CN115528939A - 包括逆变全桥的转换器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

为了平衡逆变全桥的两个桥臂的开关的热应力，使用具有调制周期Tmod两倍于输入电压的周期T的加减计数器来生成驱动信号。该加减计数器的第一比较值为具有D/4，第二比较值为(2+D)/4，其中，D是占空比，第二半桥为周期为T的移相。在另一实施例中，第二半桥没有移相，但具有不同的比较值，其中，第二半桥的第一比较值为(1‑D/4)，第二半桥的第二比较值为(1‑(2+D)/4)。驱动信号的产生包括：每次在加减计数器的加计数或减计数越过比较值中的一个时，开关被接通或关断，这样，在整个调制周期Tmod上，逆变全桥的每个桥臂的开关可在相同的电流下接通和关断，从而平衡开关损耗，也因此使每个桥臂的热应力达到平衡。

Description

包括逆变全桥的转换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及一种用于控制转换器的方法，该转换器包括逆变全桥，该逆变全桥具有第一输入端子、第二输入端子、第一半桥和第二半桥，所述第一半桥和第二半桥跨接在所述第一输入端子和第二输入端子上；其中，在第一输入端子和第二输入端子之间提供具有周期T的输入电压(Vin)，并且其中，每个半桥包括串联在第一输入端子和第二输入端子之间的第一开关和第二开关；其中，开关的驱动信号利用占空比为D的脉宽调制技术生成。本发明还涉及一种转换器，该转换器包括逆变全桥，该逆变全桥具有第一输入端子、第二输入端子、第一半桥和第二半桥，该第一半桥和第二半桥跨接在所述第一输入端子和第二输入端子上；其中，每个半桥包括串联在第一输入端子和第二输入端子之间的第一开关和第二开关，并且其中，逆变全桥还包括驱动信号发生器，用于利用占空比为D的脉宽调制技术为开关生成驱动信号。
背景技术
移相调制转换器(Phase-shift modulated converter)广泛应用于各种应用。例如，移相调制被用作移相全桥转换器的调制模式，也被应用于LLC转换器，以降低轻载时的增益，并在单级架构中平衡所有负载条件下的交错式LLC转换器。在移相调制中，逆变器的两个半桥(桥臂)都以大约50％的占空比运行，其中，对单个桥臂调制移相，以调整电压传输比。
虽然这是一种易于实现的调制方式，但缺点在于：超前半桥(leading halfbridge)承受的开关损耗总是比滞后桥臂(lagging leg)更大。由于电流在续流间隔中(freewheeling interval)减小，超前桥臂(leading leg)在较大电流下关断，而滞后桥臂在显著较低的电流下关断。此外，由于串联电感中的能量可能不够大，滞后桥臂的这种较低的关断电流可能导致超前桥臂无法进行零电压开关(zero voltage switching,ZVS)。这也可能增加开关损耗。较大的开关损耗导致超前桥臂和滞后桥臂的开关的热失衡。超前桥臂开关的温度总是较高。
这种开关的不均等的应力可能导致一些开关提早失效，从而导致整个逆变器在其他大多数组件仍处于良好状态可以继续工作的时候就提早失效。
为了平衡开关损耗，有的作法是将超前桥臂与滞后桥臂互换。然而，此种作法必须由外部控制，需要对PWM寄存器重新编程，这就形成了非闭合(non-closed)控制方法。
发明内容
本发明的目的是创建一种转换器和一种用于控制前文提到的技术领域的转换器的方法，该方法能够减少甚至消除操作期间开关的热失衡，从而使用闭合调制(closedmodulation)方法。
本发明的关于控制方法的解决方案可参见下面的实施方式。根据本发明，开关(S1、S2、S3、S4)的驱动信号利用占空比为D脉宽调制技术生成，所用加减计数器具有周期Tmod(周期T的两倍)、第一比较值和第二比较值，其中：
第一半桥的第一开关(S1)在加减计数器进行加计数到第一比较值时接通，
第一半桥的第一开关(S1)在加减计数器进行加计数到第二比较值时关断，
第一半桥的第一开关(S1)在加减计数器进行减计数到第二比较值时接通，
第一半桥的第一开关(S1)在加减计数器进行减计数到第一比较值时关断，
第一半桥的第二开关(S3)与第一半桥的第一开关(S1)交错地开关，
其中，第一半桥的第一比较值是D/4，并且其中，第一半桥的第二比较值是(2+D)/4。
因此，本发明提出了一种持续输入电压的两个原始周期的闭合调制方法。加减计数器用于生成驱动信号。计数器有两个比较值D/4和(2+D)/4。在产生的调制中，开启事件从一个比较事件变到下一个比较事件。
这样，本发明能够创建一种易于实现的调制方法，使得逆变全桥的所有开关的接通和开关损耗相等。通过这样的长度为两个周期的调制序列，可以大大减少热失衡，使所有开关都受到同样的应力，从而让开关的温度相同或相似。实验测量结果证明了这一构思，并表明这种调制得到的温度变化可大幅减小。
驱动信号发生器使用例如微处理器等来实现。优选使用数字信号处理器(digitalsignal processor,DSP)，因为DSP应对此类任务较优。
在本发明的一个优选实施例中，第二半桥的第一开关和第二开关的开关方式与第一半桥的第一开关和第二开关相同，只是具有的比较值不同，其中，第二半桥的第一比较值是(1-D/4)，且第二半桥的第二比较值是(1-(2+D)/4)。
在这种情况下，两个半桥的加减计数器相同，这意味着两个半桥之间没有进行移相，只是比较值不同。
不过，除两个半桥使用不同的比较值之外，也可以两个半桥使用相同的比较值。但是在这种情况下，必须在第一半桥和第二半桥的加减计数器之间应用移相。例如，也可以将第一半桥的上述比较值用作第二半桥的比较值，但应用与周期T对应的移相。
在本发明的一个优选实施例中，在调制器周期Tmod的前半部分，加减计数器从最小值逐渐上升到最大值，然后在调制器周期Tmod的后半段，加减计数器从最大值逐渐下降到最小值。最小值优选为零，最大值优选为1。不过，最小值和最大值也可以选择其他不同的值，这将需要对比较值进行适当的调整。例如，如果最小值仍为零，但最大值选择为2，那么比较值必须加倍才能获得相同的结果。
这使得加减计数器的输出波形呈三角形，每次上升和每次下降时，都穿过第一比较值和第二比较值各一次。
本发明关于转换器的解决方案可参见下面的实施方式。根据本发明，驱动信号发生器包括加减计数器，该加减计数器具有第一比较值、第二比较值和周期Tmod，周期Tmod两倍于在第一输入端子和第二输入端子之间提供的输入电压(Vin)的周期T，其中，驱动信号发生器适应于根据如上所述的根据本发明的方法(还包括该方法的优选实施例)生成开关的驱动信号。
因此，本发明提出了一种具有驱动信号发生器的转换器，能够实现一种持续达输入电压的两个原始周期的闭合调制方法。加减计数器用于生成驱动信号。对于前半桥，计数器有两个比较值D/4和(2+D)/4。并且如前所述，计数器优选地为第二半桥具有不同比较值，即，第二半桥的第一比较值是(1-D/4)，第二半桥的第二比较值是(1-(2+D)/4)。在由此而得的调制中，开启事件从一个比较事件变到下一个比较事件。
这样，本发明能够创建一种易于实现的转换器，包括逆变全桥，该转换器可以使用调制方法进行控制，从而使逆变全桥的所有开关具有相等的传导和开关损耗。通过这样长度为两个周期的调制序列，可以大大降低热失衡，使得所有开关都受到相同的应力，从而让开关温度相同或相似。
逆变全桥开关使用例如MOSFET开关来实现，例如硅或碳化硅MOSFET。不过，也可以使用其他类型的MOSFET，或者更一般地，使用其他类型的晶体管。实现开关的最佳选择取决于特定的应用。
在本发明的另一个优选实施例中，转换器包括变压器、连接在该逆变全桥和该变压器初级侧之间的转换器级、连接到该变压器次级侧的整流器和连接到该整流器的输出级，其中，转换器的输出功率在输出级的输出上提供。
本发明可以优选地应用在具有这些元件的转换器中。然而，本发明也可以应用在不含上述一个或多个元件的转换器中。例如，若某转换器向另一个设备提供交流输出功率，则意味着该转换器无需在输出级之前具有整流器。
然而，在可以应用本发明的大多数应用中，转换器不仅包括变压器和位于变压器次级的整流器，而且还包括逆变全桥和变压器之间的转换级。该转换级实际上定义了包括该逆变全桥的转换器的类型。
如上所述，超前桥臂开关也会在电流增加时关断。当超前桥臂开关关断时，进入续流间隔。在该间隔期间，变压器电流减小，使得滞后桥臂开关在续流间隔结束时显著降低的电流下关断。虽然这种效应与其他转换器(例如移相全桥转换器)关系不大，但是给LLC转换器带来了问题，因为谐振电容电压会导致该时间间隔内的谐振电流显著降低，从而导致滞后桥臂在小得多的电流下关断。
通过以这种方式将本发明应用于LLC转换器，可以消除或至少在很大程度上减少这种不平衡。因此，本发明优选地应用于转换级包括LLC谐振回路(resonant tank)的这类转换器中。这意味着转换器是LLC转换器。
在本发明的另一个优选实施例中，转换级包括串联电感和励磁电感(magnetizinginductor)，其中，串联电感串联在逆变全桥与变压器之间，励磁电感并联连接到变压器。这种配置得到了一种移相全桥转换器。尽管本发明优点的表现并没有在例如LLC转换器上一般突出，但本发明还是消除或减少了移相全桥转换器中的开关的热失衡。
在本发明的另一优选实施例中，整流器包括同步整流器。可以是半桥整流器或全桥整流器，其中，同步整流器开关可以根据特定应用的要求来选择。通常使用MOSFET(metaloxide field effect transistor，金属氧化物场效应晶体管)或BJT(bipolar junctiontransistor，双极结型晶体管)。
优选地，同步整流器包括连接到变压器的第一输出端子的第一可控整流器开关、连接到变压器的第二输出端子的第二可控整流器开关，其中，两个可控整流器开关均连接到整流器的第一输出端子，并且其中，变压器的次级包括连接到整流器的第二输出端子的中心抽头。
不过，同步整流器也可以实现为具有可控开关的全桥整流器，从而避免变压器的次级有中心抽头。根据特定应用，中心抽头整流器可能优于全桥整流器，反之也有可能。这不仅适用于同步整流器，也适用于如下所述的二极管整流器。
在本发明的另一优选实施例中，整流器包括全桥二极管整流器。这种整流器包括以桥式配置连接的四个二极管，两个半桥跨变压器输出并联连接，每个半桥包括两个串联的二极管，其中第一半桥的两个开关的公共端子连接到整流器的第一输出端子，第二半桥的两个开关的公共端子连接到整流器的第二输出端子。
不过，二极管整流器也可以被实现为只有两个二极管的中心抽头二极管整流器，这两个二极管的连接方式与上述中心抽头同步整流器的两个可控开关的连接方式类似。
此外，要提到的是，通常也可以使用半波整流器，用二极管或可控开关来实现。只是由于效率更高，故全桥整流器通常是优选。
在本发明的另一优选实施例中，输出级包括输出滤波器，该输出滤波器具有连接在整流器输出端子之间的电容器。然后，负载连接在输出级的电容器上。
在本发明的另一优选实施例中，逆变全桥的开关包括MOSFET，例如硅、碳化硅或氮化镓MOSFET。当然，也可以使用其他类型的MOSFET，或者更一般地，使用其他类型的晶体管。实现开关的最佳选择取决于具体的应用。
应当注意，转换器还可以包括附加元件，例如在逆变全桥之前的直流转换级。此外，上述转换器的各个元件还可以包括特定应用所需的附加组件。
其他有利的实施例和特征组合可参见下面的详细描述和各实施例。
附图说明
在用于说明实施例的附图中，示出了：
图1示出了本领域已知的移相全桥转换器的示意电路图；
图2中的a)部分示出了根据现有技术的图1所示移相全桥转换器的开关方案；
图2中的b)部分示出了使用图2中的a)部分所示的开关方案得到的逆变全桥的电压和电流；
图3示出了根据本发明的LLC转换器的示意电路图；
图4示出了根据本发明的移相逆变全桥的示意电路图；
图5示出了根据本发明的开关方案以及产生的逆变全桥的电压和电流。
在图中，相同的部件被赋予相同的附图标记。
具体实施方式
图1示出了本领域已知的移相全桥转换器1的示意电路图。输入电压Vin连接在第一输入端子2和第二输入端子3之间。移相全桥转换器1还包括逆变全桥4、移相全桥5(移相全桥5包括与具有中心抽头次级的变压器6的初级串联的串联电感器Ls和与具有中心抽头次级的变压器6的初级并联的励磁电感器Lm)、整流器7和输出级8。
逆变全桥4包括连接在输入端子2和输入端子3之间的两个半桥，每个半桥具有两个串联连接的开关。第一半桥包括开关S1、S3，第二半桥包括开关S2、S4。开关S1、S3的公共端子连接到串联电感Ls，开关S2、S4的公共端子连接到移相全桥5的第二端子。整流器包括两个同步整流器S5、S6，各连接到变压器6的一个输出端子，两个同步整流器S5、S6的其他端子连接到输出级8的第一输出端子12。变压器6的次级包括中心抽头18，中心抽头18连接到输出级8的第二输出端子13。输出级包括输出电容器Cout，输出电压Vout跨输出端子12、13提供。
图2中，a)示出了如图1所示的移相全桥转换器的开关方案。在图1-图2所示的实施例中，开关S1和开关S3例如用作超前桥臂，而滞后桥臂开关是开关S2和开关S4。不过，在另一个实施例中，开关S2和开关S4可以用作超前桥臂，滞后桥臂开关是开关S1和开关S3。
在移相调制中，逆变器的两个桥臂均以约50％的占空比工作，其中，对一个桥臂进行调制移相，以调整电压传输比。这种调制得到了续流间隔20，其中，上管开关S1、S2同时接通，或下管开关S3、S4同时接通。续流间隔20由虚线区域标记。
该开关方案的死区时间未在图中明确示出，只是示意性地示出，开关导通的时间相比关断的时间略有延后。
图2中，b)示出了使用a)所示的开关方案得到的逆变全桥的输出电压VAB和输出电流iLS。
如图2中b)所示，超前桥臂开关S1、S3在电流iP2下接通，也在电流iP2下关断。滞后桥臂开关S2、S4在电流iP3下接通，也在电流iP3下关断，其中，电流iP2的绝对值显著大于电流iP3的绝对值。关于这一点，应当注意，电流iP2和电流iP3可以是正的或负的，但绝对值是相同的。
因此，图2中a)所示的开关方案的缺点是：超前半桥要承受的开关损耗始终大于滞后桥臂。超前桥臂的开关S1、S3在较大的电流下关断，而滞后桥臂的开关S2、S4在显著较低的电流下关断。此外，滞后桥臂的这种较低的关断电流可能导致超前桥臂无法进行ZVS，也就加剧了开关损耗，尤其是在轻负载的情况下。串联电感Ls的能量可能不足以确保滞后桥臂进行ZVS，从而导致超前桥臂的导通损耗增加。
当超前桥臂开关S1、S3关断时，进入续流间隔。在此间隔期间，变压器电流减小，使得滞后桥臂开关S2、S4在续流间隔结束时在显著降低的电流下关断。较大的开关损耗导致超前桥臂和滞后桥臂的开关的热失衡。超前桥臂开关的温度总是较高。
图3示出了根据本发明的LLC转换器31的示意电路图，即，用于应用如图5所示的根据本发明的开关方案。
输入电压Vin跨接在第一输入端子2和第二输入端子3之间。LLC转换器31还包括逆变全桥4、LLC谐振回路35、次级具有中心抽头的变压器6、整流器7和输出级8。LLC谐振回路35包括谐振电感器Lr、励磁电感器Lm和谐振电容器Cr。谐振电感Lr和谐振电容Cr串联连接，励磁电感Lm与变压器6的初级并联连接。
逆变全桥4包括连接在输入端子2、3之间的两个半桥，每个半桥具有两个串联的开关。第一半桥包括开关S1和开关S3，第二半桥包括开关S2和开关S4。开关S1、S3的公共端子连接到谐振电感Lr，开关S2、S4的公共端子连接到谐振电容Cr。整流器包括两个同步整流器S5、S6，每个都连接到变压器6的一个输出端子，两个同步整流器S5、S6的另一个端子连接到输出级8的第一输出端子12。变压器6的次级包括中心抽头18，中心抽头18连接到输出级8的第二输出端子13。输出级包括输出电容器Cout，输出电压Vout通过输出端子12、13提供。
开关S1-S4使用例如碳化硅MOSFET、硅MOSFET或氮化镓MOSFET来实现。不过，也可以使用其他类型的MOSFET，或更一般地，使用其他类型的晶体管。实现开关的最佳选择取决于具体的应用。
图4示出了根据本发明的移相全桥转换器41的示意电路图，即，用于应用如图5所示的根据本发明的开关方案。
输入电压Vin跨接在第一输入端子2和第二输入端子3之间。移相全桥变换器1还包括逆变全桥4、移相全桥5(移相全桥5包括与变压器6的初级串联的串联电感器Ls和与变压器6的初级并联的励磁电感器Lm)、整流器7和输出级8。
逆变全桥4包括连接在输入端子2和输入端子3之间的两个半桥，每个半桥具有两个串联的开关。第一半桥包括开关S1、S3，第二半桥包括开关S2、S4。开关S1、S3的公共端子连接到串联电感Ls，开关S2、S4的公共端子连接到移相全桥5的第二端子。整流器包括四个二极管D1、D2、D3、D4，它们以全桥配置连接在变压器6的次级。二极管D1和二极管D2的公共端子连接到输出级8的第一输出端子12，二极管D3和二极管D4的公共端子连接到输出级8的第二输出端子13。输出级包括输出电容器Cout，输出电压Vout通过输出端子12、13提供。
同样地，开关S1-S4使用例如碳化硅MOSFET或硅MOSFET来实现。不过，也可以使用其他类型的MOSFET，或更一般地，使用其他类型的晶体管。实现开关的最佳选择取决于具体的应用。
图5示出了根据本发明的开关方案，该开关方案可以应用于如图1所示的移相全桥转换器1，该移相全桥转换器1包括中心抽头同步整流器；可以应用于如图3所示的包括中心抽头同步整流器的LLC转换器31；还可以应用于如图4所示的包括二极管全桥整流器的移相全桥转换器41。
图5中，a)示出了开关S1的开关方案，b)示出了开关S3的开关方案，c)示出了开关S2的开关方案，d)示出了开关S4的开关方案。
需要注意的是，由驱动信号发生器生成的控制信号本身没有在图5中示出。
还需要注意的是，开关方案的死区时间未在图中明确示出，而只是示意性地示出，开关导通的时间相比关断的时间略有延后。
图5中，e)示出了加减计数器40，加减计数器40的周期两倍于输入电压Vin的周期T。加减计数器40从其最小值0开始，在一个周期T内逐渐上升到其最大值1，然后在一个周期T内从其最大值1逐渐下降到其最小值0。因此，加减计数器40具有2T的周期，其也被称为调制周期Tmod。图5中的e还示出了第一比较值41(其具有值D/4)以及第二比较值42(其具有值(2+D)/4)。
需要注意的是，在图5所示的示例中，e)所示的第一比较值和第二比较值用于两个半桥，即，用于开关S1和开关S3以及开关S2和开关S4。因此，第二半桥的开关S2和开关S4的加减计数器包括移相T。不过，为清楚起见，图5中未示出用于第二半桥的这个加减计数器。
图5中未示出的是另一个示例，其中，在两个半桥之间没有应用移相，并且两个半桥使用了相同的加减计数器40。在这种情况下，第一半桥的比较值将与图5中的e)所示的相同，即，比较值41具有值D/4，且第二比较值42具有值(2+D)/4。但是，第二半桥的比较值会有所不同。第一比较值是1-D/4，第二比较值是(1-2+D)/4。
从图5中的a)到e)可以看出：
-当加减计数器40进行加计数越过第一比较值41时，开关S1被接通；当加减计数器40进行加计数越过第二比较值42时，开关S1被关断。然后，当加减计数器40进行减计数越过第二比较值42时，开关S1被接通；当加减计数器40进行减计数越过第一比较值41时，开关S1被关断；
-在加减计数器40进行加计数越过第一比较值41时，开关S3被关断；在加减计数器40进行加计数越过第二比较值42时，开关S3被接通。然后，在加减计数器40进行减计数越过第二比较值42时，开关S3被关断；在加减计数器40进行减计数越过第一比较值41时，开关S3被接通。
因此，开关S3与开关S1交错地开关。从图5中的a)到e)可以进一步看出，
-开关S2以与开关S3相同的方式接通和关断，但包括移相周期T，
-开关S4以与开关S1相同的方式接通和关断，但也包括移相周期T。
同样地，开关S2和开关S4也彼此交错开关。
图5中的f)示出了由此而得的逆变全桥4的输出电压。图5中的g)示出了由此而得的逆变全桥4的输出电流iLs。
尽管如图5中的g)所示的逆变全桥4的输出电流iLs与如图2中的b)所示的输出电流iLs没有区别，但从图5中的a)到d)可以看出，在单个调制周期Tmod＝2T期间：
-开关S1在电流iP3接通一次，并且在电流iP2接通一次，
-开关S1在电流iP3关断一次，并且在电流iP2关断一次，
-开关S3在电流iP2接通一次，并且在电流iP3接通一次，并且，
-开关S3在电流iP3关断一次，并且在电流iP2关断一次。
并且，
-开关S2在电流iP3接通一次，并且在电流iP2接通一次，
-开关S2在电流iP2关断一次，并且在电流iP3关断一次，
-开关S4在电流iP3接通一次，并且在电流iP2接通一次，并且，
-开关S4在电流iP3关断一次，并且在电流iP2关断一次。
或者换句话说，所有开关S1-S4在较高电流iP2和较低电流iP3下接通和断开的次数相同。
因此，如图5所示的开关方案不存在其中一条桥臂比另一条桥臂承受的开关损耗更大这样的缺点。在2T的单个调制周期内，所有开关的关断和接通电流都是相同的。
因此，所有开关S1-S4的热应力相同。并且在移相全桥转换器中，由于串联电感的能量太小，在轻负载条件下不会导致ZVS无法进行。
根据本发明的开关方案不仅可以应用于上述逆变器配置，还可以应用于包括二极管全桥整流器的LLC转换器。此外，也可以应用于其他转换器配置，包括如上所述的逆变全桥，而与转换级和次级整流器的具体实现无关。
综上所述，需要注意的是，本发明能够创建一种转换器，该转换器包括逆变全桥和相应的闭合调制方法，该方法减少甚至消除了逆变全桥的开关在工作期间的热失衡。

Claims (12)

1.一种用于控制包括逆变全桥的转换器的方法，所述逆变全桥具有第一输入端子、第二输入端子、第一半桥和第二半桥，所述第一半桥和所述第二半桥跨接在所述第一输入端子和所述第二输入端子之间，其中，在所述第一输入端子和所述第二输入端子之间，提供具有周期T的输入电压，其中，每个半桥包括串联在所述第一输入端子和所述第二输入端子之间的第一开关和第二开关，
所述方法的特征在于，
使用占空比为D的脉宽调制技术生成所述各开关的驱动信号，所述脉宽调制技术使用的加减计数器具有周期Tmod、第一比较值和第二比较值，所述周期Tmod两倍于所述周期T，
当所述加减计数器进行加计数到所述第一比较值时，接通所述第一半桥的所述第一开关，当所述加减计数器进行加计数到所述第二比较值时，关断所述第一半桥的所述第一开关，
当所述加减计数器进行减计数到所述第二比较值时，接通所述第一半桥的所述第一开关，当所述加减计数器进行减计数到所述第一比较值时，关断所述第一半桥的所述第一开关，
所述第一半桥的第二开关与所述第一半桥的所述第一开关交错地开关，
其中，所述第一半桥的所述第一比较值是D/4，并且其中，所述第一半桥的所述第二比较值是(2+D)/4。
2.根据权利要求1所述的方法，包括以与所述第一半桥的所述第一开关和所述第二开关相同的方式，对所述第二半桥的第一开关和第二开关进行开关，其中，所述第二半桥的第一比较值是(1-D/4)，并且其中，所述第二半桥的第二比较值是(1-(2+D)/4)。
3.根据权利要求1或2所述的方法，其中，在所述调制器周期Tmod的前半段，所述加减计数器从最小值逐渐上升到最大值，然后在所述调制器周期Tmod的后半段，所述加减计数器从所述最大值逐渐下降到所述最小值，其中，所述最小值优选为零，并且所述最大值优选为1。
4.一种转换器，包括逆变全桥，所述逆变全桥具有第一输入端子、第二输入端子、第一半桥和第二半桥，所述第一半桥和所述第二半桥跨接在所述第一输入端子和所述第二输入端子之间，每个半桥包括串联在所述第一输入端子和所述第二输入端子之间的第一开关和第二开关，还具有驱动信号发生器，用于使用占空比D的脉宽调制技术，为所述各开关生成驱动信号，
所述转换器的特征在于，
所述驱动信号发生器包括加减计数器，所述加减计数器具有第一比较值、第二比较值和周期Tmod，所述周期Tmod两倍于所述第一输入端子和所述第二输入端子之间提供的输入电压的周期T，其中，所述驱动信号发生器适配于为根据权利要求1至3中任一项所述的方法中所述的各开关产生驱动信号。
5.根据权利要求4所述的转换器，还包括变压器、连接在所述逆变全桥和所述变压器的初级侧之间的转换级、连接到所述变压器的次级侧的整流器、以及连接到所述整流器的输出级，其中，在所述输出级的输出端提供所述转换器的输出功率。
6.根据权利要求5所述的转换器，其中，所述转换级包括LLC谐振回路。
7.根据权利要求5所述的转换器，其中，所述转换级包括串联电感器和励磁电感器，其中，所述串联电感串联在所述逆变全桥与所述变压器之间，并且所述励磁电感与所述变压器并联。
8.根据权利要求5至7中任一项所述的转换器，其中，所述整流器包括同步整流器。
9.根据权利要求8所述的转换器，其中，所述同步整流器包括连接到所述变压器的第一输出端子的第一可控整流器开关、连接到所述变压器的第二输出端子的第二可控整流器开关，其中，两个可控整流器开关均连接到所述整流器的第一输出端，并且其中，所述变压器的次级包括连接到所述整流器的第二输出端子的中心抽头。
10.根据权利要求5至7中任一项所述的转换器，其中，所述整流器包括二极管全桥整流器。
11.根据权利要求5至7中任一项所述的转换器，其中，所述输出级包括输出滤波器，所述输出滤波器具有连接在所述整流器的输出端子之间的电容器。
12.根据权利要求5至7中任一项所述的转换器，其中，所述逆变全桥的开关包括MOSFET。
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