CN115276108A - 一种基于状态重构pr-eso的lcl型并网逆变器控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于状态重构PR‑ESO的LCL型并网逆变器控制方法，包括：利用电流传感器实时检测逆变器侧电流并将逆变器侧电流作为原始状态变量带入LCL型并网逆变器所满足的基尔霍夫方程；对逆变器侧电流进行三次微分运算实现状态重构，使得状态重构后的状态变量满足积分器串联形式并通过比例谐振扩张状态观测器PR‑ESO进行实时观测；将PR‑ESO的输出量进行状态转换并依次得到状态转换后状态变量以及电网电压的实时观测值；利用实时观测值进行常系数反馈实现有源阻尼控制并设计入网电流跟踪控制器实现并网电流跟踪。本发明在每个状态变量的观测通道中添加比例谐振环节，减轻ESO负担且只需一个电流传感器实现对逆变器的有源阻尼和入网电流跟踪，降低了硬件成本。
Description
技术领域
本发明涉及并网逆变器电流控制的技术领域，尤其涉及一种基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法。
背景技术
现如今，并网逆变器作为清洁能源发电系统与电网之间的连接枢纽，发挥着重要作用。与L滤波器相比，LCL滤波器具有体积小，谐波衰减能力强的优点，广泛用于并网逆变器中。然而，LCL滤波器存在固有的高频谐振现象，需要适当的阻尼控制策略，同时，为保证系统运行稳定和提高输入电能质量，入网电流跟踪控制也是必不可少的环节。
一般的LCL型并网逆变器系统中，需配备电网传感器、电流传感器若干以实现LCL滤波器有源阻尼及入网电流跟踪。其中，为了实现有源阻尼，需要反馈LCL滤波器的一个或者多个状态量，则至少需要一个电流或电压传感器，而入网电流跟踪同时也需要电流传感器检测网侧电流或者逆变器侧电流。最后，为了得到电网电压的相位信息来执行dq变换，实现并网电流和电网电压的相位同步，也需要电网电压传感器。众多的传感器不仅增加了系统硬件成本，还会出现因传感器故障而影响系统可靠性的问题，因此，无传感器技术得到了广泛研究。
并网逆变器系统无传感器控制大多数都是通过观测器观测某一个状态量，如电网电压或者电容电压等，能够减少传感器数量也十分有限。鉴于现有LCL型并网逆变器控制方法中存在需要多个传感器的问题，迫切需要设计出能够同时观测所需要状态变量的观测器，进而达到降低硬件成本的目标。
发明内容
本部分的目的在于概述本发明的实施例的一些方面以及简要介绍一些较佳实施例。在本部分以及本申请的说明书摘要和发明名称中可能会做些简化或省略以避免使本部分、说明书摘要和发明名称的目的模糊，而这种简化或省略不能用于限制本发明的范围。
鉴于上述现有存在的问题，提出了本发明。
因此，本发明解决的技术问题是：传统ESO不能准确的跟踪正弦信号，现有的有源阻尼以及入网电流跟踪所需电压电流传感器较多以及传感器故障影响系统可靠性的问题。
为解决上述技术问题，本发明提供如下技术方案：一种基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法，包括：
利用电流传感器实时检测逆变器侧电流并将所述逆变器侧电流作为原始状态变量带入LCL型并网逆变器所满足的基尔霍夫方程；
对所述逆变器侧电流进行三次微分运算实现状态重构，使得状态重构后的状态变量满足积分器串联形式并通过比例谐振扩张状态观测器PR-ESO进行实时观测；
将所述PR-ESO的输出量进行状态转换并依次得到状态转换后状态变量以及电网电压的实时观测值；
利用所述实时观测值进行常系数反馈实现有源阻尼控制并设计入网电流跟踪控制器实现并网电流跟踪。
作为本发明所述的基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法的一种优选方案，其中：
原始状态变量包括：逆变器侧电流、滤波电容电压、网侧电流。
作为本发明所述的基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法的一种优选方案，其中：所述逆变器侧电流作为原始状态变量带入LCL型并网逆变器所满足的基尔霍夫方程包括：
LCL型并网逆变器所满足的基尔霍夫方程，表示为：
其中，ii为逆变器侧电流、ig为网侧电流、ui为逆变器输出电压、uc为滤波电容电压、ug为电网电压，Li为逆变器侧电感值、Lg为网侧电感值、C为滤波电容值。
作为本发明所述的基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法的一种优选方案，其中：对所述逆变器侧电流进行三次微分运算实现状态重构包括：
三次微分运算LCL型并网逆变器的基尔霍夫电压电流方程，表示为：
其中，令逆变器侧电流ii为x1、滤波电容电压uc为x2、网侧电流ig为x3，并令k1＝1/Li、k2＝1/C、k3＝1/Lg。
作为本发明所述的基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法的一种优选方案，其中：新构建的状态变量的积分器串联型形式，表示为：
其中，
为新构建的状态变量，
为逆变器侧电流，
为逆变器侧电流微分，
为逆变器侧电流二阶微分，
为扩张状态变量。
作为本发明所述的基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法的一种优选方案，其中：比例谐振扩张状态观测器PR-ESO包括：
比例谐振传递函数表示为：
其中，ωg为电网频率，ζ1、ζ2为阻尼系数。
作为本发明所述的基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法的一种优选方案，其中：所述PR-ESO的输出量进行状态转换得到的状态转换后状态变量以及电网电压的实时观测值，表示为：
其中，l1、l2、l3、l4根据极点配置方法都置于ω0处：l1＝4ω0，l2＝6ω0 2，l3＝4ω0 3，l4＝ω0 4。
作为本发明所述的基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法的一种优选方案，其中：有源阻尼控制包括：
有源阻尼产生的控制量，表示为：
u1＝(ii-ig)·H
其中，H为常系数。
作为本发明所述的基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法的一种优选方案，其中：设计入网电流跟踪控制器包括：
根据PR-ESO观测出的电网电压进行锁相用于执行abc-dq变换；并给出dq轴电流参考值，其中q轴电流设定为0用于单位功率因数运行；对dq轴电流分别设计三阶线性自抗扰控制器LADRC，控制量表示为：
其中，r为参考输入，kp、kd、kd1分别为控制器增益。
作为本发明所述的基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法的一种优选方案，其中：将所述控制量进行脉宽调制处理，实现电流跟踪包括：
将所述入网电流跟踪控制量减去所述有源阻尼控制量，经空间矢量脉宽调制后形成并网逆变器控制调制波，将所述并网逆变器控制调制波送入PWM产生模块得到驱动开关器件的脉宽调制信号，进一步控制并网逆变器产生期望的输出电流，实现并网电流跟踪。
本发明的有益效果：本发明提供的基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法，将逆变器侧电流作为状态变量并对其进行状态重构，通过PR-ESO以及状态转换环节实时观测出网侧电流ig、滤波电容电压uc、逆变侧电流大小ii以及电网电压ug；只需要一个电流传感器即可实现逆变器的有源阻尼及入网电流跟踪，减少了电网电压传感器以及电容电流传感器的使用，大大降低了硬件成本，并减少了因传感器故障而影响系统可靠性的问题。
本发明提供的基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法，通过在ESO每个状态变量的观测通道各自添加比例谐振环节，解决了传统ESO只能够对常值或者变换缓慢信号无静差观测的问题，实现对逆变器正弦信号的无静差观测，并降低了ESO带宽，减轻ESO负担。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。其中：
图1为本发明第一个实施例所述的一种基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法的方法流程图；
图2为本发明第一个实施例所述的一种基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法的LCL型并网逆变器控制系统的整体框图；
图3为本发明第一个实施例所述的一种基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法的PR-ESO内部结构框图；
图4为本发明第一个实施例所述的一种基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法的LCL型并网逆变器控制系统有源阻尼及入网电流跟踪控制框图；
图5为本发明第二个实施例所述的一种基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法的在状态重构ESO观测器带宽ω0为2000rad/s情况下的观测效果图；
图6为本发明第二个实施例所述的一种基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法的在状态重构PR-ESO观测器带宽ω0为2000rad/s情况下的观测效果图；
图7为本发明第二个实施例所述的一种基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法的未加入状态重构PR-ESO的入网电流d轴跟踪效果图；
图8为本发明第二个实施例所述的一种基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法的加入状态重构PR-ESO的入网电流d轴跟踪效果图；
图9为本发明第二个实施例所述的一种基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法的电感电容参数分别波动50％以及电网电压在0.3s增加20V情况下的各状态变量观测效果和入网电流d轴跟踪效果图；
图10为本发明第二个实施例所述的一种基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法的电流控制策略最终的网侧电流igTHD值大小图。
具体实施方式
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合说明书附图对本发明的具体实施方式做详细的说明，显然所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明的保护的范围。
在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是本发明还可以采用其他不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似推广，因此本发明不受下面公开的具体实施例的限制。
其次，此处所称的“一个实施例”或“实施例”是指可包含于本发明至少一个实现方式中的特定特征、结构或特性。在本说明书中不同地方出现的“在一个实施例中”并非均指同一个实施例，也不是单独的或选择性的与其他实施例互相排斥的实施例。
本发明结合示意图进行详细描述，在详述本发明实施例时，为便于说明，表示器件结构的剖面图会不依一般比例作局部放大，而且所述示意图只是示例，其在此不应限制本发明保护的范围。此外，在实际制作中应包含长度、宽度及深度的三维空间尺寸。
同时在本发明的描述中，需要说明的是，术语中的“上、下、内和外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一、第二或第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
本发明中除非另有明确的规定和限定，术语“安装、相连、连接”应做广义理解，例如：可以是固定连接、可拆卸连接或一体式连接；同样可以是机械连接、电连接或直接连接，也可以通过中间媒介间接相连，也可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
实施例1
参照图1～4，为本发明的第一个实施例，该实施例提供了一种基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法，包括：
S1:利用电流传感器实时检测逆变器侧电流并将逆变器侧电流作为原始状态变量带入LCL型并网逆变器所满足的基尔霍夫方程；
更进一步的，原始状态变量包括：逆变器侧电流、滤波电容电压、网侧电流。
更进一步的，逆变器侧电流作为原始状态变量带入LCL型并网逆变器所满足的基尔霍夫方程包括：
LCL型并网逆变器所满足的基尔霍夫方程，表示为：
其中，ii为逆变器侧电流、ig为网侧电流、ui为逆变器输出电压、uc为滤波电容电压、ug为电网电压，Li为逆变器侧电感值、Lg为网侧电感值、C为滤波电容值。
S2:对逆变器侧电流进行三次微分运算实现状态重构，使得状态重构后的状态变量满足积分器串联形式并通过比例谐振扩张状态观测器PR-ESO进行实时观测；
更进一步的，对逆变器侧电流进行三次微分运算实现状态重构包括：
三次微分运算LCL型并网逆变器的基尔霍夫电压电流方程，表示为：
其中，令逆变器侧电流ii为x1、滤波电容电压uc为x2、网侧电流ig为x3，并令k1＝1/Li、k2＝1/C、k3＝1/Lg。
更进一步的，新构建的状态变量的积分器串联型形式，表示为：
其中，
为新构建的状态变量，
为逆变器侧电流，
为逆变器侧电流微分，
为逆变器侧电流二阶微分，
为扩张状态变量。
应说明的是，新构建的状态变量满足ESO最基本的积分器串联形式，便于对新构建的状态变量进行实时观测。
更进一步的，比例谐振扩张状态观测器PR-ESO包括：
比例谐振传递函数表示为：
其中，ωg为电网频率，ζ1、ζ2为阻尼系数。
应说明的是，ζ1>ζ2，使得比例谐振环节在50Hz处提供高增益，并且在低频段和高频段分贝值为0dB，由于传统的扩张状态观测器ESO只能对定常或者变化缓慢的信号无静差观测；通过在ESO每个状态变量的观测通道各自添加了比例谐振环节，实现对逆变器正弦信号的无静差观测。
S3:将PR-ESO的输出量进行状态转换并依次得到状态转换后状态变量以及电网电压的实时观测值；
更进一步的，PR-ESO的输出量进行状态转换得到的状态转换后状态变量以及电网电压的实时观测值，表示为：
其中，l1、l2、l3、l4根据极点配置方法都置于ω0处：l1＝4ω0，l2＝6ω0 2，l3＝4ω0 3，l4＝ω0 4。
应说明的是，状态转换是将PR-ESO的四个输出进行计算表示为：
得到网侧电流ig、滤波电容电压uc、逆变侧电流大小ii以及电网电压ug的实时观测值。
S4:利用实时观测值进行常系数反馈实现有源阻尼控制并设计入网电流跟踪控制器实现并网电流跟踪。
更进一步的，有源阻尼控制包括：
有源阻尼产生的控制量，表示为：
u1＝(ii-ig)·H
其中，H为常系数。
应说明的是，根据PR-ESO观测出的网侧电流ig与逆变器侧电流ii观测值相减并进行常系数H反馈实现有源阻尼。
更进一步的，设计入网电流跟踪控制器包括：
根据PR-ESO观测出的电网电压进行锁相用于执行abc-dq变换；并给出dq轴电流参考值，其中q轴电流设定为0用于单位功率因数运行；对dq轴电流分别设计三阶线性自抗扰控制器LADRC，控制量表示为：
其中，r为参考输入，kp、kd、kd1分别为控制器增益。
应说明的是，根据PR-ESO观测出的电网电压进行锁相用于执行abc-dq变换；并给出dq轴电流参考值，其中q轴电流设定为0用于单位功率因素运行对dq轴电流分别设计三阶线性自抗扰控制器LADRC；
LCL型并网逆变器系统在dq轴旋转坐标系下的模型表示为：
系统为一个三阶强耦合的被控对象，将dq轴耦合分量作为总扰动f当中的一部分进行观测和补偿；由于dq轴电流控制具有对称性，后续以d轴电流控制为例，系统的模型表示为：
其中，令
网侧电流作为输出重新定义状态变量，状态空间方程表示为：
其中，
并令u＝uid、f＝fd、h＝f；
设计一个四阶ESO对各个状态变量进行实时观测，表示为：
其中，
分别代表对状态变量
f的实时观测；β1、β2、β3、β4根据极点配置方法都置于ω01处：β1＝4ω01，β2＝6ω01 2，β3＝4ω01 3，β4＝ω01 4。
将网侧电流观测值ig与设定值相减构建入网电流控制器，用于电流跟踪。
更进一步的，将控制量进行脉宽调制处理，实现电流跟踪包括：
将有源阻尼控制和入网电流跟踪控制两部分产生的控制量相减，即u-u1处理后形成并网逆变器控制调制波，将并网逆变器控制调制波送入PWM产生模块得到驱动开关器件的脉宽调制信号，进一步控制并网逆变器产生期望的输出电压和输出电流，实现电流跟踪控制。
实施例2
参照图5～10，为本发明的第二个实施例，提供了一种基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法，为了验证本发明的有益效果，通过仿真对比实验进行科学论证。
在PLECS软件中进行仿真验证，本实施例提供的并网逆变器主电路参数和控制器参数如表1和表2所示：
表1主电路参数
表2控制参数
根据表1和表2所给的具体参数，从不同角度对传统ESO和本发明方法进行对比实验。
实验1：当观测器带宽ω0为2000rad/s时，通过图5可以看出传统ESO即未在每个状态变量的观测通道添加比例谐振环节，实时观测值与实际值的幅值有较大偏差，正弦信号的跟踪效果较差；通过图6可以看出PR-ESO在跟踪正弦信号时，由于在每个状态变量的观测通道进行比例谐振，实时观测值和实际观测值的幅值基本吻合，正弦信号的跟踪效果要远远好于传统ESO，实现了对逆变器正弦信号的无静差观测。
实验2：当控制器参数设计相同时，通过图7、8可以看出未加入状态重构PR-ESO的入网电流跟踪效果和加入状态重构PR-ESO的入网电流跟踪效果几乎相同，为进一步验证本发明提出的状态重构PR-ESO跟踪的准确性，进行实验3，在电感电容参数分别波动50％以及电网电压在0.4s增加20V情况下观察各状态变量观测效果和入网电流d轴跟踪效果。
实验3：各状态变量观测效果和入网电流d轴跟踪效果如图9所示，通过图9可以看出，在各参数波动幅度较大情形下，本发明提出的状态重构PR-ESO依然能够取得较好的观测效果；进一步的验证本发明提出的状态重构PR-ESO具有较强的鲁棒性，通过PLECS仿真软件当中的THD模块计算得出，THD值大约为0.4％，满足国家标准。
应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管参照较佳实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。
Claims (10)
1.一种基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法，其特征在于，包括：
利用电流传感器实时检测逆变器侧电流并将所述逆变器侧电流作为原始状态变量带入LCL型并网逆变器所满足的基尔霍夫方程；
对所述逆变器侧电流进行三次微分运算实现状态重构，使得状态重构后的状态变量满足积分器串联形式并通过比例谐振扩张状态观测器PR-ESO进行实时观测；
将所述PR-ESO的输出量进行状态转换并依次得到状态转换后状态变量以及电网电压的实时观测值；
利用所述实时观测值进行常系数反馈实现有源阻尼控制并设计入网电流跟踪控制器实现并网电流跟踪。
2.如权利要求1所述的一种基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法，其特征在于，原始状态变量包括：逆变器侧电流、滤波电容电压、网侧电流。
3.如权利要求2所述的一种基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法，其特征在于，所述逆变器侧电流作为原始状态变量带入LCL型并网逆变器所满足的基尔霍夫方程包括：
LCL型并网逆变器所满足的基尔霍夫方程，表示为：
其中，ii为逆变器侧电流、ig为网侧电流、ui为逆变器输出电压、uc为滤波电容电压、ug为电网电压，Li为逆变器侧电感值、Lg为网侧电感值、C为滤波电容值。
4.如权利要求3所述的一种基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法，其特征在于，对所述逆变器侧电流进行三次微分运算实现状态重构包括：
三次微分运算LCL型并网逆变器的基尔霍夫电压电流方程，表示为：
其中，令逆变器侧电流ii为x1、滤波电容电压uc为x2、网侧电流ig为x3，并令k1＝1/Li、k2＝1/C、k3＝1/Lg。
5.如权利要求4所述的一种基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法，其特征在于，新构建的状态变量的积分器串联型形式，表示为：
其中，
为新构建的状态变量，
为逆变器侧电流，
为逆变器侧电流微分，
为逆变器侧电流二阶微分，
为扩张状态变量。
6.如权利要求5所述的一种基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法，其特征在于，比例谐振扩张状态观测器PR-ESO包括：
比例谐振传递函数表示为：
其中，ωg为电网频率，ζ1、ζ2为阻尼系数。
7.如权利要求6所述的一种基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法，其特征在于，所述PR-ESO的输出量进行状态转换得到的状态转换后状态变量以及电网电压的实时观测值，表示为：
其中，l1、l2、l3、l4根据极点配置方法都置于ω0处：l1＝4ω0，l2＝6ω0 2，l3＝4ω0 3，l4＝ω0 4。
8.如权利要求7所述的一种基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法，其特征在于，有源阻尼控制包括：
有源阻尼产生的控制量，表示为：
u1＝(ii-ig)·H
其中，H为常系数。
9.如权利要求8所述的一种基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法，其特征在于，设计入网电流跟踪控制器包括：
根据PR-ESO观测出的电网电压进行锁相用于执行abc-dq变换；并给出dq轴电流参考值，其中q轴电流设定为0用于单位功率因数运行；对dq轴电流分别设计三阶线性自抗扰控制器LADRC，控制量表示为：
其中，r为参考输入，kp、kd、kd1分别为控制器增益。
10.如权利要求9所述的一种基于状态重构PR-ESO的LCL型并网逆变器控制方法，其特征在于，将所述控制量进行脉宽调制处理，实现电流跟踪包括：
将所述入网电流跟踪控制量减去所述有源阻尼控制量，经空间矢量脉宽调制后形成并网逆变器控制调制波，将所述并网逆变器控制调制波送入PWM产生模块得到驱动开关器件的脉宽调制信号，进一步控制并网逆变器产生期望的输出电流，实现并网电流跟踪。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202210741473.1A CN115276108A (zh) | 2022-06-27 | 2022-06-27 | 一种基于状态重构pr-eso的lcl型并网逆变器控制方法 |
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| CN202210741473.1A CN115276108A (zh) | 2022-06-27 | 2022-06-27 | 一种基于状态重构pr-eso的lcl型并网逆变器控制方法 |
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| CN116505789A (zh) * | 2023-06-26 | 2023-07-28 | 浙江大学海南研究院 | 基于fopr-doc控制器的光伏并网逆变器控制方法 |
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2022
- 2022-06-27 CN CN202210741473.1A patent/CN115276108A/zh not_active Withdrawn
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| CN116505789A (zh) * | 2023-06-26 | 2023-07-28 | 浙江大学海南研究院 | 基于fopr-doc控制器的光伏并网逆变器控制方法 |
| CN116505789B (zh) * | 2023-06-26 | 2024-01-05 | 浙江大学海南研究院 | 基于fopr-doc控制器的光伏并网逆变器控制方法 |
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