CN115498872A - 电荷泵型升压电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于电荷泵型升压电路，包括：升压电路，通过电源电压对飞跨电容器进行充电，使用电荷泵操作以对飞跨电容器的充电电压进行升压，并且使得升压电压对输出电容器进行放电；以及调整器，具有误差放大器，用于获得升压电路的输出电压与参考电压之间的误差，并根据该误差来控制升压电路的充电过程。其中，调整器还包括空载模式控制电路，通过检测误差放大器的输出来判断升压电路的输出端是否处于空载，当升压电路的输出端处于空载的情况下时，空载模式控制电路通过在升压电路的输出端施加一个电流窄脉冲来消耗飞跨电容器和输出电容器中的多余电荷，以稳定输出电压，避免了空载情况下电路的实际输出电压偏高的问题。

Description

电荷泵型升压电路

技术领域

本发明涉及电源技术领域，更具体地，涉及一种电荷泵型升压电路。

背景技术

电荷泵又称为开关负载电容式电压变换器，是一种利用所谓的“快速”或“泵送”负载电容来储能的变换器。可以使得输入电压升高或降低，也可以用于产生负电压，广泛应用于电源、存储器以及射频芯片中。

现有技术的电荷泵型升压电路包括升压电路和调整器，升压电路通过电源电压对飞跨电容进行充电，使用电荷泵操作以对飞跨电容器的充电电压进行升压，并且使得升压电压对输出电容器进行放电，所述调整器通过用于划分升压电路的输出电压以产生分压的分压器来形成，并将分压与参考电压相比较来向升压电路提供时钟信号，以将升压电路的输出电压调整到目标电压，其将在稍后进行详细的说明。

当电荷泵型升压电路工作在空载且处于Force PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)模式下时，负载并不对芯片产生实际损耗，当输入电压低于输出电压时，芯片的部分电路在开关过程中需要通过升压电路的输出电压进行供电，这使得输出电压上实际上存在一定的负载。而当芯片的输入电压高于输出电压时，该部分电路转而通过芯片外接的电源进行供电，这使得输出电压上的负载趋近于0。

对于电荷泵型升压电路，当电源电压高于预设的输出电压时，在Force PWM的工作模式下，输出电容器和飞跨电容器上的电压纹波进行着周期性的变化，考虑到由于开关速度的不匹配而造成的一系列非理想的效应，在空载情况下这两个电容器之间仍然存在着周期性的电荷交换。对于飞跨电容器，其主要的电荷消耗来自每次升压阶段对于输出电容器的电荷补充，而其电荷补充主要来自于每次备用阶段充电开关元件对其的充电以及由于开关速度不匹配而导致的输出电容器至飞跨电容器的电流反灌。由于空载情况下输出电容器在每个周期消耗的电荷量都很低，这导致飞跨电容器上的电荷不断聚集增多，使得升压阶段飞跨电容器对输出电容器的充电能力不断变强，升压电路的输出电压不断抬升。

所以，现有技术的电荷泵型升压电路在空载情况下存在实际输出电压偏高的问题。

发明内容

鉴于上述问题，本发明的目的在于提供一种电荷泵型升压电路，可以在空载情况下通过在升压电路的输出端施加一个电流窄脉冲来消耗飞跨电容器和输出电容器中的多余电荷，以稳定输出电压。

根据本发明实施例，提供了一种电荷泵型升压电路，包括：升压电路，通过电源电压对飞跨电容器进行充电，使用电荷泵操作以对所述飞跨电容器的充电电压进行升压，并且使得升压电压对输出电容器进行放电；以及调整器，具有一误差放大器，所述误差放大器用于获得所述升压电路的输出电压与参考电压之间的误差，并根据该误差来控制所述升压电路的充电过程，以使得所述升压电路的输出电压接近于目标电压，其中，所述调整器还包括空载模式控制电路，所述空载模式控制电路通过检测所述误差放大器的输出来判断所述升压电路的输出端是否处于空载，当所述升压电路的输出端处于空载的情况下时，所述空载模式控制电路通过在所述升压电路的输出端施加一个电流窄脉冲来消耗所述飞跨电容器和所述输出电容器中的多余电荷，以稳定所述输出电压。

可选的，所述空载模式控制电路包括：检测模块，用于将所述误差放大器输出的误差信号与设定的阈值电压进行比较以产生一使能信号；以及下拉模块，连接于所述升压电路的输出端和地之间，所述下拉模块受控于所述使能信号以提供所述升压电路的输出端至地的下拉电流。

可选的，所述空载模式控制电路还包括：第一缓冲器，用于对所述使能信号进行放大，并将放大后的使能信号施加到所述下拉模块的控制端。

可选的，所述检测模块包括：第一晶体管，所述第一晶体管的控制端用于接收所述误差信号，第一端用于与所述电源电压连接；第二晶体管，所述第二晶体管的第一端用于与所述电源电压连接，控制端和第二端彼此连接；第一电流源，所述第一电流源的第一端用于与所述第一晶体管和所述第二晶体管的第二端连接，第二端用于与地连接；以及连接于所述电源电压和地之间的第三晶体管和第二电流源，所述第三晶体管的控制端用于与所述第二晶体管的控制端连接，所述第三晶体管和所述第二电流源的公共节点用于输出所述使能信号。

可选的，所述第一晶体管、所述第二晶体管以及所述第三晶体管包括P型金属氧化物半导体场效应晶体管。

可选的，所述下拉模块包括：依次连接于所述升压电路的输出端和地之间的第一电阻器和第四晶体管，所述第四晶体管的控制端用于接收所述放大后的使能信号。

可选的，所述第四晶体管包括N型金属氧化物半导体场效应晶体管。

可选的，所述升压电路还包括：连接在所述电源电压和所述飞跨电容器的第一端之间的第一充电开关元件；连接在所述飞跨电容器的第二端和接地端之间的第二充电开关元件；连接在所述电源电压和所述飞跨电容器的第二端之间的第一放电开关元件；以及连接在所述飞跨电容器的第一端和所述输出电容器的第一端之间的第二放电开关元件。

可选的，所述调整器还包括：第二缓冲器，用于将所述误差放大器输出的误差信号转换成强驱动能力的误差放大信号；以及逻辑电路，用于根据时钟信号以及所述误差放大信号产生驱动第一和第二充电开关元件的第一驱动信号，以及驱动第一和第二放电开关元件的第二驱动信号。

可选的，所述逻辑电路基于所述时钟信号确定所述第一驱动信号和所述第二驱动信号的开关周期，以及所述逻辑电路基于所述误差放大信号相对于电源电压的压差确定所述第一驱动信号和所述第二驱动信号的驱动能力。

综上所述，本发明实施例的电荷泵型升压电路的调整器包括空载模式控制电路，空载模式控制电路通过检测误差放大器的输出来判断升压电路的输出端是否处于空载情况，当系统处于空载情况下时，空载模式控制电路在升压电路的输出端施加一个电流窄脉冲，以此消耗飞跨电容器和输出电容器在连续开关下积累的多余电荷，从而将升压电路的输出电压钳位至目标电压附近，避免了空载情况下电路的实际输出电压偏高的问题。

此外，本发明的空载模式控制电路通过闭环控制电流窄脉冲的持续时间以及周期，可以使得放电过程对于系统的影响可控，避免因为过度调节而导致输出电压的降低。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1示出了现有技术的一种电荷泵型升压电路的电路示意图；

图2示出了图1中的电荷泵型升压电路的工作波形图；

图3示出了根据本发明实施例的电荷泵型升压电路的电路示意图；

图4示出了图3中的空载模式控制电路的电路示意图；

图5示出了图4中的空载模式控制电路的工作波形图。

具体实施方式

以下将参照附图更详细地描述本发明的各种实施例。在各个附图中，相同的元件采用相同或类似的附图标记来表示。为了清楚起见，附图中的各个部分没有按比例绘制。

应当理解，在以下的描述中，“电路”可包括单个或多个组合的硬件电路、可编程电路、状态机电路和/或能存储由可编程电路执行的指令的元件。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以直接耦合或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦合到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

下面结合附图和实施例对本发明进一步说明。

图1示出了现有技术的一种电荷泵型升压电路的电路示意图。如图1所示，现有技术中的电荷泵型升压电路100通过升压电路110和调整器120来构成，其中升压电路110用于将输入电压的电源电压VDD升压以产生升压电压，也就是输出电压Vout。所述调整器120用于将升压电路110的输出电压Vout调整到目标电压。在这种情况中，调整器120根据升压电路110的输出电压Vout而调整时钟信号CLK以产生驱动信号CPS1和CPS2并且将其传输到升压电路110。

升压电路110通过四个开关SW1、SW2、SW3和SW4，飞跨电容器Cfly和输出电容器Cout构成。其中，作为充电开关元件的SW1和SW3开关组以及作为放电开关元件的SW2和SW4开关组通过时钟信号CLK互补性地接通(ON)和断开(OFF)。也就是说，在时钟信号CLK＝“0”(低电平)的备用状态，开关SW1和SW3接通，同时开关SW2和SW4断开，以使得电源电压VDD对飞跨电容器Cfly进行充电。另一方面，在时钟信号CLK＝“1”(高电平)的升压状态，开关SW1和SW3断开，同时开关SW2和SW4接通，以使得电源电压VDD被叠加到飞跨电容器Cfly的充电电压上。这样，交替重复上述的备用状态和升压状态，就可以使得输出电容器Cout上的电压变得比电源电压VDD更高。

如果备用状态和升压状态的持续周期长，以足以分别对飞跨电容器Cfly和输出电容器Cout进行充电，那么在它们的饱和状态上，升压电路110的输出电压Vout将变成2*VDD的电压。相反的，如果备用状态和升压状态的持续周期不足以分别对飞跨电容器Cfly和输出电容器Cout进行充电，那么在它们的非饱和状态上，升压电路110的输出电压Vout将变得小于2*VDD的电压。也就是，提供调整器120可以使得升压电路110的输出电压Vout成为小于2*VDD的电压的目标电压。

调整器120包括分压器121、误差放大器122、缓冲器123、反相器124以及驱动器125和126。其中，分压器121用于产生升压电路110的输出电压Vout的分压，即反馈电压Vfb。误差放大器122用于比较反馈电压Vfb与参考电压Vref以产生误差信号Vea，缓冲器123用于将误差信号Vea转换成DC电压相同但具有较强驱动能力的误差放大信号Ipump，缓冲器123的输出连接到驱动器125和126的接地端，即误差放大信号Ipump作为最后一级的驱动器的地。反相器124用于获得时钟信号CLK的反相信号，驱动器125用于根据时钟信号CLK的反相信号获得驱动充电开关元件SW1和SW3的第一驱动信号CPS1，驱动器126用于根据时钟信号CLK获得驱动放电开关元件SW2和SW4的第二驱动信号CPS2，也就是，充电开关元件SW1和SW3以及放电开关元件SW2和SW4的周期性开关受时钟信号CLK的控制，当时钟信号CLK翻高或者翻低时，充电开关元件和放电开关元件交替接通，开启时开关元件的VGS电压由误差放大信号Ipump相对于电源的压差决定。当电路的外部应用条件发生变化时，调整器120通过反馈检测输出状态，并利用系统闭环调整误差放大信号Ipump以改变充电开关元件和放电开关元件开启后的VGS电压，最终实现恒定的电压输出。

并且，通过Vfb＝Vout*R2/(R1+R2)来表示反馈电压Vfb。从而，调整器120调整升压电路110的输出电压Vout，以使得输出电压Vout接近于通过Vref*(R1+R2)表示的目标电压。

所以，通过调节参考电压Vref和电阻R1和R2中的一个或多个而能够设置目标电压。

接下来参考图2来解释图1中的电荷泵型升压电路的工作过程，其中被施加到升压电路110的输出电压Vout的负载相对较小。

首先，在时刻t1，时钟信号CLK为高电平，以至于第一驱动信号CPS1为低电平，第二驱动信号CPS2为高电平，因此升压电路110处于升压状态，在该状态中，开关SW1和SW3断开并且开关SW2和SW4接通，此时飞跨电容器Cfly对输出电容器Cout和负载进行放电，飞跨电容器Cfly的电压Vfly逐渐降低，输出按压Vout逐渐升高。

接下来，在时刻t2，时钟信号CLK从高电平切换到低电平，以至于第二驱动信号CPS2也从高电平切换到低电平，因此升压电路110处于备用状态，在该状态中，开关SW2和SW4断开。在时刻t3，第一驱动信号CPS1从低电平切换到高电平，可以理解，为了避免升压电路中的开关贯通，需要在充电开关元件和放电开关元件之间设置一定的死区时间，由于开关速度的不匹配，导致输出电容器Cout向飞跨电容器Cfly提供了一定的反灌电流，以至于飞跨电容器上的电压Vfly被快速抬高，之后通过充电开关元件SW1和SW3对飞跨电容器Cfly进行充电，以至于飞跨电容器上的电压Vfly逐渐上升。在时刻t4，第一驱动信号CPS1由高电平切换到低电平，开关SW1和SW3断开。

接下来，在时刻t5，时钟信号CLK再次从低电平切换成高电平，第二驱动信号CPS2也从低电平切换成高电平，因此，升压电路110进入另一个备用状态。同时，依旧由于开关速度的不匹配，导致输出电容器Cout再次向飞跨电容器Cfly提供了一定的反灌电流，使得飞跨电容器Cfly上的电压Vfly再次抬升。

在t5时刻之后，交替重复与从时刻t1到时刻t2相似的升压状态以及与从时刻t2到时刻t5相似的备用状态。

由以上的描述可知，在Force PWM工作模式下，输出电容器Cout和飞跨电容器Cfly上的电压纹波一直进行着周期性的变化，对于飞跨电容器Cfly而言，其电荷消耗主要来源于升压状态下对于输出电容器Cout的电荷补充，而其电荷补充主要来自于备用状态下充电开关元件对其的充电以及由于开关速度不匹配导致的输出电容器Cout对飞跨电容器Cfly的电流反灌。而由于在空载情况下输出电容器Cout在每个周期中消耗的电荷量很低，这使得飞跨电容器Cfly上的电荷不断聚集增多。同时，放电开关元件由于飞跨电容器Cfly上的压降的增大，导致其在接通时的VDS电压逐步抬升，使得飞跨电容器Cfly在升压状态下对输出电容器Cout的充电能力不断增强，导致输出电压不断抬高。

为了保证固定的输出电压，调整器120可以自动做出调整，随着输出电压Vout的抬高，误差放大器122的输出会拉高，这使得误差放大信号Ipump也会相应的被抬高，使得开关SW1和SW2在接通时候的栅源电压VGS电压减小，以此来减弱开关对飞跨电容器Cfly和输出电容器Cout的充电能力来控制输出。

理想情况下，在Force PWM工作模式下开关SW1和SW2最终均会趋于断开，但是在实际的电路工作中，每次时钟信号CLK由低电平切换为高电平开关SW1都会对飞跨电容器Cfly进行瞬态的电荷补充，这导致飞跨电容器Cfly上的电压差逐步增大并趋近于电源电压VDD，而当开关SW2接通的瞬间，飞跨电容器Cfly与输出电容器Cout之间同样存在瞬态的电荷交换，这使得两个电容器上的电压差逐步逼近并同时趋向于电源电压VDD，而此时由于系统环路的调整，误差放大器122的输出已经接近电源电压，开关SW1和SW2均趋向断开，系统已经没有环路调整能力，最终导致输出电压Vout在该工作模式下达到电源电压，造成当电源电压VDD高于预设的目标电压时，电路的实际输出电压偏高的问题。

图3示出了根据本发明实施例的电荷泵型升压电路的电路示意图。如图3所示，电荷泵型升压电路200包括升压电路210和调整器220。其中升压电路210用于将输入电压的电源电压VDD升压以产生升压电压，也就是输出电压Vout。所述调整器220用于将升压电路210的输出电压Vout调整到目标电压。在这种情况中，调整器220根据升压电路110的输出电压Vout而调整时钟信号CLK以产生第一驱动信号CPS1和第二驱动信号CPS2并且将其传输到升压电路210。

升压电路210通过四个开关SW1、SW2、SW3和SW4，飞跨电容器Cfly和输出电容器Cout构成。开关SW1连接在电源电压VDD和飞跨电容器Cfly的第一端之间，开关SW3连接在飞跨电容器Cfly的第二端和接地端之间，开关SW2连接在电源电压VDD和飞跨电容器Cfly的第二端之间，开关SW4连接在飞跨电容器Cfly的第一端和输出电压Vout的输出端子之间，输出电容器Cout的第一端与输出电压Vout的输出端子连接，第二端与接地端连接。

其中，作为充电开关元件的SW1和SW3开关组以及作为放电开关元件的SW2和SW4开关组通过时钟信号CLK互补性地接通(ON)和断开(OFF)。也就是说，在时钟信号CLK＝“0”(低电平)的备用状态时，开关SW1和SW3接通，同时开关SW2和SW4断开，以使得电源电压VDD对飞跨电容器Cfly进行充电。另一方面，在时钟信号CLK＝“1”(高电平)的升压状态时，开关SW1和SW3断开，同时开关SW2和SW4接通，以使得电源电压VDD被叠加到飞跨电容器Cfly的充电电压上。这样，交替重复备用状态和升压状态，就可以使得输出电容器Cout上的电压变得比电源电压VDD更高。

如果备用状态和升压状态的持续周期长，以足以分别对飞跨电容器Cfly和输出电容器Cout进行充电，那么在它们的饱和状态上，升压电路210的输出电压Vout将变成2*VDD的电压。相反的，如果备用状态和升压状态的持续周期不足以分别对飞跨电容器Cfly和输出电容器Cout进行充电，那么在它们的非饱和状态上，升压电路210的输出电压Vout将变得小于2*VDD的电压。也就是，提供调整器220可以使得升压电路210的输出电压Vout成为小于2*VDD的电压的目标电压。

调整器220可以包括分压器201、误差放大器202、缓冲器203、逻辑电路204以及空载模式控制电路205。

其中，分压器201用于产生升压电路210的输出电压Vout的分压，即反馈电压Vfb。具体的，分压器201包括电阻器R1和R2，电阻器R1和R2依次连接于升压电路210的输出电压Vout和地之间，二者的分压节点用于输出所述反馈电压Vfb，即反馈电压Vfb＝Vout*R2/(R1+R2)。

误差放大器202用于比较反馈电压Vfb与参考电压Vref以产生误差信号Vea，缓冲器203用于将误差信号Vea转换成DC电压相同但具有较强驱动能力的误差放大信号Ipump。

逻辑电路204用于根据时钟信号CLK和误差放大信号Ipump产生驱动充电开关元件SW1和SW3的第一驱动信号CPS1以及驱动放电开关元件SW2和SW4的第二驱动信号CPS2。也就是，升压电路210中的充电开关元件和放电开关元件的周期性受时钟信号CLK控制，当时钟信号CLK翻高或者翻低时，充电开关元件和放电开关元件交替接通，接通时开关元件的栅源电压VGS由误差放大信号Ipump相对于电源的压差决定。具体的，逻辑电路204包括反相器241以及驱动器242和243。其中，反相器241用于获得时钟信号CLK的反相信号，驱动器242的输入端用于接收时钟信号CLK的反相信号，接地端与误差放大信号Ipump连接，输出端用于输出第一驱动信号CPS1，驱动器243的输入端用于接收时钟信号CLK，接地端与误差放大信号Ipump连接，输出端用于输出所述第二驱动信号CPS2。

空载模式控制电路205通过检测误差放大器202的输出来判断升压电路210的输出端是否处于空载，如上文所述，误差放大器202的输出电压在Force PWM空载模式下会逐渐抬升，当误差放大器202的输出超过设定的阈值时，空载模式控制电路205判定系统处于空载情况下，继而空载模式控制电路205在升压电路210的输出端施加一个电流窄脉冲，以此消耗飞跨电容器Cfly和输出电容器Cout在连续开关下积累的多余电荷，来稳定电路的输出电压。在这种模式下，误差放大器202的输出平均值不会使得升压电路210中的开关断开，这使得系统内的电压环能够正常运行，将升压电路210的输出电压Vout钳位到目标电压。

图4进一步示出了图3中的空载模式控制电路205的电路示意图。如图4所示，空载模式控制电路205包括检测模块251、缓冲器252以及下拉模块253。检测模块241用于根据误差放大器202输出的误差信号Vea的电压高低来判断所述升压电路的输出端是否出现空载，并在所述升压电路的输出端处于空载的情况下输出有效的使能信号EN。

具体的，检测模块251包括晶体管MP1、MP2和MP3以及电流源I1和I2，晶体管MP1、MP2和MP3例如通过P型MOSFET(P-Channel-Metal-Oxide-Semiconductor，P型金属氧化物半导体场效应晶体管)实现，晶体管MP1和MP2的源极与电源电压VDD连接，晶体管MP1的栅极与误差信号Vea连接，晶体管MP1的漏极与晶体管MP2的漏极和栅极连接，电流源I1的第一端与晶体管MP1和MP2的漏极连接，第二端与地连接。晶体管MP3的源极与电源电压VDD连接，晶体管MP3的栅极与晶体管MP2的栅极和漏极连接，晶体管MP3的漏极与电流源I2的第一端连接，电流源I2的第二端与地连接，并且晶体管MP3和电流源I2的公共节点A用于输出所述使能信号EN。

缓冲器(Buffer)252的输入与节点A连接，输出端用于输出放大后的使能信号EN。

下拉模块253包括电阻器R3和晶体管MN1，电阻器R3的第一端与升压电路210的输出端Vout连接，电阻器R3的第二端与晶体管MN1的漏极连接，晶体管MN1的栅极与缓冲器252的输出端连接，以连接放大后的使能信号EN，晶体管MN1的源极与地连接。其中，晶体管MN1例如通过N型MOSFET(N-Channel-Metal-Oxide-Semiconductor，N型金属氧化物半导体场效应晶体管)实现。

图5示出了图4中的空载模式控制电路的工作波形图，以下结合图5对图4中的空载模式控制电路205的工作过程进行描述。当升压电路210工作在空载情况下时，误差放大器202的输出信号Vea逐渐抬升，这使得晶体管MP1逐渐进入截止区，电流源I1提供的偏置电流流过晶体管MP2，并通过晶体管MP2和MP3构成的电流镜镜像到晶体管MP3上，继而拉高节点A的电压，也就是使能信号EN被拉高，此时晶体管MN1被接通，形成从升压电路的输出端至地的下拉电流Idis，从而对飞跨电容器Cfly和输出电容器Cout积累的电荷进行泄放，输出电压Vout逐渐降低。随着输出电压Vout的降低，误差放大器202的输出电压随之降低，晶体管MP1恢复至线性区，通过电流源I2将节点A的电压拉低，即使能信号EN被拉低，晶体管MN1被断开，放电结束，这体现在升压电路210的输出端为窄脉冲的下拉电流，当误差放大器202的输出再次超过阈值时，下拉模块253再次被导通，继续提供下拉电流Idis，因此电路最终处于周期性的窄脉冲电流下拉和恢复的过程中。

如上所述，通过空载模式控制电路205可以使得升压电路210的输出端在空载情况下产生瞬态的下拉电流，下拉电流的持续时间以及周期通过电路的闭环控制决定。在这种工作模式下，调整器220中的误差放大器202的输出平均值不会令升压电路中的开关断开，这使得系统内的电压环能正常地将输出电压调整到目标电压。通过合理设置电阻器R3和晶体管MN1的尺寸，可以在不牺牲芯片功耗的前提下，保证输出的稳定。

综上所述，本发明实施例的电荷泵型升压电路的调整器包括空载模式控制电路，空载模式控制电路通过检测误差放大器的输出来判断升压电路的输出端是否处于空载情况，当系统处于空载情况下时，空载模式控制电路在升压电路的输出端施加一个电流窄脉冲，以此消耗飞跨电容器和输出电容器在连续开关下积累的多余电荷，从而将升压电路的输出电压钳位至目标电压附近，避免了空载情况下电路的实际输出电压偏高的问题。

此外，本发明的空载模式控制电路通过闭环控制电流窄脉冲的持续时间以及周期，可以使得放电过程对于系统的影响可控，避免因为过度调节而导致输出电压的降低。

应当说明，尽管在本文中，将器件说明为某种N沟道或P沟道器件、或者某种N型或者P型掺杂区域，然而本领域的普通技术人员可以理解，根据本发明，互补器件也是可以实现的。本领域的普通技术人员可以理解，导电类型是指导电发生的机制，例如通过空穴或者电子导电，因此导电类型不涉及掺杂浓度而涉及掺杂类型，例如P型或者N型。本领域普通技术人员可以理解，本文中使用的与电路运行相关的词语“期间”、“当”和“当……时”不是表示在启动动作开始时立即发生的动作的严格术语，而是在其与启动动作所发起的反应动作(reaction)之间可能存在一些小的但是合理的一个或多个延迟，例如各种传输延迟等。本文中使用词语“大约”或者“基本上”意指要素值(element)具有预期接近所声明的值或位置的参数。然而，如本领域所周知的，总是存在微小的偏差使得该值或位置难以严格为所声明的值。本领域已恰当的确定了，至少百分之十(10％)(对于半导体掺杂浓度，至少百分之二十(20％))的偏差是偏离所描述的准确的理想目标的合理偏差。当结合信号状态使用时，信号的实际电压值或逻辑状态(例如“1”或“0”)取决于使用正逻辑还是负逻辑。

此外，还需要说明，在本文中的诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

依照本发明的实施例如上文，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明的保护范围应当以本发明权利要求所界定的范围为准。

Claims (10)

1.一种电荷泵型升压电路，包括：

升压电路，通过电源电压对飞跨电容器进行充电，使用电荷泵操作以对所述飞跨电容器的充电电压进行升压，并且使得升压电压对输出电容器进行放电；以及

调整器，具有一误差放大器，所述误差放大器用于获得所述升压电路的输出电压与参考电压之间的误差，并根据该误差来控制所述升压电路的充电过程，以使得所述升压电路的输出电压接近于目标电压，

其中，所述调整器还包括空载模式控制电路，所述空载模式控制电路通过检测所述误差放大器的输出来判断所述升压电路的输出端是否处于空载，

当所述升压电路的输出端处于空载的情况下时，所述空载模式控制电路通过在所述升压电路的输出端施加一个电流窄脉冲来消耗所述飞跨电容器和所述输出电容器中的多余电荷，以稳定所述输出电压。

2.根据权利要求1所述的电荷泵型升压电路，其中，所述空载模式控制电路包括：

检测模块，用于将所述误差放大器输出的误差信号与设定的阈值电压进行比较以产生一使能信号；以及

下拉模块，连接于所述升压电路的输出端和地之间，所述下拉模块受控于所述使能信号以提供所述升压电路的输出端至地的下拉电流。

3.根据权利要求2所述的电荷泵型升压电路，其中，所述空载模式控制电路还包括：

第一缓冲器，用于对所述使能信号进行放大，并将放大后的使能信号施加到所述下拉模块的控制端。

4.根据权利要求2所述的电荷泵型升压电路，其中，所述检测模块包括：

第一晶体管，所述第一晶体管的控制端用于接收所述误差信号，第一端用于与所述电源电压连接；

第二晶体管，所述第二晶体管的第一端用于与所述电源电压连接，控制端和第二端彼此连接；

第一电流源，所述第一电流源的第一端用于与所述第一晶体管和所述第二晶体管的第二端连接，第二端用于与地连接；以及

连接于所述电源电压和地之间的第三晶体管和第二电流源，所述第三晶体管的控制端用于与所述第二晶体管的控制端连接，所述第三晶体管和所述第二电流源的公共节点用于输出所述使能信号。

5.根据权利要求4所述的电荷泵型升压电路，其中，所述第一晶体管、所述第二晶体管以及所述第三晶体管包括P型金属氧化物半导体场效应晶体管。

6.根据权利要求3所述的电荷泵型升压电路，其中，所述下拉模块包括：

依次连接于所述升压电路的输出端和地之间的第一电阻器和第四晶体管，所述第四晶体管的控制端用于接收所述放大后的使能信号。

7.根据权利要求6所述的电荷泵型升压电路，其中，所述第四晶体管包括N型金属氧化物半导体场效应晶体管。

8.根据权利要求1所述的电荷泵型升压电路，其中，所述升压电路还包括：

连接在所述电源电压和所述飞跨电容器的第一端之间的第一充电开关元件；

连接在所述飞跨电容器的第二端和接地端之间的第二充电开关元件；

连接在所述电源电压和所述飞跨电容器的第二端之间的第一放电开关元件；以及

连接在所述飞跨电容器的第一端和所述输出电容器的第一端之间的第二放电开关元件。

9.根据权利要求8所述的电荷泵型升压电路，其中，所述调整器还包括：

第二缓冲器，用于将所述误差放大器输出的误差信号转换成强驱动能力的误差放大信号；以及

逻辑电路，用于根据时钟信号以及所述误差放大信号产生驱动第一和第二充电开关元件的第一驱动信号，以及驱动第一和第二放电开关元件的第二驱动信号。

10.根据权利要求9所述的电荷泵型升压电路，其中，所述逻辑电路基于所述时钟信号确定所述第一驱动信号和所述第二驱动信号的开关周期，以及

所述逻辑电路基于所述误差放大信号相对于电源电压的压差确定所述第一驱动信号和所述第二驱动信号的驱动能力。

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