受度。主动桥式整流电路耦接浪涌电流旁路装置，设以对输入电压进行整流。功率因数校正电路耦接主动桥式整流电路，设以对整流后的输入电压进行调整使得在稳压电容上提供调整输入电压。直流对直流转换电路耦接功率因数校正电路，设以对调整输入电压转换为直流输出电压。
在一实施例中，浪涌电压抑制装置包含雷击保护电路与压敏电阻。压敏电阻串联雷击保护电路，设以抑制浪涌电压在额定电压以下。
在一实施例中，压敏电阻串联雷击保护元件所提供的箝位电压小于主动桥式整流电路的任一功率开关可承受的额定电压
在一实施例中，浪涌电流旁路装置耦接稳压电容，且浪涌电流旁路装置包含第一差模电感与第二差模电感。第一差模电感耦接于主动桥式整流电路与输入电压的火线端之间。第二差模电感耦接于主动桥式整流电路与输入电压的中性线端之间。
在一实施例中，第一差模电感与第二差模电感整合为电感元件。
在一实施例中，浪涌电流旁路装置更包含第一二极管与第二二极管以及第三二极管与第四二极管。第二二极管串联第一二极管以构成第一二极管桥臂。第一二极管桥臂耦接第一差模电感。第四二极管串联第三二极管以构成第二二极管桥臂。第二二极管桥臂耦接第二差模电感。
在一实施例中，当电源供应器于输入电压的正半周时流经浪涌电流时，第一差模电感抑制浪涌电流，使得浪涌电流经由第一二极管与第四二极管旁路至稳压电容。
在一实施例中，当电源供应器于输入电压的负半周时流经浪涌电流时，第二差模电感抑制浪涌电流，使得浪涌电流经由第三二极管与第二二极管旁路至稳压电容。
在一实施例中，电源供应器更包含控制电路。控制电路耦接浪涌电压抑制装置，且接收输入电流。控制电路根据输入电流，致能或禁能主动桥式整流电路。
在一实施例中，控制电路包含电流检测电路、驱动电路以及数字信号处理器。电流检测电路接收输入电流，以产生电流通知信号。驱动电路耦接电流检测电路与主动桥式整流电路，且接收电流通知信号。数字信号处理器耦接电流检测电路与驱动电路，且接收电流通知信号。
在一实施例中，当输入电流小于临界电流值时，数字信号处理器根据电流通知信号产生脉冲宽度调制信号对驱动电路进行控制，以致能主动桥式整流电路。
在一实施例中，当输入电流大于或等于临界电流值时，数字信号处理器根据电流通知信号停止产生脉冲宽度调制信号而不对驱动电路进行控制，以禁能主动桥式整流电路。
在一实施例中，当输入电流小于临界电流值时，数字信号处理器产生回应信号至电流检测电路，使得数字信号处理器根据电流通知信号产生脉冲宽度调制信号对驱动电路进行控制，以致能主动桥式整流电路。
借由所提出的防雷击保护的电源供应器，提供对主动桥式(整流)电路的功率开关(MOSFETs)进行雷击电流与雷击电压的双重保护。
为了能更进一步了解本发明为达成预定目的所采取的技术、手段及功效，请参阅以下有关本发明的详细说明与附图，相信本发明的目的、特征与特点，当可由此得一深入且具体的了解，然而所附图仅提供参考与说明用，并非用来对本发明加以限制。
附图说明
图1：为现有技术的外部雷击对主动桥式的功率因数修正线路影响的第一种情境的电路示意图。
图2：为现有技术的外部雷击对主动桥式的功率因数修正线路影响的第二种情境的电路示意图。
图3：为本发明防雷击保护的电源供应器的方块图。
图4：为本发明防雷击保护的电源供应器的电路方块图。
图5：为本发明防雷击保护的电源供应器的具体电路方块图。
图6：为本发明控制电路相关的波形示意图。
其中，附图标记：
1:浪涌电压抑制装置 2:电磁干扰控制电路
3:浪涌电流旁路装置 4:主动桥式整流电路
5:功率因数校正电路 6:直流对直流转换电路
7:控制电路
LD1:第一二极管桥臂 LD2:第二二极管桥臂
LS1:第一开关桥臂 LS2:第二开关桥臂
N31,N32:节点 N41,N42:节点
Vin:输入电压 Iin:输入电流
Cbulk:稳压电容 Vbulk:调整输入电压
Vout:直流输出电压
Q1～Q4:第一开关～第四开关 D1～D4:第一二极管～第四二极管
71:电流检测电路 72:驱动电路
73:数字信号处理器 VAR:压敏电阻
GDT:雷击保护元件 SPECD:电流通知信号
SFWD:回应信号 SDRV:驱动信号
SPWM:脉冲宽度调制信号
Q1～Q4:功率开关 D1～D4:二极管
具体实施方式
下面结合附图对本发明的结构原理和工作原理作具体的描述：
如图3所示，其为本发明防雷击保护的电源供应器的方块图。所述防雷击保护的电源供应器主要包含浪涌电压抑制装置1、电磁干扰控制电路2、浪涌电流旁路装置3、主动桥式整流电路4、功率因数校正电路5以及直流对直流转换电路6。
浪涌电压抑制装置1的输入侧接收输入电压Vin，例如交流输入电压，设以提升电源供应器对浪涌电压(surge voltage)的耐受度。电磁干扰控制电路2的输入侧耦接浪涌电压抑制装置1的输出侧。
浪涌电流旁路装置3的输入侧耦接电磁干扰控制电路2的输出侧，设以提升电源供应器对浪涌电流(surge current)的耐受度。主动桥式整流电路4的输入侧耦接浪涌电流旁路装置3的输出侧，设以对输入电压Vin进行整流。
功率因数校正电路5的输入侧耦接主动桥式整流电路4的输出侧，设以对整流后的输入电压Vin进行调整使得在稳压电容Cbulk上提供调整输入电压Vbulk。其中，稳压电容Cbulk为电容值较大的电容，用以维持调整输入电压Vbulk的稳定，即稳压电容Cbulk作为调整输入电压Vbulk的稳压之用。
直流对直流转换电路6耦接功率因数校正电路5，设以对调整输入电压Vbulk转换为直流输出电压Vout。举例来说，直流对直流转换电路6用以转换(例如升压或降压)调整输入电压Vbulk的直流电压大小，以符合电源供应器所接的负载所需要的电压电位。
请参见图4所示，本发明防雷击保护的电源供应器更包含控制电路7。控制电路7的输入端耦接浪涌电压抑制装置1的输入端，并且接收输入电流Iin(参后文详述)，并且，控制电路7的输出端耦接主动桥式整流电路4。据此，控制电路7根据输入电流Iin，致能(enable)或禁能(disable)主动桥式整流电路4，以控制对输入电压Vin进行整流。其中，控制电路7的操作详见后文。
请参见图5所示，其为本发明防雷击保护的电源供应器的具体电路方块图，配合参见图4。浪涌电压抑制装置1包含雷击保护元件GDT(例如gas discharge tube，气体放电管)与压敏电阻VAR。压敏电阻VAR串联雷击保护元件GDT，设以抑制浪涌电压在额定电压以下。
在一实施例中，浪涌电流旁路装置3耦接稳压电容Cbulk，且浪涌电流旁路装置3包含两二极管桥臂，分别为第一二极管桥臂LD1与第二二极管桥臂LD2，以及差模电感元件LDM。第一二极管桥臂LD1具有第一二极管D1与串联第一二极管D1的第二二极管D2，且共接于节点N31。第二二极管桥臂LD2具有第三二极管D3与串联第三二极管D3的第四二极管D4，且共接于节点N32。
差模电感元件LDM包含第一差模电感LDM1与第二差模电感LDM2。第一差模电感LDM1耦接于主动桥式整流电路4与输入电压Vin的火线端(live wire end)之间。第二差模电感LDM2耦接于主动桥式整流电路4与输入电压Vin的中性线端(neutral wire end)之间。具体地，第一差模电感LDM1的一端连接第一二极管D1与第二二极管D2共接的节点N31，第一差模电感LDM1的另一端连接第一开关Q1与第二开关Q2共接的节点N41。第二差模电感LDM2的一端连接第三二极管D3与第四二极管D4共接的节点N32，第二模电感LDM2另一端连接第三关Q3第四关Q4接的节点N42。在一实施例中，差模电感元件LDM，即第一差模电感LDM1与第二差模电感LDM2整合为一电感元件。
在一实施例中，主动桥式整流电路4包含两并联的开关桥臂，分别为第一开关桥臂LS1与第二开关桥臂LS2。第一开关桥臂LS1具有第一开关Q1与串联第一开关的第二开关Q2，且共接于节点N41。第二开关桥臂LS2具有第三开关Q3与串联第三开关Q3的第四开关Q4，且共接于节点N42。
当电源供应器于输入电压Vin的正半周时流经浪涌电流时，此时，输入电流Iin大于或等于临界电流值ITH，第一差模电感LDM1抑制浪涌电流，使得浪涌电流经由第一二极管D1与第四二极管D4旁路至稳压电容Cbulk，即浪涌电流产生的能量旁路至稳压电容Cbulk，由稳压电容Cbulk所吸收。
当电源供应器于输入电压Vin的负半周时流经浪涌电流时，此时，输入电流Iin大于或等于临界电流值ITH，第二差模电感LDM2抑制浪涌电流，使得浪涌电流经由第三二极管D3与第二二极管D2旁路至稳压电容Cbulk，即浪涌电流产生的能量旁路至稳压电容Cbulk，由稳压电容Cbulk所吸收。
具体地，当雷击产生时，以正电压、正半周的雷击形态为例说明。一部分的雷击能量由压敏电阻VAR与雷击保护元件GDT所串联的路径所吸收，另一部分的雷击能量流经电磁干扰控制电路2进到浪涌电流旁路装置3。在此状况下，由于雷击电流为高频的电气物理量，因此浪涌电流旁路装置3的第一差模电感LDM1与第二差模电感LDM2则相当于是高阻抗的元件，而使得雷击电流不会流经(以理想状态为例说明)第一差模电感LDM1与第二差模电感LDM2。取而代之的，则是流经二极管D1、二极管D5至稳压电容Cbulk的低阻抗路径，使得此部分的雷击能量由稳压电容Cbulk所吸收，即雷击电流经由二极管D1与二极管D5旁路至稳压电容Cbulk。借此，所旁路的电流不会流经(流入)第一开关～第四开关Q1～Q4，因此能够提供对第一开关～第四开关Q1～Q4的保护。
值得一提，若只有使用压敏电阻VAR，则雷击发生时，压敏电阻VAR所箝位的电压相当的大，举例来说，可达到600伏特以上。然而，即便压敏电阻VAR达到对雷击电压的箝制，然而，所箝制的电压(即600伏特)仍足以使功率开关Q1～Q4(例如MOSFET)损坏。具体地，当输入电压介于90～264伏特之间，压敏电阻VAR是不需要动作的。
因此，需要串联雷击保护元件GDT，此时，雷击保护元件GDT可视为是开关的作用。换言之，一旦通过压敏电阻VAR与雷击保护元件GDT的串联使用，则可选用较低耐压(箝位电压)的压敏电阻VAR。如此，当雷击发生且压敏电阻VAR进行电压箝制的电压可以降低至MOSFET可承受的额定电压以下(视选用的压敏电阻VAR的耐压大小)。如此，可实现对雷击电压的箝制并且达到对第一开关～第四开关Q1～Q4的保护，即不至使第一开关～第四开关Q1～Q4仍由于箝制的电压过高而依旧损毁，如此则失去了保护第一开关～第四开关Q1～Q4的目的。
举例来说，第一开关～第四开关Q1～Q4可承受的额定电压为600伏特，若仅以压敏电阻VAR进行雷击电压的箝制，且若雷击电压为1200伏特，且欲使电压介于90～264伏特时压敏电阻VAR不动作，则所箝制的电压将大于600伏特(例如900伏特)，如此，无法对后级的第一开关～第四开关Q1～Q4提供保护。
故此，若采以压敏电阻VAR与雷击保护元件GDT的串联使用，在相同的条件下(即雷击电压为1200伏特，且欲使电压介于90～264伏特时VAR不动作)，则可选用箝位电压较低(例如400伏特)的压敏电阻VAR，配合最低击穿电压为200伏特的雷击保护元件GDT。如此，当正常电压供电时，由于电压介于90～264伏特，因此，不致使串联的压敏电阻VAR与雷击保护元件GDT动作。一旦1200伏特的雷击电压产生时，则雷击保护元件GDT将瞬间导通，使得压敏电阻VAR将雷击电压箝制在400伏特，其中该电压小于第一开关～第四开关Q1～Q4可承受的额定电压为600伏特。如此，不仅达到对雷击电压的箝制，也达到对第一开关～第四开关Q1～Q4保护的目的。
承前所述，并且配合图5所示。控制电路7包含电流检测电路71、驱动电路72以及数字信号处理器73。电流检测电路71接收输入电流Iin，且根据输入电流Iin产生电流通知信号SPECD。驱动电路72耦接电流检测电路71与主动桥式整流电路4，且接收电流通知信号SPECD。数字信号处理器73耦接电流检测电路71与驱动电路72，且接收电流通知信号SPECD。
配合参见图6所示，当输入电流Iin小于临界电流值ITH时，数字信号处理器73根据电流通知信号SPECD产生脉冲宽度调制信号SPWM对驱动电路72进行控制，以致能主动桥式整流电路4。反之，当输入电流Iin大于或等于临界电流值ITH时，数字信号处理器73根据电流通知信号SPECD停止产生脉冲宽度调制信号SPWM而不对驱动电路72进行控制，以禁能主动桥式整流电路4。
举例来说，当雷击产生时，电流检测电路71根据取样(接收)的输入电流Iin的大小判断其为雷击电流(浪涌电流或突波电流)，因此，使得控制电路7所产生的驱动信号SDRV不对主动桥式整流电路4的第一开关～第四开关Q1～Q4进行驱动，或控制电路7不产生驱动信号SDRV，使得第一开关～第四开关Q1～Q4无法被驱动。因此在此状态下，雷击所产生的一部分的能量将通过浪涌电压抑制装置1的压敏电阻VAR与雷击保护元件GDT所吸收，另一部分的能量将通过二极管D1～D4提供的旁路路径引导至稳压电容Cbulk所吸收，借此达到对第一开关～第四开关Q1～Q4的双重保护。
具体地，如图6所示，当雷击于时间t1发生时，输入电流Iin将会显著地增大。因此，当电流检测电路71检测且判断其所接收到的输入电流Iin大于临界电流ITH时，则判断发生雷击。因此，电流检测电路71产生电流通知信号SPECD或者输出特定电位(例如高电位)的电流通知信号SPECD至驱动电路72与数字信号处理器73。此时，由于数字信号处理器73根据电流通知信号SPECD得知目前为发生雷击的情况，因此，将所产生的脉冲宽度调制信号SPWM由致能电位(例如高电位)转换为禁能电位(例如低电位)或者停止产生脉冲宽度调制信号SPWM，借此不对驱动电路72进行控制，以禁能主动桥式整流电路4的第一开关～第四开关Q1～Q4。
值得一提，由于雷击(或突波)电流发生的时间相当短暂，数字信号处理器73并无法准确地接收有关突波电流的讯息，因此若没有将欲停止驱动第一开关～第四开关Q1～Q4的驱动信号SDRV闩锁(latch)住的话，一旦瞬间的雷击能量通过后，将又会使得驱动信号SDRV被致能而重新驱动第一开关～第四开关Q1～Q4，如此将使得内部累积的雷击能量造成对第一开关～第四开关Q1～Q4的损坏，而失去保护的作用。换言之，在雷击发生时，需要对驱动信号SDRV进行闩锁，以持续维持不对第一开关～第四开关Q1～Q4进行驱动。因此，如图6所示，电流通知信号SPECD持续维持高电位，以通知驱动电路72与数字信号处理器73目前仍须维持对第一开关～第四开关Q1～Q4停止驱动的状态。
当雷击发生一段时间之后，由于输入电压Vin回到稳态的正弦波时(即电源恢复正常)，因此输入电流Iin也降低至临界电流ITH以下。当数字信号处理器73判断输入电流Iin降低至临界电流ITH以下表示雷击发生一段时间之后，数字信号处理器73在图6所示的时间t2时输出特定电位(例如高电位)的回应信号SFWD至电流检测电路71，因此，电流检测电路71在时间t3时，停止产生电流通知信号SPECD或者输出特定电位(例如低电位)的电流通知信号SPECD至驱动电路72与数字信号处理器73。此时，数字信号处理器73可同时在时间t3或时间t3之前将回应信号SFWD转换为低电位。因此，数字信号处理器73根据电流通知信号SPECD为低电位的状态，得知目前为雷击已发生过后一段时间，因此，在时间t4时将所产生的脉冲宽度调制信号SPWM由禁能电位(例如低电位)转换为致能电位(例如高电位)或者开始产生脉冲宽度调制信号SPWM，借此对驱动电路72进行控制，以致能主动桥式整流电路4的第一开关～第四开关Q1～Q4。
综上所述，本发明的防雷击保护的电源供应器，提供对主动桥式(整流)电路的功率开关(MOSFETs)进行雷击电流与雷击电压的双重保护。
当然，本发明还可有其它多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，熟悉本领域的技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。

Claims (13)

1.一种防雷击保护的电源供应器，其特征在于，包含：
一浪涌电压抑制装置，设以提升该电源供应器对一浪涌电压的耐受度；
一电磁干扰控制电路，耦接该浪涌电压抑制装置；
一浪涌电流旁路装置，耦接该电磁干扰控制电路，设以提升该电源供应器对一浪涌电流的耐受度；
一主动桥式整流电路，耦接该浪涌电流旁路装置，设以对一输入电压进行整流；
一功率因数校正电路，耦接该主动桥式整流电路，设以对整流后的该输入电压进行调整使得在一稳压电容上提供一调整输入电压；及
一直流对直流转换电路，耦接该功率因数校正电路，设以对该调整输入电压转换为一直流输出电压。
2.如权利要求1所述的电源供应器，其特征在于，该浪涌电压抑制装置包含：
一雷击保护元件；及
一压敏电阻，串联该雷击保护元件，设以抑制该浪涌电压在一额定电压以下。
3.如权利要求2所述的电源供应器，其特征在于，该压敏电阻串联该雷击保护元件所提供的箝位电压小于该主动桥式整流电路的任一功率开关可承受的额定电压。
4.如权利要求1所述的电源供应器，其特征在于，该浪涌电流旁路装置耦接该稳压电容，且该浪涌电流旁路装置包含：
一第一差模电感，耦接于该主动桥式整流电路与该输入电压的一火线端之间；及
一第二差模电感，耦接于该主动桥式整流电路与该输入电压的一中性线端之间。
5.如权利要求4所述的电源供应器，其特征在于，该第一差模电感与该第二差模电感整合为一电感元件。
6.如权利要求4所述的电源供应器，其特征在于，该浪涌电流旁路装置更包含：
一第一二极管，及
一第二二极管，串联该第一二极管以构成一第一二极管桥臂，该第一二极管桥臂耦接该第一差模电感；
一第三二极管，及
一第四二极管，串联该第三二极管以构成一第二二极管桥臂，该第二二极管桥臂耦接该第二差模电感。
7.如权利要求6所述的电源供应器，其特征在于，当该电源供应器于该输入电压的正半周流经该浪涌电流时，该第一差模电感抑制该浪涌电流，使得该浪涌电流经由该第一二极管与该第四二极管旁路至该稳压电容。
8.如权利要求6所述的电源供应器，其特征在于，当该电源供应器于该输入电压的负半周流经该浪涌电流时，该第二差模电感抑制该浪涌电流，使得该浪涌电流经由该第三二极管与该第二二极管旁路至该稳压电容。
9.如权利要求1所述的电源供应器，其特征在于，更包含：
一控制电路，耦接该浪涌电压抑制装置，且接收一输入电流；
其中，该控制电路根据该输入电流，致能或禁能该主动桥式整流电路。
10.如权利要求9所述的电源供应器，其特征在于，该控制电路包含：
一电流检测电路，接收该输入电流，以产生一电流通知信号；
一驱动电路，耦接该电流检测电路与该主动桥式整流电路，且接收该电流通知信号；及
一数字信号处理器，耦接该电流检测电路与该驱动电路，且接收该电流通知信号。
11.如权利要求10所述的电源供应器，其特征在于，当该输入电流小于一临界电流值时，该数字信号处理器根据该电流通知信号产生一脉冲宽度调制信号对该驱动电路进行控制，以致能该主动桥式整流电路。
12.如权利要求10所述的电源供应器，其特征在于，该输入电流大于或等于该临界电流值时，该数字信号处理器根据该电流通知信号停止产生一脉冲宽度调制信号而不对该驱动电路进行控制，以禁能该主动桥式整流电路。
13.如权利要求12所述的电源供应器，其特征在于，当该输入电流小于该临界电流值时，该数字信号处理器产生一回应信号至该电流检测电路，使得该数字信号处理器根据该电流通知信号产生该脉冲宽度调制信号对该驱动电路进行控制，以致能该主动桥式整流电路。
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