CN1154017A - 数字无线通信接收机 - Google Patents

数字无线通信接收机 Download PDF

Info

Publication number
CN1154017A
CN1154017A CN96111762A CN96111762A CN1154017A CN 1154017 A CN1154017 A CN 1154017A CN 96111762 A CN96111762 A CN 96111762A CN 96111762 A CN96111762 A CN 96111762A CN 1154017 A CN1154017 A CN 1154017A
Authority
CN
China
Prior art keywords
bit sequence
mentioned
estimation
carry
output
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN96111762A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1111967C (zh
Inventor
长岛康之
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Publication of CN1154017A publication Critical patent/CN1154017A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1111967C publication Critical patent/CN1111967C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W56/00—Synchronisation arrangements
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
    • H04L1/0047—Decoding adapted to other signal detection operation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J3/00—Time-division multiplex systems
    • H04J3/02—Details
    • H04J3/06—Synchronising arrangements
    • H04J3/0602—Systems characterised by the synchronising information used
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
    • H04L1/0054—Maximum-likelihood or sequential decoding, e.g. Viterbi, Fano, ZJ algorithms
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
    • H04L27/2332—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W88/00—Devices specially adapted for wireless communication networks, e.g. terminals, base stations or access point devices
    • H04W88/02—Terminal devices

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Artificial Intelligence (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
  • Error Detection And Correction (AREA)

Abstract

一种保持小的误码率、具有同步字检测特性的数字无线通信接收机，其特征在于包括：1符号单位解调装置；使用最大似然序列估计的解调装置；同步字检测装置12；同步控制装置16及接收信息提取装置18。

Description

数字无线通信接收机
本发明涉及一种数字无线通信接收机，该接收机在接收信息时保持小的误码率，并且具有良好的同步字检测特性。
在数字无线通信中，可根据检波已接收的信号来提取接收位序列，而在该接收位序列中可根据检测帧的时间来进行正确接收信息的提取。
一般地，帧定时的检测，可根据检测被置于帧内预定位置上的严自相关位序列，即根据检测同步字来进行。
同步字也可称为Sync word、Unique word(单一字)等。
接收信号的解调方法，除了有包络线检波、同步检波、延迟检波等根据每个符号的该时刻的接收信号进行检波的方法外，还有使用从遍及多个符号的接收信号序列中输出接收位序列的最大似然序列估计的解调方式。
与根据每个符号的该时刻接收信号进行检波的方法比较，使用最大似然序列估计的解调方式在随机噪声环境下改善误码率已广为人知。
图8示出了现有的采用了使用最大似然序列估计的解调方式的数字无线通信接收机实施例的结构框图。
另外，在以下的现有实施例中，对采用了用差动码的相移键控(以下称为差动PSK)作为调制方式进行说明。
在图8中，111是接收天线，112是降频转换器，1是其输出的中频接收信号，6是使用最大似然序列估计的检波器，7是其输出，8是将检波器输出7置换成对应位序列的变换电路(mapping circuit)，9为其输出的接收位序列，12是由接收位序列9检测同步字的同步字检测器，13是在同步字检测器中的相关检测邻界值，14是同步字检测脉冲，15是同步字不检测脉冲，16是根据同步字的检测结果控制帧同步的同步控制器，17是接收帧定时信息，18是根据接收帧定时信息17从接收位序列9中提取接收信息的接收信息提取器，19是其输出的接收信息。
其次，就图8所示的接收机的动作进行说明。
接收天线111接收的接收载波在降频转换器112中转换成中频带，并作为接收信号1输入到检波器6。检波器6用诸如下述现有实施例2、3所示的使用最大似然序列估计的解调方式来解调接收信号1，输出检波信号7。
变换电路8把检波器输出7置换成对应的位序列，输出接收位序列9。
数字无线通信中的接收位序列，例如如图9(a)所示那样来组合帧，或者如图9(b)所示那样由字符组(burst)构成。
在图9(a)中，SW121为同步字，DATA122为包含接收信息的数据单元。另外，在图9(b)中，P123为被用于载波再生、符号定时再生等的固定位列。
同步字检测器12把已接收的位序列9和预先准备的参考同步字模式进行比较，如果不一致的位数在规定的临界值之下，则输出同步字检测脉冲14。另外，在本来该有同步字的定时中，不一致的位数在超出规定的临界值时，会输出同步字不匹配脉冲15。
同步控制器16通过同步字检测脉冲14及同步字不检测脉冲15来进行接收帧定时的估计。
在根据时分多址(Time Division Multiple Access：TDMA)的通信系统中，有必要使发送字符组的定时与已接收的帧定时从属同步。在这种情况下，同步控制器16具有进行调整发送定时的功能。同步控制器16输出接收帧定时信息17。
接收信息提取器18根据利用接收帧定时信息17所获得的帧定时来从接收位序列9中提取接收信息19并输出。
图10示出了现有的采用了使用最大似然序列估计的解调方式的数字无线通信接收机的检波器6的内部构成实施例的框图。
图10引用了“进行差动PSK信号相位序列估计的延迟检波方式”一文中的图2，该文章见：《电子信息通信学会论文杂志》，Vol，J76-B-II，NO.10，pp，783-792(1993.10)。
在图10中，6a中所示的虚线的周围相当于使用最大似然序列估计的检波器6。20，23a～23c为只使信号延迟1符号长的延迟单元，21是把输入的二个信号的相位差进行输出的相位检波器，22是其输出，24a～24c为以2π为模数的加法器，25a～25c为其输出，26为根据构成相位差信号序列的1符号相位差信号22及多重相位差信号25a～25c来估计所发送的相位序列的相位序列估计器。即，该检波器6a根据多重符号延迟检波输出来解调信号。
以下，把具有这样地使用多个多重符号来解调接收信号特征的检波器称为多重延迟检波器。
其次，对图10的动作进行说明。
接收信号1分为二路，一路输入到相位检波器21，另一路输入到延迟单元20。即，如果把在符号时刻i时的接收信号1的相位角设定为θ(0)i，那么1符号相位差信号θ(1)i由下式设定。
θ(1)i＝θ(0)i－θ(0)i－1                      (1)
其次，生成2符号相位差信号25a，3符号相位差信号25b，....，N符号相位差信号25C。
n(n＝2，3...，N)符号相位差信号θ(n)i。由下式设定。
θ(n)i＝θ(0)i－θ(0)i－n
      ＝θ(n－1)i＋θ(1)i－n＋1                (2)
利用这个关系，可如下生成2符号相位差信号25a，3符号相位差信号25b，...，N符号相位差信号25c。
例如，对2符号相位差信号25a，将1符号相位差信号22以及其通过延迟单元23a的信号(相当于θ(1)i－1)输入到以2π为模数的加法器24a中，其输出就成为2符号相位差信号25a。
对3符号相位差信号25b，...，N符号相位差25c而言也相同，分别将2符号相位差信号，...，N-1符号相位差信号及通过2，...，N-1个延迟单元23b～23c的1符号相位差信号输入到以2π为模数的加法器24b～24c中，其输出就成为3符号相位差信号25b，...，N符号相位差信号25c。这样所得的1符号相位差信号22、2符号相位差信号25a，....，N符号相位差信号25c是将1符号相位差信号22当作输入，并成为依式(3)所示的生成多项式G1，G2，...，GN的约束长N的卷积码(convolutional code)。
G1＝1
G2＝1＋D    ...........(3)
GN＝1＋D＋....＋DN-1
但是，D表示延迟1符号的延迟算子。
构成卷积码的1符号相位差信号22，2符号相位差信号25a，3符号相位差信号25b，...，N符号相位差信号25c被输入到相位序列估计器26中。
例如相位序列估计器26按照维特比算法等的最大似然序列估计算法(以下，将最大似然序列估计(Maximun Likelihood Sequence Estimation)称作MLSE))估计并输出差动相位序列7a。
差动相位序列7a相当于图8中的差动相位序列7。
图11示出了现有的采用了使用最大似然序列估计的解调方式的数字无线通信接收机的检波器6的其他内部构成实施例的框图。
图11为引用了与前示文献相同参照文献的图6。
在图中，6b所示部分相当于多重延迟检波器6。20，35a～35c为只使信号延迟1符号长的延迟单元，21是把输入的二个信号的相位差进行输出的相位检波器，22是其输出，这些和图10所示等同。
33是根据相位检波输出22估计发送差动相位的信号相位暂时估计器，34为其输出，36a～36e为以2π为模数的加法器，37a为暂时估计器输出22和1符号相位差信号15之差的第一残差信号，37b、37c、37d分别为第2、第3、第N残差信号，38为按照MLSE算法的相位序列估计器，39为其输出，7b为把相位序列估计器输出39和暂时估计器输出34相加的解调差动相位序列，相当于图8的7。
其次，就图11的动作加以说明。
1符号相位差信号22的生成方法与图10所示方法相同一故省略说明。1符号相位差信号22被输入信号相位暂时估计器33，并估计暂时的差动相位估计值34。
例如，在采用四相差动相移键控时，信号相位估计器33把π/4，3π/4，5π/4，7π/4中最接近1符号相位差信号22的值作为差动相位估计值34输出。在以2π为模数的加法器35a中输入1符号相位差信号22和差动相位估计值34，输出两者的差中的第一残差信号37a。
也就是说，把1符号相位差信号记为θ(1)i，把差动相位估计值34记为Δθi，把1符号残差信号37a记为ε(1)i，则下式成立。ε(1)i＝θ(1)i－Δθi              (4)
以该第一残差信号37a为基础，生成第二残差信号37b，第三残差信号37c，...，第N残差信号37d。第n残差信号ε(n)i通过和式(2)同样的处理，以式(5)设定。
ε(n)i＝ε(n－1)i＋ε(1)i－n＋1        (5)
第1残差信号37a，第2残差信号37b，...，第N残差信号37d，被输入到相位序列估计器38中。相位序列估计器38根据MLSE算法工作。将暂时差动信号估计值34和相位序列估计器38的输出39输入到以2π为模数的加法器36e中，就可得到差动相位序列7b。
也就是说，本现有实施例适用SST(Scarce State Transition)型维特比解码法，并可谋求在最大似然序列估计中削减状态数。
差动相位序列7b相当于图8中的解调差动相位序列7。
图12为把多重延迟检波输出位序列9和1符号延迟检波输出位序列5的状态进行比较的图。
图12(a)表示在现有实施例3中作为N＝2时的多重延迟检波输出位序列以及1符号延迟检波输出位序列的高斯噪音下的误码率相对Eb/No(位能对热噪音的功率比)的特性。
如图12(a)表示，在高斯噪音下的误码率，多重延迟检波输出位序列比较小，比1符号延迟检波输出位序列优越。
另一方面，图12(b)表示将Eb/No设为一定时的24位同步字不检测概率相对相关临界值的特性。
如图12(b)所示，在高斯噪音下相关临界值变大时的同步字不检测概率，多重延迟检波输出位序列会变得比1符号延迟检波输出位序列大，且多重延迟检波输出位序列的同步字检测特性会劣化。
这是由于如以下的理由而造成的。
一般而言，MLSE算法虽然对随机错误具有优越的纠正错误能力，但是对于字符组错误的纠错能力却比较差。
现在如图13所示，考虑在接收信号1中发生多个符号连续的相位错误，亦即字符组错误101的情况。
此时，如图13的501所示，1符号延迟检波输出位序列中的符号错误最多只波及到实际出错的符号的相邻符号。与此相对照，多重延迟检波输出位序列中的符号错误根据MLSE算法可能进行完全错误的序列估计，如图13的901所示，在接收信号中有因错误的符号而使相当多数的符号发生错误的情形。
此时，多重延迟检波输出位序列的误码率，会变得比1符号延迟检波输出位序列还劣化。
而且，在即使用大的相关临界值也不能检测同步字的时候，在接收信号中的同步字范围内发生字符组错误的情形增加，此时，多重延迟检波输出位序列的同步字不检测概率会变得比1符号延迟检波输出位序列还大。
对现有实施例2而言也可以说是同样的。
采用现有使用最大似然序列估计的解调方式的数字无线通信接收机由以上那样来构成，在多重延迟检波输出位序列的随机错误环境中的平均误码率，虽然比1符号延迟检波输出位序列小而优，但是若发生字符组错误时，会因实施基于MLSE算法的序列估计而比1符号延迟检波输出位序列大且劣化。
而且，在即使用大的相关临界值也不能检测同步字的时候，在接收信号中的同步字范围内发生字符组错误的情形增加，此时，多重延迟检波输出位序列的同步字不检测概率会变得比1符号延迟检波输出位序列大，而且有使同步字检测特性劣化的问题。
本发明是为了解决这样的问题而产生的，其目的在于得到一种可在接收信息中可保持小的误码率、具有良好同步字检测特性的数字无线通信接收机。
为达成上述目的，有关本发明数字无线通信接收机的第一方面，其特征在于包括：用来从接收信号对每个符号进行检波并输出接收位序列的1符号单位的解调装置；用来从遍及多个符号的接收信号序列中输出接收位序列的使用最大似然序列估计的解调装置；用来使使用上述最大似然序列估计的解调装置输出的接收位序列的定时一致、并根据1符号单位的解调装置输出的接收位序列来判定同步字检测或不检测的同步字检测装置；以上述同步字检测信息为基础进行接收帧定时判定及必要时进行发送定时控制的同步控制装置；及用来从使用上述最大似然序列估计的解调装置输出中提取接收信息的接收信息提取装置。
以上那样构成的有关本发明的数字无线通信接收机的第1方面，通过将1符号单位的解调装置的输出位序列输入到同步字检测装置中，同步字检测装置用其通知检测或不检测同步字，并且，把使用最大似然序列估计的解调装置的输出位序列输入到接收信息提取装置中，
从而得到和在采用使用最大似然序列估计的解调装置时同等的误码率，并且可得到和在使用1符号单位解调装置时同等的同步字检测特性，因此在接收信息时可保持小的误码率和获得良好的同步字检测特性。
另外，有关本发明的数字无线通信接收机的第2方面，其特征在于包括：用来输出每1符号在该时刻的接收信号和只有1符号长的前面的接收信号之间的相位差的1符号延迟检波装置；具有在该相位差信号上实施卷积编码的卷积编码装置、并对从上述卷积编码装置输出的多个相位差信号序列进行最大似然序列估计算法解码的、使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置；根据从上述1符号延迟检波装置输出的相位差信号来估计差动相位信号的差动相位估计装置；将上述差动相位估计装置的输出转换成对应的位序列的第一变换装置；把利用从上述使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置输出的序列估计得到的相位差信号转换成对应的位序列的第二变换装置；根据与上述第二变换装置的输出位序列的定时一致的上述第一变换装置的输出位序列来判定同步字检测或不检测的同步字检测装置；根据上述同步字检测信息进行接收帧定时判定及必要时进行发送定时控制的同步控制装置；及从使用上述最大似然序列估计的多重延迟检波装置输出的位序列中提取接收信息的接收信息提取装置。
以上那样构成的有关本发明的数字无线通信接收机的第2方面，通过将以作为使用最大似然序列估计的多重延迟检测装置的构成要素的1符号延迟检波装置的输出为基础而得到的位序列输入到同步字检测装置，而同步字检测装置使用此来通知检测或不检测同步字，并且，将以上述使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置的输出为基础而得到的位序列输入到接收信息提取装置，可得到和采用使用最大似然序列估计的解调装置时同等的误码率，而且可得到和在使用1符号单位的解调装置时同等的同步字检测特性，因此在接收信息时保持小的误码率和获得良好的同步字检测特性。
另外，有关本发明的数字无线通信接收机的第3方面，其特征在于包括：输出每1符号在该时刻的接收信号和只有1符号长的前面的接收信号之间相位差的1符号延迟检波装置；具有使用该相位差信号进行发送差动相位信号判定的差动相位估计装置、对上述差动相位判定装置输出的估计差动相位信号和上述相位差信号进行减法运算的相位减法装置和对上述相位减法装置的输出实施卷积编码的卷积编码装置、对从该卷积编码装置输出的多个信号序列用最大似然序列估计算法进行解码的、使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置；将进行上述发送差动相位信号判定的差动相位估计装置的输出转换成对应的位序列的第一变换装置；将基于由上述使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置输出的序列估计的相位差信号输出转换成对应的位序列的第二变换装置；根据与上述第二变换装置的输出位序列的定时一致的上述第一变换装置的输出位序列来判定同步字检测或不检测的同步字检测装置；根据上述同步字检测信息进行接收帧定时判定及必要时进行发送定控制的同步控制装置；及从上述使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置输出的位序列中提取接收信息的接收信息提取装置。
以上那样构成的有关本发明的数字无线通信接收机的第3方面，通过将以作为使用根据最大似然序列估计的多重延迟检波装置的构成要素的1符号延迟检波装置的输出为基础而得到的位序列输入到同步字检测装置，而同步字检测装置用此来通知检测或不检测同步字，并且，将以上述使用最大似然序列估计的多重延迟装置的输出为基础而得到的位序列输入到接收信息提取装置，就可得到和采用使用最大似然序列估计的解调装置时同等的误码率，而且可得到和采用1符号单位解调装置时同等的同步字检测特性，因此在接收信息时可保持小的误码率和获得良好的同步字检测特性。
另外，有关本发明的数字无线通信接收机的第4方面，其特征在于包括：从接收信号对每个符号进行检波并输出接收位序列的1符号单位解调装置；从遍及多个符号的接收信号序列中输出接收位序列的使用似然序列估计的解调装置；使上述1符号单位解调装置的输出位序列的定时与上述使用最大似然序列估计的解调装置的输出位序列的定时一致的延迟装置；根据规定的基准来从根据上述延迟装置调整了定时的1符号单位解调装置的输出位序列或上述使用最大似然序列估计的解调装置的输出位序列中选择任意一个的位序列选择装置；从上述位序列选择装置的输出位序列判定同步字检测或不检测的同步字检测装置；根据上述同步字检测信息判定接收帧定时及必要时控制发送定时的同步控制装置；及从由上述使用最大似然序列估计的解调装置输出的位序列中提取接收信息的接收信息提取装置。
以上那样构成的有关本发明的数字无线通信接收机的第4方面，将1符号单位解调装置的输出位序列、或使用最大似然序列估计的解调装置的输出位序列输入到位序列选择装置，该位序列选择装置的输出输入到同步字检测装置中，而同步字检测装置用此来通知检测或不检测同步字，并且，通过将使用最大似然序列估计的解调装置的输出位序列输入到接收信息提取装置中，可得到和在采用使用最大似然序列估计的解调装置时同等的误码率，而且可得到和在有选择地采用使用最大似然序列估计的解调装置或1符号单位的解调装置时同等的同步字检测特性，因此在接收信息时可保持小的误码率和获得良好的同步字检测特性。
有关本发明的数字无线通信接收机的第5方面，其特征在于包括：输出每1符号在该时刻的接收信号和只有1符号长的前面的接收信号之间相位差的1符号延迟检波装置；具有对该相位差信号实施卷积编码的卷积编码装置、对从上述卷积编码装置输出的多个相位差信号序列用最大似然序列估计算法进行解码的、使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置；用从上述1符号延迟检波装置输出的相位差信号来估计差动相位信号的差动相位估计装置；将上述差动相位估计装置的输出转换成对应的位序列的第一变换装置；将由上述使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置输出的序列估计的相位差信号转换成对应的位序列的第二变换装置；使上述第一变换装置的输出位序列的定时与上述第二变换装置的输出位序列的定时一致的延迟装置；根据规定的基准来从根据上述延迟装置调整了定时的上述第一变换装置的输出位序列或上述第二变换装置的输出位序列中选择任意一个的位序列选择装置；根据从上述位序列选择装置的输出位序列来判定同步字检测或不检测的同步字检测装置；根据上述同步字检测信息判定接收帧定时及必要时控制发送定时的同步控制装置；从上述使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置输出的位序列中提取接收信息的接收信息提取装置。
以上那样构成的有关本发明的数字无线通信接收机的第5方面，通过把以作为使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置的构成要素的1符号延迟检波装置的输出为基础而得到的位序列或者把以使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置的输出为基础而得到的位序列输入到位序列选择装置，将该位序列选择装置的输出输入到同步字检测装置中，而同步字检测装置使用此来通知检测或不检测同步字，并且，通过将上述使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置的输出位序列输入到接收信息提取装置中，就可得到和在采用使用最大似然序列估计的解调装置时同等的误码率，并且可得到与在有选择地采用使用最大似然序列估计的解调装置时或在使用1符号单位的解调装置时同等的同步字检测特性，因此在接收信息时可保持小的误码率和得到良好的同步字检测特性。
另外，有关本发明的数字无线通信接收机的第6方面，其特征在于包括：输出每1符号在该时刻的接收信号和只有1符号长的前面的接收信号之间相位差的1符号延迟检波装置；具有使用该相位差信号进行发送差动相位信号判定的差动相位估计装置、对上述差动相位判定装置输出的估计差动相位信号和上述相位差信号进行减法运算的相位减法装置和对上述相位减法装置的输出实施卷积编码的卷积编码装置、对从该卷积编码装置输出的多个信号序列用最大似然序列估计算法进行解码的、使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置；将对上述发送差动相位信号进行判定的差动相位估计装置的输出转换成对应的位序列的第一变换装置；将由上述使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置输出的序列估计得到的相位差信号输出转换成对应的位序列的第二变换装置；使上述第一变换装置的输出位序列的定时与上述第二变换装置输出的位序列的定时一致的延迟装置；根据规定的基准从根据上述延迟装置调整了定时的上述第一变换装置的输出位序列或上述第二变换装置的输出位序列中选择任意一个的位序列选择装置；根据上述位序列选择装置的输出位序列来判定同步字检测或不检测的同步字检测装置；根据上述同步字检测信息判定接收帧定时及必要时控制发送定时的同步控制装置；及从上述使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置输出的位序列中提取接收信息的接收信息提取装置。
以上那样构成的本发明的数字无线通信接收机的第6方面，通过把以作为使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置的构成要素的1符号延迟检波装置的输出为基础所得的位序列、或把以使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置的输出为基准而得到的位序列输入到该位序列选择装置，将该位序列选择装置的输出输入到同步字检测装置中，而同步字检测装置使用此来通知检测或不检测同步字，并且，通过将上述使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置的输出位序列输入到接收信息提取装置中，就可得到和在采用使用最大似然序列估计的解调装置时同等的误码率，并且可得到与在有选择地采用使用最大似然序列估计的解调装置或1符号单位的解调装置时同等的同步字检测特性，因此在接收信息时可保持小的误码率和得到良好的同步字检测特性。
附图的简要说明
图1示出了本发明的数字无线通信接收机的实施例1的构成框图。
图2示出了本发明的数字无线通信接收机的实施例2的构成框图。
图3示出了本发明的数字无线通信接收机的实施例3的构成框图。
图4示出了本发明的数字无线通信接收机的实施例4的构成框图。
图5示出了本发明的数字无线通信接收机的实施例5的构成框图。
图6示出了本发明的数字无线通信接收机的实施例6的构成框图。
图7是说明在偏离同步状态和同步状态中的同步字检测操作的图。
图8示出了现有的采用了使用最大似然序列估计的解调方式的数字无线通信接收机实施例的构成框图。
图9是说明在数字无线通信中所用的帧及字符组的构成例的图。
图10示出了现有的数字无线通信接收机采用了使用最大似然序列估计的检波器的构成框图。
图11示出了现有的数字无线通信接收机的其他的采用了使用最大似然序列估计的检波器的构成框图。
图12示出了1符号延迟检波方式和多重延迟检波方式的误码率和同步字不检测概率的特性图。
图13是说明会对在接收信号中的误码率和解调输出造成影响的图。
图1示出了本发明的实施例1的构成框图。
另外，在以下的各个实施例中以采用差动PSK作为调制方式的情形为例进行说明。
在图中，1，6，9，12～19是和现有的接收机相同。2为以1符号为单位对接收信号1进行检波的1符号单位检波器，3是以1符号为单位检波了的差动相位信号，4是将1符号单位检波器的输出信号置换成接收位序列的第一变换装置中的变换电路，5为从变换电路4输出的接收位序列，8为将使用最大似然序列估计的检波器输出信号置换成接收位序列的第二变换装置的变换电路，10为使1符号延迟检波器输出位序列5的定时与使用最大似然序列估计的检波器输出位序列9的定时一致而用的延迟单元，11为按照延迟单元10而与使用最大似然序列估计的检波器输出位序列9的定时一致的1符号检波接收位序列。
其次，对图1所示实施例1的动作进行说明。
在图中，接收信号1被输入到1符号单位检波器2及使用最大似然序列估计的检波器6中。1符号单位检波器2依据例如延迟检波等以1符号为单位来检波接收信号、输出差动相位信号3。
差动相位信号3被输入到变换电路中，输出对应的位序列。
这里，1符号单位解调装置由1符号单位的检波器2和变换电路4构成，使用最大似然序列估计的解调装置由使用最大似然序列估计的检波器6和变换电路8构成。
并且，检波器6，变换电路8和现有接收机中的动作同样动作。
在实施例1中，和现有实施例的相异之点在于，通过使1符号单位的检波输出位序列5的定时和检波器6的输出位序列9的定时一致而使用的延迟单元使其输出11输入到同步字检测器12中。
同步字检测器12通过对已调整定时的1符号单位检波器输出的位序列11进行和现有技术同样的操作，输出同步字检测脉冲14或同步字不检测脉冲15。帧同步控制器16和接收信息提取器18也和现有技术同样操作。
在将检波方式作为延迟检波时，如已说明的那样，如果把多重延迟检波输出位序列9与1符号延迟检波输出位序列5的状态进行比较，如图12(a)所示，在高斯噪音下的误码率，虽然是多重延迟检波输出位序列的小且优，但是在将Eb/No设为一定时的同步字不检测概率，如图12(b)所示，在相关临界值变大时，反而是1符号延迟检波输出位序列的小且优。
因此，本实施例1在增大相关临界值时，在接收信息时可保持小的误码率得到良好的同步字检测特性。
另外，在本实施例1中，虽然使用延迟检波作为1符号单位的解调装置，但也可使用将包络线检波或同步检波中的任意一个与差动编码组合的解调装置。
另外，在本实施形态1中，虽然使用差动PSK作为调制方式，但是也可使用差动振幅相移键控(差动APSK)。此时，存在着检波输出3及7不仅具有相位信息也具有振幅信息的不同点。
另外，在本实施形态1中，虽将延迟单元10置于变换器4和同步字检测器12之间，但是若置于从1符号延迟检波器2的输入到帧定时信息17的路径中，则不拘于设置位置就能进行同样的操作。
图2示出了本发明的实施例2的构成框图。
如果根据实施例1的构成，除使用最大似然序列估计的检波器外，另外还需要提供1符号单位的检波器，如果是使用最大似然序列估计的解调方式来构成，则不另外设置1符号单位的检波器就可得到同等的输出。
在图中，1，8，9，12～19与实施例1相同，而使用最大似然序列估计的检波器6a的内部构成与现有实施例的图10的6a相同。
以下揭示图2中的新增部分。即，27为从1符号延迟检波器21输出的相位差信号22估计发送差动信号的差动相位估计器，28为其输出，29为把估计差动相位信号28转换成对应的位序列的第一变换装置的变换电路，30为其输出位序列，31为使输出位序列30的定时与于转换多重延迟检波输出的位序列9的定时一致而新设置的延迟电路。
其次，就图2所示的本实施例2的动作进行说明。
对多重延迟检波器6a根据接收信号1输出解调差动信号7a的操作，因和现有实施例2相同，故省略说明。
该操作是另外将构成多重延迟检波器6a的1符号延迟检波器21的输出22输入到差动相位估计器27中。差动相位估计器27根据相位差信号22来估计差动相位信号。
例如，在使用四相差动PSK时，差动相位估计器27从0，π/2，π，3π/2中选择最接近于相位差信号22的值，并作为差动相位信号28输出。该输出28与实施例1中的1符号延迟检波输出3等同。
差动相位信号28被输入到变换电路29中，再转换成位序列30。该输出位序列30对多重延迟检波输出位序列9通常其定时不一致。为了使该两者的定时一致，延迟单元31延迟差动相位估计输出位序列30，输出定时已被调整的位序列32。
上述输出位序列32被输入到同步字检测器12中。同步字检测器12、帧同步控制器16、接收信息提取器18的操作由于和现有接收机相同，所以在此省略说明。
如以上说明那样，可明白本实施例2在采用差动PSK时可得到和实施例1同等的效果。
图3示出了本发明实施例3的构成框图。
本实施例3可得到和实施例2同等的效果，但是利用使用最大似然序列估计的检波器生成1符号单位的估计差动相位信号，与实施例2相比，附加的电路变少。
在图中，1，8，9，12～19和实施例1中所示相同。延迟单元31和实施例2中所示相同。
6b，7b，20～22，33、34，35a～35c，36a～36d，37a～37d，38，39与现有的图11中所示的相同。
40为把估计差动相位信号34转换成对应的位序列的第一变换装置的变换电路，41为其输出。
其次，参照图3就实施例3的动作进行说明。
从接收信号1到解调差动相位信号7b的检波器6b的操作，因和现有的图11所示相同，故在此省略说明。
该检波器6b的操作是另外将检波器6b中的差动相位估计器33的输出34输入到变换电路40中，并输出对应的位序列41。
该位序列41相当于实施例1中的1符号延迟检波输出位序列5，和实施例2中所示的变换输出位序列30等同。因而，从延迟单元31开始到输出接收信息19的操作变成和实施例2中相同部分的操作等同。
图4示出了本发明实施例4的构成框图。
在已经说明的实施例1～3中，是将使用最大似然序列估计的多重延迟检波输出位序列全部输入到接收信息提取器中，并且是将1符号延迟检波器输出位序列输入到同步字检测器中。
但是，从图12(b)中即可明白，在高斯噪音下的相关临界值小时，使用多重延迟检波输出位序列，与使用1符号延迟检波输出位序列相比，其同步字不检测概率变小。并且，认为上述特性交叉点随着具有和已经说明的Eb/No成正比例关系的接收信号功率和噪音功率的比率((Signal to Noise Ratio)以下称接收SNR))变化而变化。
在本实施例4中，不固定输入到同步字检测器的位序列而是根据规定的基准来切换，这是为了在接收信息时可保持小的误码率得到良好的同步字检测特性。
在图4中，具有根据规定的选择标准从使用最大似然序列估计的检波器输出位序列9和通过延迟单元10的1符号单位的检波器输出位序列11中任选一个、并输出选择位序列43的选择电路42，还具有其他和图1所示实施例1相同的构成要素。
在本实施例4中，也对采用差动PSK的情况进行说明。
其次，参照图4对实施例4的操作进行说明。
从接收信号1到生成使用最大似然序列估计的多重延迟检波器输出位序列9以及生成通过延迟单元10的1符号延迟检波器输出位序列11的操作，因为和实施例1相同，所以在此省略说明。
上述输出位序列9及输出位序列11被输入到选择电路42中，选择电路42根据例如同步字检测相关临界值13等的规定的基准来选择上述二个位序列中的任一个。
从图12(b)可明白，对同一个Eb/No、同一个同步字位长的同步字不检测概率，虽然在大的相关临界值时，1符号延迟检波输出位序列较小且同步检测特性良好，但是在小的相关临界值时，还是多重延迟检波输出位序列较小且佳。
这是因为，在相关临界值小时即使是很少的误码也会导致同步字不检测，所以如同在现有实施例3中所说明那样，字符组错误的影响变得不成为问题。这种倾向随Eb/No的变大而变得显著。
这种情形，在高斯噪音环境下误码率小的多重延迟检波输出，其同步字不检测概率也小并且同步字检测特性良好。
现在，如果在成为如图12(b)所示的那样的同步字不检测概率的噪音环境下，可以这样来将相关临界值作为位序列的选择基准，即，相关临界值在1位以下时选择多重延迟检波输出位序列，在2位以上时选择1符号延迟检波器输出位序列。
被选择的位序列43被输入到同步字检测器12中。
同步字检测器12、帧同步控制器16、接收信息提取器18的操作由于和实施例1相同，故省略说明。
再者，在本实施例4中，虽然使用了作为1符号单位解调装置的延迟检波，但是也可以使用把包络线检波或同步检波中的一个和差动编码组合的解调装置。
另外，在本实施例4中，虽然使用了差动PSK作为调制方式，也可以使用差动振幅相移键控(差动APSK)。此时的输出和实施例1中所述内容相同。
另外，在本实施例4中，虽然将延迟单元10置于变换器4和同步字检测器12之间，但是如果把它置于从1符号单位的检波器2的输入开始到选择电路42的输入为止的路径中，就可不拘于设置位置而进行同样的操作。
图5示出了本发明的实施例5的构成框图。
如果按照实施例4的构成，除要有使用最大似然序列估计的检波器外，另外还有必要提供1符号单位的检波器，但是如果按照使用最大似然序列估计的解调方式的构成，则不必另外设置1符号单位的检波器就能得到同等的输出。
本实施例5是表示这样构成例的实施例。
在本实施例5中，和实施例4相同，也考虑在调制方式上采用差动PSK的情形。
在图5中，42是和在实施例4中所示相同的选择电路，其他构成要素和实施例2相同。
其次，参照图5对本实施例5动作进行说明。
在通过多重延迟检波器输出位序列9及延迟单元31生成差动相位估计器输出位序列32前的操作和实施例2等同。
多重延迟检波器输出位序列9和差动相位估计器输出位序列32被输入到选择电路42中。和实施例4相同，选择电路42以相关临界值13为基准来选择上述位序列中的任意一个。
同步字检测器12、帧同步控制器16、接收信息提取器18的操作和以前说明的实施例完全相同。
依据这些操作，本实施例5在采用差动PSK时，能够得到和实施例4同等的效果。
图6示出了本发明的实施例6的构成框图。
本实施例6虽然可得到和实施例5同等的效果，但是和实施例3相同，通过利用使用最大似然序列估计的检波器生成1符号单位的估计差动相位信号，与实施例5相比，其目的在于使应附加的电路变得比实施例5还少。
对图6所示的构成要素而言，除了具有根据规定的选择基准从使用估计差动相位信号生成的位序列32或由使用最大似然序列估计的多重延迟检波输出而生成的位序列9中选择任意一个的选择电路42外，其他和图3所示的实施例3的构成完全相同。
对于实施例6的动作，因为选择电路42的动作和实施例5相同，其他构成要素的操作和实施例3相同，所以省略说明。
在以上的实施例4～6中，虽然示出了使用同步字检测的相关临界值13作为位序列选择装置的选择电路42的选择基准的实施例，但是也可以使用帧同步状态信息作为选择基准。
通常帧同步在偏离状态下，会如图7(a)所示的那样不限定范围就查找同步字。此时，为了极力抑制误检测，相关临界值缩小是很普通的。
另一方面，在帧同步状态下，由于同步字的位置可大致估计，所以会如图7(b)所示的那样为了限定查找同步字的范围和抑制不检测而增大相关临界值。
因此，使用帧同步状态信息作为选择基准可得到和实施倒4～6同等的效果。该类信息也可以从帧同步控制器16输出。
另外，也可使用接收SNR或使用接收SNR和上述相关临界值的组合作为位序列选择装置的选择电路42的选择基准。
如果要得到非常高的接收SNR，则字符组错误会变少，结果，对于大的相关临界值而言，使用最大似然序列估计的多重延迟检波输出位序列的同步字不检测概率变小。
这里，接收SNR可以通过例如根据接收信号中已知的位序列求出误码率，并把它进行换算来求出。也可用该误码率作为选择基准来使用。
以下，作为选择基准例示了使用接收SNR的情形和使用接收SNR和相关临界值的组合的情形。
在实施例4～6中，在使用接收SNR作为选择基准时，在接收SNR未达到规定值时，选择1符号延迟检波器输出位序列作为同步字检测器的输入，而若超过上述规定值则可选择使用最大似然序列估计的多重延迟检波输出位序列。
另外，在实施例4～6中，在使用接收SNR和相关临界值的组合作为选择基准时，例如，接收SNR在未达到6dB时，相关临界值只在0位时选择使用最大似然序列估计的多重延迟检波输出位序列，而相关临界值超过1位时则选择1符号延迟检波器输出位序列。而且，在接收SNR为6dB以上未满9dB时，将上述切换的规定值定为2位，在接收SNR为9dB以上未满12dB时，将上述切换的规定值定为3位，通过这样使之进行工作就能进行高精度的同步字检测。
另外，也可以使用接收信号的电平信息作为位序列选择装置的选择电路42的选择基准。
如果得到非常高的接收信号的电平则可当作和得到高的接收SNR等价，且字符组错误会变少，结果，对大的相关临界值而言，基于使用最大似然序列估计的解调方式输出的同步字不检测概率变小且同步字检测特性变好。
接收信号的电平信息可以通过把未调制的信号插入到接收信号中并将其检出等而求出。
根据以上那样构成的发明的第一方面，通过将1符号单位解调装置的输出位序列输入到同步字检测装置中，同步字检测装置用此通知检测或不检测同步字，并且，把使用最大似然序列估计的解调装置的输出位序列输入到接收信息提取装置中，可获得到和在采用使用最大似然序列估计的解调装置时同等的误码率，并且可得到和在使用1符号单位解调装置时同等的同步字检测特性，因此可得到在接收信息时保持小的误码率和良好同步字检测特性的数字无线通信接收机。
根据以上那样构成的发明的第二方面，通过把以作为使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置的构成要素的1符号延迟检波装置的输出为基础所得的位序列输入到同步字检测装置中，同步字检测装置用此来通知检测或不检测同步字，并且，把以上述使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置的输出为基础所得的位序列输入到接收信息提取装置，可得到和在采用使用最大似然序列估计的解调装置时同等的误码率，而且可得到和在使用1符号单位解调装置时同等的同步字检测特性，因此可得到在接收信息时保持小的误码率和良好同步字检测特性的数字无线通信接收机。
根据以上那样构成的发明的第三方面，通过将作为使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置的构成要素的1符号延迟检波装置的输出为基础所得的位序列输入到同步字检测装置中，同步字检测装置使用此来通知检测或不检测同步字，并且，把以上述使用最大似然序列估计的多重延迟装置的输出为基础所得的位序列输入到接收信息提取装置中，可得到和采用使用最大似然序列估计的解调装置时同等的误码率，并且可得到和采用1符号单位解调装置时同等的同步字检测特性，因此可得到在接收信息时保持小的误码率和良好同步字检测特性的数字无线通信接收机。
根据以上那样构成的发明的第四方面，通过将1符号单位解调装置的输出位序列或使用最大似然序列估计的解调装置的输出位序列输入到位序列选择装置，该位序列选择装置的输出输入到同步字检测装置中，同步字检测装置用此来通知检测或不检测同步字，并且，通过把使用最大似然序列估计的解调装置的输出位序列输入到接收信息提取装置中，可得到和在采用使用最大似然序列估计的解调装置时同等的误码率，并且可得到和在有选择地采用使用最大似然序列估计的解调装置或1符号单位解调装置时同等的同步字检测特性，因此可得到在接收信息时保持小的误码率和良好同步字检测特性的数字无线通信接收机。
另外，根据以上那样构成的发明的第五方面，通过将以作为使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置的构成要素的1符号延迟检波装置的输出为基础所得的位序列、或把以使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置的输出为基础所得的位序列输入到位序列选择装置，该位序列选择装置的输出输入到同步字检测装置中，同步字检测装置用此来通知检测或不检测同步字，并且，通过将上述使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置的输出位序列输入到接收信息提取装置中，可得到和在采用使用最大似然序列估计的解调装置时同等的误码率，并且可得到与在有选择地采用使用最大似然序列估计的解调装置或1符号单位解调装置时同等的同步字检测特性，因此在接收信息时可得到保持小的误码率和良好同步字检测特性的数字无线通信接收机。
根据以上那样构成的发明的第6方面，通过将以作为使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置的构成要素的1符号延迟检波装置的输出位序列或将以使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置的输出为基础所得到的位序列输入到位序列选择装置，该位序列选择装置的输出输入到同步字检测装置中，同步字检测装置用此来通知检测或不检测同步字，并且，通过把上述使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置的输出位序列输入到接收信息提取装置中，就可得到和在采用使用最大似然序列估计的解调装置时同等的误码率，并且可得到和在有选择地采用使用最大似然序列估计的解调装置或1符号单位解调装置时同等的同步字检测特性，因此在接收信息时可得到小的误码率和良好同步字检测特性的数字无线通信接收机。

Claims (6)

1、一种数字无线通信接收机，其特征在于包括：
用来从接收信号对每个符号进行检波并输出接收位序列的1符号单位的解调装置；
用来从遍及多个符号的接收信号序列中输出接收位序列的使用最大似然序列估计的解调装置；
用来使使用最大似然序列估计的解调装置输出的接收位序列的定时一致、并根据1符号单位的解调装置输出的接收位序列来判定同步字检测或不检测的同步字检测装置；
基于上述同步字检测信息进行接收帧定时判定及必要时进行发送定时控制的同步控制装置；和
用来从使用上述最大似然序列估计的解调装置的输出中提取接收信息的接收信息提取装置。
2、一种数字无线通信接收机，其特征在于包括：
用来输出每1符号在该时刻的接收信号和只有1符号长的前面的接收信号之间相位差的1符号延迟检波装置；具有在该相位差信号上实施卷积编码的卷积编码装置、对从上述卷积编码装置输出的多个相位差信号序列进行最大似然序列估计算法解码的、使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置；
根据从上述1符号延迟检波装置输出的相位差信号来估计差动相位信号的差动相位估计装置；
将上述差动相位估计装置的输出转换成对应的位序列的第一变换装置；
把利用从上述使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置输出的序列估计得到的相位差信号转换成对应的位序列的第二变换装置；
根据与上述第二变换装置的输出位序列的定时一致的上述第一变换装置的输出位序列来判定同步字检测或不检测的同步字检测装置；
根据上述同步字检测信息判定接收帧定时及必要时控制发送定时的同步控制装置；及
从使用上述最大似然序列估计的多重延迟检波装置输出的位序列中提取接收信息的接收信息提取装置。
3、一种数字无线通信接收机，其特征在于包括：
输出每1符号在该时刻的接收信号和只有1符号长的前面的接收信号之间相位差的1符号延迟检波装置；具有使用该相位差信号进行发送差动相位信号判定的差动相位估计装置、对上述差动相位判定装置输出的估计差动相位信号和上述相位差信号进行减法运算的相位减法装置和对上述相位减法装置的输出实施卷积编码的卷积编码装置、对从该卷积编码装置输出的多个信号序列用最大似然序列估计算法进行解码的、使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置；
将进行上述发送差动相位信号判定的差动相位估计装置的输出转换成对应的位序列的第一变换装置；
将基于由上述使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置输出的序列估计的相位差信号输出转换成对应的位序列的第二变换装置；
根据与上述第二变换装置的输出位序列的定时一致的上述第一变换装置的输出位序列来判定同步字检测或不检测的同步字检测装置；
根据上述同步字检测信息判定接收帧定时及必要时控制发送定时的同步控制装置；及
从上述使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置输出的位序列中提取接收信息的接收信息提取装置。
4、一种数字无线通信接收机，其特征在于包括：
从接收信号对每个符号进行检波并输出接收位序列的1符号单位解调装置；
从遍及多个符号的接收信号序列中输出接收位序列的使用最大似然序列估计的解调装置；
使上述1符号单位解调装置的输出位序列的定时与上述使用最大似然序列估计的解调装置的输出位序列的定时一致的延迟装置；
根据规定的基准来从根据上述延迟装置调整了定时的1符号单位解调装置的输出位序列或上述使用最大似然序列估计的解调装置的输出位序列中选择任意一个的位序列选择装置；
从上述位序列选择装置的输出位序列判定同步字检测或不检测的同步字检测装置；
根据上述同步字检测信息判定接收帧定时及必要时控制发送定时的同步控制装置；及
从由上述使用最大似然序列估计的解调装置输出的位序列中提取接收信息的接收信息提取装置。
5、一种数字无线通信接收机，其特征在于包括：
输出每1符号在该时刻的接收信号和只有1符号长的前面的接收信号之间相位差的1符号延迟检波装置；具有对该相位差信号实施卷积编码的卷积编码装置、对从上述卷积编码装置输出的多个相位差信号序列用最大似然序列估计算法进行解码的、使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置；
用从上述1符号延迟检波装置输出的相位差信号来估计差动相位信号的差动相位估计装置；
将上述差动相位估计装置的输出转换成对应的位序列的第一变换装置；
将由上述使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置输出的序列估计得到的相位差信号转换成对应的位序列的第二变换装置；
使上述第一变换装置的输出位序列的定时与上述第二变换装置的输出位序列的定时一致的延迟装置；
根据规定的基准来从根据上述延迟装置调整了定时的上述第一变换装置的输出位序列、或上述第二变换装置的输出位序列中选择任意一个的位序列选择装置；
根据从上述位序列选择装置的输出位序列来判定同步字检测或不检测的同步字检测装置；
根据上述同步字检测信息判定接收帧定时及必要时控制发送定时的同步控制装置；和
从上述使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置输出的位序列中提取接收信息的接收信息提取装置。
6、一种数字无线通信接收机，其特征在于包括：
输出每1符号在该时刻的接收信号和只有1符号长的前面的接收信号之间相位差的1符号延迟检波装置；具有使用该相位差信号进行发送差动相位信号判定的差动相位估计装置、对上述差动相位判定装置输出的估计差动相位信号和上述相位差信号进行减法运算的相位减法装置和对上述相位减法装置的输出实施卷积编码的卷积编码装置、对从该卷积编码装置输出的多个信号序列用最大似然序列估计算法进行解码的、使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置；
将对上述发送差动相位信号进行判定的差动相位估计装置的输出转换成对应的位序列的第一变换装置；
将由上述使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置输出的序列估计得到的相位差信号输出转换成对应位序列的第二变换装置；
使上述第一变换装置的输出位序列的定时与上述第二变换装置输出的位序列的定时一致的延迟装置；
根据规定的基准从根据上述延迟装置调整了定时的上述第一变换装置的输出位序列或上述第二变换装置的输出位序列中选择任意一个的位序列选择装置；
根据上述位序列选择装置的输出位序列来判定同步字检测或不检测的同步字检测装置；
根据上述同步字检测信息判定接收帧定时及必要时控制发送定时的同步控制装置；及
从上述使用最大似然序列估计的多重延迟检波装置输出的位序列中提取接收信息的接收信息提取装置。
CN96111762A 1995-08-31 1996-08-30 数字无线通信接收机 Expired - Fee Related CN1111967C (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP223600/95 1995-08-31
JP7223600A JPH0969862A (ja) 1995-08-31 1995-08-31 ディジタル無線通信受信機
JP223600/1995 1995-08-31

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1154017A true CN1154017A (zh) 1997-07-09
CN1111967C CN1111967C (zh) 2003-06-18

Family

ID=16800728

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN96111762A Expired - Fee Related CN1111967C (zh) 1995-08-31 1996-08-30 数字无线通信接收机

Country Status (7)

Country Link
US (1) US5740204A (zh)
JP (1) JPH0969862A (zh)
KR (1) KR100206349B1 (zh)
CN (1) CN1111967C (zh)
CA (1) CA2182835C (zh)
HK (1) HK1001535A1 (zh)
TW (1) TW411680B (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108134754A (zh) * 2018-01-09 2018-06-08 西安科技大学 一种吉比特连续可变速率的中频差分解调器

Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6873834B1 (en) * 1996-12-20 2005-03-29 Nortel Networks Limited Wireless terminal diversity scheme
US6160855A (en) * 1997-02-06 2000-12-12 Mitsubishi Materials Corporation Digital modulation method and digital communication system
IL120898A (en) 1997-05-22 2000-02-17 D S P C Israel Ltd Bi-directional channel analysis
DE69837994T2 (de) * 1997-07-24 2007-12-06 Kabushiki Kaisha Kenwood Schaltung zur Erfassung der Phase eines empfangenen Signals
DE1039708T1 (de) * 1997-12-29 2001-03-15 Kabushiki Kaisha Kenwood, Tokio/Tokyo Schaltung zum fangen eines rahmensynchronisiersignals in einem empfänger
US6622006B1 (en) * 2000-02-02 2003-09-16 Hughes Electronics Corporation System and method for detecting a link outage
GB2360179A (en) * 2000-03-07 2001-09-12 Ericsson Telefon Ab L M Receiver with an 'a posteriori' estimator to determine the position of a synchronisation sequence
KR100418975B1 (ko) * 2001-06-12 2004-02-14 전자부품연구원 디지털 오디오 방송 시스템의 초기 주파수 동기장치 및동기 방법
US7466658B2 (en) * 2002-08-14 2008-12-16 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Receiver and method for decoding of truncated data
US7203254B2 (en) * 2003-03-25 2007-04-10 Motorola, Inc. Method and system for synchronizing in a frequency shift keying receiver
US7339958B2 (en) * 2005-01-03 2008-03-04 Mediatek, Inc. System and method for performing signal synchronization of data streams
US8149956B1 (en) * 2007-04-23 2012-04-03 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army Method of automated demodulation and classification of phase-shift-keying signals using hysteretic differential zero-crossing time samples
US9059889B2 (en) * 2013-03-11 2015-06-16 Technion Research And Development Foundation Ltd. Polar multi-symbol delay detector for carrier phase and frequency recovery for coherent transmission

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0137445B1 (en) * 1983-10-11 1990-01-03 Merck & Co. Inc. Process for c-methylation of 2-methylbutyrates
JPS6152674A (ja) * 1984-08-21 1986-03-15 Konishiroku Photo Ind Co Ltd カラー画像転写装置
US5017883A (en) * 1990-07-31 1991-05-21 The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration Multiple symbol differential detection
SE470371B (sv) * 1992-06-23 1994-01-31 Ericsson Telefon Ab L M Sätt och anordning vid digital signalöverföring att hos en mottagare estimera överförda symboler
JPH0697973A (ja) * 1992-09-14 1994-04-08 N T T Idou Tsuushinmou Kk 無線受信機
JPH06152674A (ja) * 1992-11-06 1994-05-31 N T T Idou Tsuushinmou Kk 遅延検波装置

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108134754A (zh) * 2018-01-09 2018-06-08 西安科技大学 一种吉比特连续可变速率的中频差分解调器
CN108134754B (zh) * 2018-01-09 2019-02-01 西安科技大学 一种吉比特连续可变速率的中频差分解调器

Also Published As

Publication number Publication date
CA2182835C (en) 2000-10-03
KR970013853A (ko) 1997-03-29
US5740204A (en) 1998-04-14
JPH0969862A (ja) 1997-03-11
CA2182835A1 (en) 1997-03-01
CN1111967C (zh) 2003-06-18
KR100206349B1 (ko) 1999-07-01
TW411680B (en) 2000-11-11
HK1001535A1 (en) 1998-06-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1120595C (zh) 相干检波方法,移动通信接收机及干扰消除装置
CN1111967C (zh) 数字无线通信接收机
CN1168242C (zh) 进行连续外环功率控制的发送和接收设备和方法
CN1172472C (zh) 移动通信系统中接收处理方法以及接收装置
CN1200528C (zh) 正交频分多路复用解调装置和解调方法
CN1210884C (zh) 接收机和自适应均衡处理方法
CN1231056C (zh) 残留边带通信系统
CN1189058C (zh) 通信终端装置和基站装置
CN1160921C (zh) 多载波系统的帧结构及帧同步
CN1413405A (zh) 具备先行参数估计能力的基带处理器
CN1723669A (zh) 相位／增益不平衡估计或补偿
CN1254936C (zh) 多载波码分多址通信装置
CN1714525A (zh) 通信系统、通信方法、发送装置、接收装置以及控制程序
CN1617534A (zh) Ofdm接收机
CN1193430A (zh) 测量接收的sir的方法和设备及传输功率控制器
CN1237747C (zh) 正交频分复用通信装置
CN1618192A (zh) Ofdm解调电路以及使用该电路的ofdm接收设备
CN1878099A (zh) 用于求得传输信道占用的方法和装置
CN1144405C (zh) Cdma接收设备,cdma收发设备及cdma接收方法
CN1287730A (zh) Ofdm发送接收装置及ofdm发送接收方法
CN1692589A (zh) Ofdm解调器
CN1838652A (zh) 对射频脉冲进行均衡处理的方法及装置
CN1640021A (zh) 无线通信设备、接收设备及接收方案的选择方法
CN1969497A (zh) 脉冲无线通信装置
CN1701547A (zh) 估算噪声功率的方法和噪声功率估算装置

Legal Events

Date Code Title Description
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C06 Publication
PB01 Publication
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
REG Reference to a national code

Ref country code: HK

Ref legal event code: GR

Ref document number: 1018816

Country of ref document: HK

C19 Lapse of patent right due to non-payment of the annual fee
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee