CN115461805A - 用于显示设备的数字模拟乘法驱动方法 - Google Patents

用于显示设备的数字模拟乘法驱动方法 Download PDF

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Abstract

提供一种显示设备的操作方法和一种显示设备。该显示设备的操作方法包括在每个帧驱动每个像素，其中，显示设备的多个像素以行和列的阵列布置，一帧的周期包括Nd个时间段，在每个时间段中对像素施加Ba个不同电压水平之一，Ba大于等于3，每个时间段的长度与施加的电压水平相乘的结果之和对应于指定的视亮度、或灰度颜色、或亮度。显示设备为微型发光二极管(micro‑light emitting diode，micro‑LED)显示器，并且显示设备的操作方法可以增加可用数据驱动时间。

Description

用于显示设备的数字模拟乘法驱动方法
技术领域
本发明总体上涉及一种用于驱动显示设备的方法。
背景技术
近年来，发光二极管(light emitting diode，LED)显示器的技术快速发展。这种技术在平板显示器市场具有很大潜力。LED显示器不仅可以用于例如电视(television，TV)和个人电脑(personalcomputer，PC)屏幕的大面板，还可以用于平板电脑、智能手机、和可穿戴设备。基于LED显示器的高屏幕像素密度(pixels per inch，PPI)，在增强现实/虚拟现实(augmented reality/virtual reality，AR/VR)应用中使用LED显示器也有很大潜力。未来，微型LED(micro-LED)显示器可以取代液晶显示器(liquid crystal display，LCD)甚至取代有机发光二极管(organic light-emitting diode，OLED)显示器。
由于micro-LED的特性与LCD显示器和OLED显示器不同，因此为了显示灰度颜色，通过使用脉冲宽度调制(pulse-width modulation，PWM)在时域中驱动micro-LED。然而，如果用于指定灰度颜色的比特的数量和显示设备的线数量增加，则驱动每个像素的时间变短且不足以完成处理。
发明内容
提供了一种显示设备的操作方法，以增加可用数据驱动时间。
根据第一方面，提供了一种显示设备的操作方法，其中，该方法包括在每个帧驱动每个像素，其中，显示设备的多个像素以行和列的阵列布置，一帧的周期包括Nd个时间段，在每个时间段对像素施加Ba个不同电压水平之一，Ba大于等于3，每个时间段的长度与施加的电压水平的结果之和对应于指定的视亮度、或灰度颜色、或亮度。
在一个可能的实施方式中，Ba为2^Na，并且Na x Nd与像素数据的总比特深度相同。
在一种可能的实施方式中，第M短的时间段是第(M-1)个时间段的Ba倍，其中，M为2与Nd之间的整数。
在一种可能的实施方式中，显示设备为micro-LED显示器。
根据第二方面，提供了一种显示设备，其中，显示设备包括多个像素和驱动器，该多个像素以行和列的阵列布置，其中，一帧的周期包括Nd个时间段，在每个时间段中对像素施加Ba个不同电压水平之一，Ba大于或等于3，每个时间段的长度与施加的电压水平相乘的结果之和对应于指定的视亮度、或灰度颜色、或亮度，并且，该驱动器用于在每个帧驱动每个像素。
在一个可能的实施方式中，Ba为2^Na，并且Na x Nd与像素数据的总比特深度相同。
在一种可能的实施方式中，第M短的时间段是第(M-1)短的时间段的Ba倍，其中，M为2与Nd之间的整数。
在一种可能的实施方式中，显示设备为micro-LED显示器。
附图说明
为了更清楚地描述本发明实施例或现有技术中的技术方案，下文将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍。下文描述中的附图仅示出本发明的一些实施例，在不付出创造性劳动的前提下，本领域普通技术人员还可以根据这些附图得到其他附图。
图1示出了PWM光控制的简化图；
图2示出了用于驱动像素的基本PWM波形的示例；
图3示出了用于驱动像素的波形的示例；
图4示出了用于驱动像素的波形的另一示例；
图5示出了用于驱动16级灰度的像素的波形的另一示例；
图6示出了用于驱动像素的具有理想二进制段的波形的示例；
图7示出了纯数字驱动的数据“2106”的波形；
图8示出了“数字6，模拟2乘法”驱动的数据“2106”的波形；
图9示出了“数字6，模拟2乘法”驱动的亮度参考图；
图10示出了“数字6，模拟2乘法”驱动的像素波形的若干示例；
图11示出了纯数字驱动的数据“63179”的波形；
图12示出了“数字9和模拟2乘法”驱动的亮度参考图；
图13示出了“数字9，模拟2乘法”驱动的像素波形的若干示例；
图14示出了纯数字驱动的数据“2106”的波形；
图15示出了“数字4，模拟3乘法”驱动的亮度参考图；
图16示出了“数字4，模拟3乘法”驱动的像素波形的若干示例；
图17示出了线的数量从800到1700的不同驱动方案之间的TDP比较；以及
图18示出了线的数量从1700到2600的不同驱动方案之间的TDP比较。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。所描述的实施例仅仅是本发明一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
图1示出了PWM光控制的简化图。PWM广泛用于驱动LED。根据脉冲宽度控制LED，从而使LED具有不同的累积能量，进而具有不同的亮度，以实现不同的灰度颜色。PWM用于调制一个周期内的导通比，或称为占空比。周期内的导通比越高，LED得到的累积能量越高，而LED得到的累积能量越高，LED提供的亮度越高，反之亦然。对于显示应用，通常将PWM周期设置为与帧周期相同。
像素可以是用于发射具有指定的颜色和指定的视亮度(brightness)或灰度或亮度(luminance)的光的电路。一组具有红、蓝、和绿颜色的LED可以用于每个像素。然而，本发明的实施例侧重于控制每个LED的视亮度或灰度或亮度。
图2示出了二进制地址组(binary address group，BAG)方案的基本PWM波形的示例。BAG方案基于数字驱动或PWM方案。BAG方案的基本PWM波形只有用于驱动显示设备上的像素的两态信号(0或1)。将原始灰度数据转换为n比特的二进制数据，并且之后将PWM周期划分为n个时间段。每个时间段的长度不同，但从小到大的时间长度的关系为1T，2T，4T，8T，……最后一个时间段的长度是2^(n-1)*T。时间段的顺序可以按任意顺序改变。唯一的限制是时间段的总长度应为(2^n-1)*T。在图1所示的示例中，n＝4且时间段从小到大排列。LED的总能量或总亮度与波形下方区域(标记为“1”的灰色区域)的总和成比例。可以看到，只能通过在一个PWM周期内将状态改变n次(在图1中n为4)来驱动LED，例如在1T、2T、3T、和4T开始时改变状态，则可以得到2^n阶(在图1中是16阶)不同的能量或亮度。2^n阶可以用于显示灰度，并且像素数据的比特深度为n。
由于上文中的每个时间段对应于一个比特的数据，因此在下文中也将该时间段称为“数据段”，具体地，由于在下文中的大部分示例中数据都是二进制数据，所以也将该时间段称为“二进制段”，并且将该时间段的长度称为“二进制长度”。
一般地，像素在显示设备上以p行(p条扫描线)q列(q条数据线)的阵列布置。像素可以包括TFT或硅基板。该阵列可以对应于显示设备的全部或部分。需要在一个帧的时间内驱动所有像素。q的值与驱动时序无关，驱动时序对q列重复，因此q可以是任意数，为了便于理解，可以假设q为1。
图3示出了用于驱动7条扫描线(7个像素)的波形示例，并且用3个比特驱动每个像素(以下，用于驱动像素的每个波形也称为“驱动序列”)。在子场(sub-field，SF)1、SF2、SF4的初始部分，高信号表示导通，低信号表示关断，即执行了状态改变。首先，用比特1(最低有效位(least significant bit，LSB))驱动每条线。在时间段1T之后，用比特2驱动同一条线。在时间段2T之后，用比特3(最高有效位(most significant bit，MSB))驱动同一条线。在时间段4T之后，该时间帧结束。
在这一示例中，用于指定视亮度、或灰度颜色、或亮度的比特数量为n＝3，并且比特1、比特2、比特3的权重之和为2^n-1＝7，所以将一帧时间划分为7个SF。然而，在SF3、SF5、SF6、和SF7中没有执行用于驱动像素的处理，即，没有高效地使用这一段时间。在这一方法中，如果线数量为p，则需要p*(2^n-1)个SF用于驱动数据。
图4示出了以高效方式驱动像素的另一示例。在SF1用比特1、在SF2用比特2、并且在SF4用比特3来驱动线Scan L1上的像素。线Scan L2与线Scan L1相比移动了一个SF，并且在SF2用比特1、在SF3用比特2、在SF5用比特3来驱动像素。线Scan L3与线Scan L2相比移动了一个SF，并且在SF3用比特1、在SF4用比特2、并且在SF6用比特3来驱动像素。对线Scan L4到线Scan L7重复相同的操作。
这种驱动方案称为“二进制地址组BAG”驱动。BAG的特点是用于驱动像素数据的小周期的数量为p*n，当n变大为诸如10、12、14时，p*n远小于p*(2^n-1)。在图4的示例中只需要7*3＝21个数据驱动周期，然而，由于不能同时处理具有导通信号的SF，因此在图3的示例中需要7*7＝49个数据驱动周期。
可以基于BAG方案构建一帧中的更高效的驱动波形。假设行数量p为15，比特深度n为4。图5示出了对于15条线中的所有像素，用于以从0到15的16个灰度或16个线性阶驱动像素的波形的另一示例。
在图5中，由于n＝4且2^n-1＝15，因此将一帧时间TFRAME划分为15个子场时间TSF。因此，在这一示例中，TFRAME等于15*TSF。接下来，将每个SF划分为4个周期，以将每个比特用于状态改变。将这一周期称为“可用数据驱动时间”，用TDP表示，TDP是用于构建驱动序列的时间单位。因此，在这一示例中，TSF等于4*TDP。在BAG方案中，主要通过组合SF产生与每个比特对应的二进制长度。如果将线Scan L1的起始时间设置为位于SF1，则二进制长度的顺序为1、2、4、和8，用于状态改变的比特1、2、3、和4分别位于SF1、SF2、SF4、和SF8。
如在上文中提到的，一个TFRAME中有15个TSF，一个TSF中有4个TDP。因此，一帧(或一个TFRAME)中有60个TDP。将60个TDP从1到60编号，并且将每个位置称为一帧中的绝对位置(absolute position，AbsPos)。在图5中，对于线Scan L1，比特1位于AbsPos 1，比特2位于AbsPos 6，比特3位于AbsPos15，比特4位于AbsPos32。对于线Scan L2，起始点位于SF2的第一个TDP，在这一帧中位于AbsPos 5。线Scan L2的比特1、2、3、和4位于AubPos 5、10、19、和36。对于线Scan L3到线Scan L15，比特1、2、3、和4的位置类似。保持比特1、2、3、和4的状态的周期预计分别为1x、2x、4x、和8x(1、2、4、和8的倍数)。然而，如下表1中所示，实际周期为5*TDP、9*TDP、17*TDP、和29*TDP。需要注意的是，例如对于线Scan L1，29*TDP来自当前帧SF8的比特4和下一帧SF1的比特1之间的时间长度。数列5、9、17、和29不符合二进制关系1x、2x、4x、和8x。在这一解决方案中存在误差。因此，作为数列的二进制段是不理想的。
时间长度 T<sub>SF</sub>+T<sub>DP</sub> 数值 倍数
二进制段1＝ T<sub>SF</sub>*1+T<sub>DP</sub>*1 ＝5 1
二进制段2＝ T<sub>SF</sub>*2+T<sub>DP</sub>*1 ＝9 1.8
二进制段3＝ T<sub>SF</sub>*4+T<sub>DP</sub>*1 ＝17 3.4
二进制段4＝ T<sub>SF</sub>*8+T<sub>DP</sub>*-3 ＝29 5.8
总和＝ T<sub>SF</sub>*15+T<sub>DP</sub>*0 ＝60 12
表1基本BAG方案的二进制段长度(比特深度＝4，线＝15)
图6示出了用于驱动像素的具有理想二进制段的波形示例。为了解决上文中不理想的二进制段的问题，修改了驱动波形。在这一示例中，比特深度n为4，线数量为12。首先，将SF划分为5个周期而不是4个周期。这意味着TSF等于5*TDP。将一个SF中的周期数量定义为周期的数量(cycles，CY)。因此，将CY设置为n+1，即比特深度+1。其次，确定灰度单位(greyscale unit，GSU)。GSU与TDP的数量对应，该TDP的数量对应于最小二进制段。在这种情况下，由于1+2+4+8＝15，为了构建理想的二进制段序列，二进制段的总长度将是15的倍数。线数量为12，将GSU选择为4。由于GSU的时间长度为4*TDP，二进制段的总长度为4*15等于60。因此，TFRAME＝60*TDP。由于CY＝5，每个TSF等于5*TDP，一帧中有12个SF，因此每个SF可以是一条线的起始点。因此，对于n＝4且线数量＝12的情况，这是具有理想二进制段的解决方案。
此外，基本BAG方案(图5)和具有理想二进制段的BAG方案(图6)之间有一个不同。可以看到，在图5中，一个SF中的所有TDP都用于驱动像素。但是在图6中，有一个TDP不用于驱动像素。不用于驱动像素的TDP在每个SF中在第二个TDP位置。不驱动像素的TDP是每个SF中的“空闲”周期。这是在尝试使用具有理想二进制段的BAG方案时不可避免的时间牺牲。
为了便于下文中描述，用相对位置(relative position，RelPos)定义一个SF中的TDP位置。对于每个AbsPos，AbsPos和RelPos之间的关系为：
AbsPos＝(k-1)×CY+RelPos……(1)
其中AbsPos属于第k个SF。
表2示出了对于图6的波形中每个子场和每个RelPos将被导通的线编号。在波形序列变长且线明显增多时，容易检查。表3示出了具有理想二进制段的BAG方案(比特深度＝4，线数量＝12)的二进制段长度。
Figure BDA0003907003440000041
Figure BDA0003907003440000051
表2将由具有理想二进制段的BAG方案(比特深度＝4，线＝12)导通的线编号
时间长度 T<sub>SF</sub>+T<sub>DP</sub> 数值 倍数
二进制段1＝ T<sub>SF</sub>*1+T<sub>DP</sub>*-1 ＝4 1
二进制段2＝ T<sub>SF</sub>*2+T<sub>DP</sub>*-2 ＝8 2
二进制段3＝ T<sub>SF</sub>*4+T<sub>DP</sub>*-4 ＝16 4
二进制段4＝ T<sub>SF</sub>*8+T<sub>DP</sub>*-8 ＝32 8
总和＝ T<sub>SF</sub>*15+T<sub>DP</sub>*-15 ＝60 15
表3具有理想二进制段的BAG方案的二进制段长度(比特深度＝4，线＝12)
图6中的用于驱动像素的波形示出了理想的二进制段，其中，亮度关系对于具有p行的显示设备是正确的。然而，主要问题是可用数据驱动时间TDP较短，难以完成整个驱动动作。此外，在一些情况下，理想的二进制段不能以最优化的方式持续使用。
为了进一步讨论，用数学等式总结这一BAG方案为：
SF×CY＝GSU×DSW_sum……(2)
DSW_sum表示“数据段权重和”，即所有数据段(二进制段)的权重之和。例如，如果n＝4，则所有二进制段的权重之和为1+2+4+8＝15。所有BAG解决方案需要满足等式(2)和如下等式(3)：
TFRAME＝TDP×SF×CY……(3)
由于帧率一旦确定则TFRAME为固定的，因此TDP是用于驱动每条线的像素的时间段。CY取决于比特深度n。如果需要为了驱动增加TDP，则需要减少SF的数量。然而，从图6的示例中可以看出，由于在一帧内应该对每条线驱动一次，SF数量不应低于线数量。因此，找到BAG解决方案的原则是找到满足等式(2)和如下等式(4)的最小GSU：
SF≥线数量……(4)
使用大量比特，假设比特深度n＝12，线数量＝630。则CY应该为n+1，即13，DSW_sum是1+2+4+…+1024+2048＝4095。根据等式(4)，最小GSU应为2，SF的数量变为2x4095/13＝630，满足SF≥线数量。
可以从等式(2)和等式(3)推导出TDP如下：
Figure BDA0003907003440000061
根据等式(5)，在CY＝13且SF_number＝630时，计算TDP为(TFRAME/630/13)＝(TFRAME/8190)。假设帧率＝60Hz，TFRAME＝1/60s。则TDP为2.035us。在一些更差的情况下，该TDP可能不足以驱动像素。因此，需要找到方法来为每个像素提供更长的TDP和正确的灰度。
在一个示例中比特深度n＝12，假设某个帧的某个像素的数据在二进制系统中是“1000_0011_1010”。在图7中示出了在BAG方案中该像素的数据的波形。
这种基本BAG驱动波形也称为纯数字驱动。纯数字驱动的特点是用于驱动像素的数据只有“1”和“0”，即电压域中的VCC和VSS或V1和V0。这种纯数字驱动可以将每个像素驱动为正确的灰度，但如上文中提到的，可用数据驱动时间TDP可能不足，进而导致颜色显示错误。需要找到方法来延长TDP同时仍然使每个像素保持正确的灰度。
下文描述“数字模拟乘法”驱动序列。该思想是一种数字和模拟混合驱动方案。将像素数据的总比特深度分解为数字比特和模拟比特两部分，数字比特数量和模拟比特数量的乘积是总比特数量。
在一个示例中总比特数量n＝12，在传统的BAG方案中，总灰度具有2^12阶。所有的12个比特都是数字比特。根据上述思想，一种解决方案是将模拟比特设置为2个比特，则数字比特变为12/2，即6个比特。2与6的乘积为12。因此，将这种方案称为“数字模拟乘法”驱动方案。
参考图8至图10描述本发明的实施例。图8示出了总比特深度n＝12的用于一帧中的像素的数字模拟乘法驱动序列的示例。不同于具有12个时长或时间段的纯数字驱动，用于一帧中的每个像素的这一驱动序列只有6个时间段。时间段的数量等于数字比特的数量。因此，图8中用于驱动波形的数字比特的数量为6。
图8中的每个时间段具有4种可能的驱动电压，即电压域中的4个不同的阶。由模拟比特确定每个时间段的驱动电压。在这一有4种可能的驱动电压的情况下，由于4为2^2，因此在图8的这一示例中模拟比特为2。数字比特的数量为6，模拟比特的数量为2，总比特的数量为6x2＝12。
假设总比特深度为n＝12的某个帧的某个像素的数据为“1000_0011_1010”，与图7中的数据相同。为了使用数字模拟乘法驱动，像素数据需要从二进制转换到另一进位制。
首先，将模拟比特设置为2，并且由于12/2＝6所以将数字比特设置为6。这意味着在每个时间段有2^2＝4个可能的驱动电压，并且对于一帧中的每个像素总共有6个时间段。时间段之间的时间长度关系为4倍。也就是说，如果LSB时间段的时间长度为1T，则各个时间段的时间长度为1T、4T、16T、64T、256T、和1024T。
其次，将数据从二进制转换到四进制，例如，二进制数据“1000_0011_1010”变为四进制数据“20_0322”。图8中示出了由此得到的像素的波形。V3、V2、V1、和V0之间的关系是由V3、V2、V1、和V0驱动的输出发射能量比或输出亮度比，并且是3x、2x、1x、和0(3倍、2倍、1倍、和0倍)。
图9示出了在每个时间段中与电压阶对应的亮度水平。
图10示出了不同灰度的像素波形的几个示例。数据为“2106”的第一个波形与图8中所示的相同，可以看出这一方案针对12比特的数据2、3、4、4094、和4095是如何工作的，即对于从2到4的数据波形是如何变化的，以及对于从4094到4095的数据波形是如何变化的。当用于驱动的能量比或亮度比满足V3是V1的3倍并且V2是V1的2倍时，该方案正确工作。
下文描述本发明的三个实施例以及与纯数字驱动波形的对比。
本发明的第一实施例涉及如在上文中参考图8至图10描述的相同的示例，并且与图7中示出的纯数字驱动波形进行比较。在本实施例中，像素数据的总比特深度n为12。
图7示出了总比特深度n＝12的一帧中的像素的纯数字驱动波形示例。在一帧中有12个时长或12个时间段。此处的数字比特数量为12。十进制系统中的数据“2106”是二进制系统中的‘1000_0011_1010’。因此，一帧中有12个时间段。
(1)在时域中，第一个时间段的时间长度为1T，第二个时间段的时间长度为2T，第三个时间段的时间长度为4T，…，且最后一个时间段的时间长度为2048T。
(2)在电压域中，第一个时间段的电压水平为高或为V1，第二个时间段的电压水平为低或V0，第三个时间段的电压水平为低或V0，第四个时间段的电压水平为低或V0，...，且最后一个时间段的电压水平为低或V0。
(3)检查可用数据驱动时间TDP，一帧中总共有1T+2T+4T+…+2048T＝4095T，因此，此处TDP为(TFRAME/4095)。
图7中的这一波形可以驱动像素数据‘2106’。
图9示出了模拟比特数量为2、数字比特数量为6的数字模拟乘法方案的亮度水平参考。每个时间段的时间长度是前一时间段的时间长度的4倍。有4个电压水平V3、V2、V1、和V0。当以V0驱动时，发射装置关闭。以V2驱动时的亮度是以V1驱动时的亮度的2倍，以V3驱动时的亮度是以V1驱动时的亮度的3倍。并且在图10中示出了一帧中的亮度水平参考的全图。
图10示出了模拟比特数量为2、数字比特数量为6的数字模拟乘法方案的像素波形。例如，十进制系统中的数据“2106”是二进制系统中的‘1000_0011_1010’。需要将该数据转换到四进制，在四进制中该数据为‘20_0322’，在图10的顶部示出了波形。在图10中还示出了其他波形。
(1)在时域中，第一个时间段的时间长度为1T，第二个时间段的时间长度为4T，第三个时间段的时间长度为16T，…，最后一个时间段的时间长度为1024T。
(2)在电压域中，第一个时间段的电压水平为V2，第二个时间段的电压水平为V0，第三个时间段的电压水平为V0，第四个时间段的电压水平为V3，…，最后一个时间段的电压水平为V2。
(3)检查可用数据驱动时间TDP，一帧总共有1T+4T+16T+…+1024T＝4095T，因此，此处TDP为(TFRAME/1365)。在本实施例中，TDP是纯数字驱动方案的3倍。
接下来，参考图11至图13描述本发明的第二实施例。在本实施例中，像素数据的总比特深度n为18。
图11示出了总比特深度n＝18的一帧中的像素的纯数字驱动波形示例。在一帧中有18个时长或18个时间段。此处的数字比特数量为18。十进制中的数据‘63179’是二进制中的‘0011_1101_1011_0010_11’。因此，一帧中有18个时间段。
(1)在时域中，第一个时间段的时间长度为1T，第二个时间段的时间长度为2T，第三个时间段的时间长度为4T，最后一个时间段的时间长度为131072T。
(2)在电压域中，第一个时间段的电压水平为低或为V0，第二个时间段的电压水平为低或为V0，第三个时间段的电压水平为高或为V1，第四个时间段的电压水平为高电平或V1，...，最后一个时间段的电压水平为高或V1。
(3)查看可用数据驱动时间TDP，一帧中总共有1T+2T+4T+…+131072T＝262143T，因此，此处TDP为(TFRAME/262143)。
图11中的这一波形可以显示像素数据‘63179’。
图12示出了模拟比特数量为2、数字比特数量为9的数字模拟乘法方案的亮度水平参考。每个时间段的时间长度是前一时间段的时间长度的4倍。有4个电压水平V3、V2、V1、和V0。当以V0驱动时，发射装置关闭。以V2驱动时的亮度是以V1驱动时的亮度的2倍，以V3驱动时的亮度是以V1驱动时的亮度的3倍。图12示出了一帧中的亮度水平参考的全图。
图13示出了模拟比特数量为2、数字比特数量为9的数字模拟乘法方案的数据波形。十进制系统中的数据‘63179’是二进制系统中的‘0011_1101_1011_0010_11’。需要将该数据转换到四进制，在四进制中该数据为‘0331_2302_3’，在图13的顶部示出了波形。在图13中还示出了其他波形。
(1)在时域中，第一个时间段的时间长度为1T，第二个段的时间长度为4T，第三个时间段的时间长度为16T，且最后一个时间段的时间长度为65536T。
(2)在电压域中，第一个时间段的电压水平为V0，第二个时间段的电压水平为V3，第三个时间段的电压水平为V3，第四个时间段的电压水平为V1，…，最后一个时间段的电压水平为V3。
(3)查看可用数据驱动时间TDP，一帧中总共有1T+4T+16T+…+65536T＝87381T，因此，此处TDP为(TFRAME/87381)。在本实施例中，TDP是纯数字驱动方案的3倍。
接下来，参考图14至图16描述本发明的第三实施例。在本实施例中，像素数据的总比特深度n为12。
图14示出了总比特深度n＝12的一帧中的像素的纯数字驱动波形示例。在一帧中有12个时间段。此处的数字比特数量是12。十进制系统中的数据‘2106’是二进制系统中的‘1000_0011_1010’。因此，一帧中有12个时间段。
(1)在时域中，第一个时间段的时间长度为1T，第二个时间段的时间长度为2T，第三个时间段的时间长度为4T，...，最后一个时间段的时间长度为2048T。
(2)在电压域中，第一个时间段的电压水平为高或为V1，第二个时间段的电压水平为低或为V0，第三个时间段的电压水平为低或为V0，第四个时间段的电压水平为低或为V0，...，最后一个时间段的电压水平为低或V0。
(3)查看可用数据驱动时间TDP，一帧中总共有1T+2T+4T+…+2048T＝4095T，因此，此处TDP为(TFRAME/4095)。
图14中的这一波形可以显示像素数据‘2106’。
图15示出了模拟比特数量为3、数字比特数量为4的数字模拟乘法方案的亮度水平参考。每个时间段的时间长度是前一时间段的时间长度的8倍。有8个电压水平V7、V6、V5、V4、V3、V2、V1、和V0。当以V0驱动时，发射装置关闭。以V2驱动时的亮度是以V1驱动时的亮度的2倍，以V3驱动时的亮度是以V1驱动时的亮度的3倍，以V7驱动时的亮度是以V1驱动时的亮度的7倍。图15中示出了一帧中的亮度水平参考的全图。
图16示出了模拟比特数量为3、数字比特数量为4的数字模拟乘法方案的数据波形。十进制系统中的数据‘2106’是二进制系统中的‘1000_0011_1010’。需要将该数据转换到八进制系统，在八进制系统中该数据为‘4072’，在图16的顶部示出了波形。在图16中还示出了其他波形。
(1)在时域中，第一个时间段的时间长度为1T，第二个时间段的时间长度为8T，第三个时间段的时间长度为64T，…，最后一个时间段的时间长度为512T。
(2)在电压域中，第一个时间段的电压水平为V4，第二个时间段的电压水平为V0，第三个时间段的电压水平为V7，最后一个时间段的电压水平为V2。
(3)查看可用数据驱动时间TDP，一帧中总共有1T+8T+64T+512T＝585T，因此，此处TDP是(TFRAME/585)。在本实施例中，TDP是纯数字驱动方案的7倍。
在另一实施例中，可以将时间段的顺序改变为任何顺序。
在另一实施例中，第二个时间段到最后一个时间段中的每个时间段都可以是前一时间段的m倍，电压水平可以有m阶，m为大于或等于3的整数。此外，可以将时间段的顺序改变为任何顺序。
作为应用的场景，本发明实施例可以主要用于驱动micro-LED显示设备。不仅是micro-LED显示器，任何其他显示设备(例如，具有双稳态发射设备的显示设备)都可以通过PWM控制来驱动。从产品的角度来看，本发明实施例可以用于消费电子、汽车、和工业产品中的任何类型的显示器。
对于具有行*列为p*q的像素阵列的micro-LED显示器，本申请实施例的数字模拟乘法驱动提供了一种驱动序列，该驱动序列由数字比特和模拟比特共同组成。数字比特数量和模拟比特数量的乘积等于像素数据的总比特深度。数字比特确定一帧中的时间段数量。时间段数量总是大于或等于数字比特数量。模拟比特数量与模拟电压阶有关。
根据本发明实施例，显示设备的阵列中的所有p*q个像素都可以显示正确的灰度颜色，并且以最佳方式设置了可用数据驱动时间。
本发明实施例的效果和优点如下：
本发明实施例最显著的改进在于增加了可用数据驱动时间TDP。更大的TDP使得更容易以正确的数据或电压驱动每个像素。因此，改进了micro-LED的色彩表现力。
与可被认为是纯数字驱动方案的BAG方案相比，根据上文中的等式(2)和等式(3)，BAG方案的TDP等式为：
Figure BDA0003907003440000091
等式(5)也可以用于计算数字模拟乘法驱动方案的TDP。
在总数据比特深度为12、线数量为960的情况下，对于纯数字比特的BAG方案驱动序列，所有12个比特都为数字比特。则数据段权重数列为1、2、4、8、...、2048，且DSW_sum为4095。CY为13，将GSU选择为4以得到最小SF数，从而根据由等式(5)推导出来的CY x SF_number＝GSU x DSW_sum为4095*4/13＝1260。在纯数字比特解决方案的BAG方案中，大于等于960的最小SF数是1260。因此，对于帧率为60Hz的情况，根据等式(5)中的TDP＝TFRAME/(CYx SF_number)，TDP为1/60/13/1260＝1.018us，如下文中的表4左列所示。
在总数据比特深度为12、线数量为960的情况下，对于数字模拟乘法方案的驱动序列，将数字比特数量选择为6，将模拟比特数量选择为2。则数据段权重数列为1、4、16、64、...1024，且DSW_sum为1365。CY为7，将GSU选择为5，从而1365*5/7＝975。对于数字比特数量为6、模拟比特数量为2的数字模拟乘法方案的驱动序列，大于等于960的最小SF数是975。因此，对于帧率60Hz的情况，TDP为1/60/7/975＝2.442us。如下文中的表4中间一列所示，这是纯数字比特方案的2.4倍。
在总数据比特深度为12、线数量为960的情况下，对于数字模拟乘法方案的驱动序列，将数字比特数量选择为4，将模拟比特数量选择为3。则数据段权重数列为1、8、64、512，且DSW_sum为585。CY为5，将GSU选择为9，从而585*9/5＝1053。对于数字比特数量为4、模拟比特数量为3的数字模拟乘法方案的驱动序列，大于或等于960的最小SF数是1053。因此，对于帧率60Hz的情况，TDP为1/60/5/1053＝3.166us。如下文中表4的右列所示，这是纯数字比特方案的3.1倍。
表4是上文中的BAG方案和数字模拟乘法驱动方案之间比较的总结。CY可以缩小，则得到了驱动序列中更大的可用数据驱动时间。对于不同的显示分辨率，线数量不同。TDP的改进百分比因情况而异。
Figure BDA0003907003440000101
表4数字模拟乘法方案对TDP的改进(总比特深度＝12)
图17和图18示出了线数量从800到2600的不同显示器的总结。x轴表示显示器的线数量，y轴表示可用数据驱动时间TDP。可以看到数字模拟乘法驱动方案可以提供更长的TDP来驱动显示设备上的每个像素。对于线数量，图17和图18中的垂直方向的差异表明数字模拟乘法方案相对于传统驱动方案的TDP改进。取决于显示器的线数量，本发明实施例在时间上改进了约16％到80％。
本发明实施例不仅可以应用于micro-LED显示器，还可以应用于使用了PWM控制、数字驱动、或模拟数字结合驱动的其他材料的显示设备。
上述披露的仅仅是本发明的示例性实施例，当然并非旨在限制本发明的保护范围。本领域普通技术人员可以理解的是，实施前述实施例的全部或部分流程以及根据本发明权利要求进行的等效修改都应属于本发明的范围。

Claims (8)

1.一种显示设备的操作方法，包括：
在每个帧驱动每个像素，其中，所述显示设备的多个像素以行和列的阵列布置，一帧的周期包括Nd个时间段，在每个时间段中对所述像素施加Ba个不同电压水平之一，Ba大于或等于3，每个时间段的长度与施加的电压水平相乘的结果之和对应于指定的视亮度、灰度颜色、或亮度。
2.根据权利要求1所述的操作方法，其中，Ba为2^Na，并且Na×Nd与像素数据的总比特深度相同。
3.根据权利要求1或2所述的操作方法，其中，第M短的时间段为第(M-1)短的时间段的Ba倍，其中，M为2与Nd之间的整数。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的操作方法，其中，所述显示设备为微型发光二极管(micro-LED)显示器。
5.一种显示设备，包括：
多个像素，以行和列的阵列布置，其中，一帧的周期包括Nd个时间段，在每个时间段中，Ba个不同电压水平之一被施加到所述像素，Ba大于或等于3，每个时间段的长度与施加的电压水平相乘的结果之和对应于指定的视亮度、灰度颜色、或亮度，以及
驱动器，用于在每个帧驱动每个像素。
6.根据权利要求5所述的显示设备，其中，Ba为2^Na，并且Na×Nd与像素数据的所述总比特深度相同。
7.根据权利要求5或6所述的显示设备，其中，第M短的时间段为第(M-1)短的时间段的Ba倍，其中，M为2与Nd之间的整数。
8.根据权利要求5至7中任一项所述的显示设备，其中，所述显示设备为微型发光二极管(micro-LED)显示器。
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