CN109412194A - 一种三相lcl型并网逆变器的控制方法及系统 - Google Patents

一种三相lcl型并网逆变器的控制方法及系统 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种三相LCL型并网逆变器的控制方法及系统，包括获取电网电流iG‑a,b,c和电网电压uG‑a,b,c；得到iG‑a,b,c *及两相静止坐标系下的iGα、iGβ、uGα、uGβ、iGα *、iGβ *；第一ADRC根据iGα、uGα、iGα *得到实际控制量uα，第一ADRC中的第一状态反馈控制率输出的第一虚拟控制量u'α与iGα之间呈纯串联积分型关系；第二ADRC根据iGβ、uGβ、iGβ *得到实际控制量uβ，第二ADRC中的第二状态反馈控制率输出的第二虚拟控制量u'β与iGβ之间呈纯串联积分型关系；SVPWM控制器根据uα和uβ生成脉冲宽度调制PWM信号并输出至并网逆变器。本发明控制算法简单，可以工程化整定参数，成本低。

Description

一种三相LCL型并网逆变器的控制方法及系统
技术领域
本发明涉及并网逆变器技术领域，特别是涉及一种三相LCL型并网逆变器的控制方法及系统。
背景技术
新能源发电是解决人类与日俱增的能源需求和越来越少的传统化石能源这一矛盾的主要途径，新能源发电并网利用是新能源发电大规模推广利用的主要方式。并网逆变器是新能源发出的电能与电网连接的接口。为抑制并网逆变器PWM(Pulse WidthModulation，脉冲宽度调制)斩波产生的谐波，需要在逆变器和电网的公共点之间加入滤波器。其中，常用的滤波器包括L型滤波器和LCL型滤波器，但由于LCL型滤波器的高频衰减特性比L型滤波器的高频衰减特性好很多，使用更小的电感量就能提供更强的高频谐波抑制能力，因此，LCL型滤波器被应用的也更广泛一些。
具体地，请参照图1，LCL型滤波器是电感和电容组成的三阶系统，由于本身存在谐振现象，从而导致并网电流畸变和振荡、并网逆变器过流、并网逆变器的直流母线电压失稳甚至故障。为解决上述问题，需要进行谐振抑制。谐振抑制主要分为无源阻尼和有源阻尼两类方法，无源阻尼法通过串并联电阻来增加系统阻尼，但电阻会引起损耗和发热，降低了系统效率。有源阻尼通过控制算法来实现谐振抑制，不存在阻尼损耗问题。
目前成熟的有源阻尼算法可分为间接反馈并网逆变器侧电流或者加权平均电流源的间接控制方法和直接反馈并网电流作控制外环并辅以其他状态变量(例如电容电压或者电容电流)反馈作阻尼内环的直接控制方法。但是间接控制方法会引起并网电流的相位偏移、抗干扰能力减弱等问题。而直接反馈控制方法需要多个传感器分别采样电网电流、电网电压和电容电流或者电容电压等状态变量，则一方面，传感器成本较高，另一方面，增加内环使得参数整定工作量较大。为减少传感器成本，不少学者提出了基于状态观测器的有源阻尼方法。现有的基于状态观测器的方法仅仅用于观测出所需要的电流电压状态量，再用观测出的状态变量作为内环反馈变量进行控制，仍然需要结合PID控制器，PR控制器，重复控制器等进行控制，参数整定同样困难，不能够在减小传感器数量的同时简化控制算法的复杂度。
因此，如何提供一种解决上述技术问题的方案是本领域技术人员目前需要解决的问题。
发明内容
本发明的目的是提供一种三相LCL型并网逆变器的控制方法及系统，实现有源阻尼，抑制电网电压背景谐波，适应电网阻抗变化，简化了控制算法难度，可以工程化整定参数，另外，除了需要采集并网电流和并网电压外，无需其他额外的传感器，成本低。
为解决上述技术问题，本发明提供了一种三相LCL型并网逆变器的控制方法，包括：
获取单元获取电网电流iG-a,b,c和电网电压uG-a,b,c；
给定单元提取所述uG-a,b,c的相位，并根据所述相位和预设幅值得到参考电流给定信号iG-a,b,c *；
坐标系转换单元对所述iG-a,b,c、所述uG-a,b,c及所述iG-a,b,c *分别进行Clark变换，得到两相静止坐标系下的iGα、iGβ、uGα、uGβ、iGα *、iGβ *；
第一ADRC根据iGα、uGα、iGα *得到实际控制量uα，其中，所述第一ADRC中的第一扩张状态观测器ESO生成第一总体扰动补偿使得第一状态反馈控制率输出的第一虚拟控制量u'α与所述iGα之间呈纯串联积分型关系；第二ADRC根据iGβ、uGβ、iGβ *得到实际控制量uβ，其中，所述第二ADRC中的第二ESO生成第二总体扰动补偿使得第二状态反馈控制率输出的第二虚拟控制量u'β与所述iGβ之间呈纯串联积分型关系；
SVPWM控制器根据所述uα和uβ生成脉冲宽度调制PWM信号并输出至并网逆变器。
优选地，所述获取单元获取电网电流iG-a,b,c和电网电压uG-a,b,c的过程具体为：
获取单元采集初始电网电流和初始电网电压；
所述获取单元对所述初始电网电流和所述初始电网电压均进行滤波和放大处理，得到电网电流iG-a,b,c和电网电压uG-a,b,c。
优选地，所述第一ADRC根据iGα、uGα、iGα *得到实际控制量uα，其中，所述第一ADRC中的第一ESO生成第一总体扰动补偿使得第一状态反馈控制率输出的第一虚拟控制量u'α与所述iGα之间呈纯串联积分型关系的过程具体为：
所述第一ADRC中的第一ESO根据所述iGα和uGα得到iGα的估计值z1α、所述iGα的一阶微分的估计值z2α、所述iGα的二阶微分的估计值z3α及第一总体扰动的估计值doverallα；
所述第一ADRC中的第一跟踪微分器从所述iGα *中提取所述iGα *的跟踪信号iGα *、所述iGα *的一阶微分信号及所述iGα *的二阶微分信号
所述第一ADRC中的第一状态反馈控制率根据所述iGα *与所述z1α的差值、所述与z2α的差值及所述与所述z3α的差值进行控制率组合，得到第一虚拟控制量u'α，其中，所述第一虚拟控制量u'α与所述iGα之间的传递函数为：其中，N为正整数，b0＝k2k3k4KSVPWM，其中， LG为电网侧电感，C为LCL滤波器中的滤波电容，LI为并网逆变器侧电感，KSVPWM为所述uα到所述并网逆变器的输出相电压uIα的等效增益；
所述第一ADRC中的第一减法器用于对所述第一虚拟控制量u'与所述第一估计值doverallα进行作差，得到实际控制量uα；
所述第二ADRC根据iGβ、uGβ、iGβ *得到实际控制量uβ，其中，所述第二ADRC中的第二ESO生成第二总体扰动补偿使得第二状态反馈控制率输出的第二虚拟控制量u'β与所述iGβ之间呈纯串联积分型关系的过程具体为：
所述第二ADRC中的第二ESO根据所述iGβ和uGβ得到iGβ的估计值z1β、所述iGβ的一阶微分的估计值z2β、所述iGβ的二阶微分的估计值z3β及第二总体扰动的估计值doverallβ；
所述第二ADRC中的第二跟踪微分器从所述iGβ *中提取所述iGβ *的跟踪信号iGβ *、所述iGβ *的一阶微分信号及所述iGβ *的二阶微分信号
所述第二ADRC中的第二状态反馈控制率根据所述iGβ *与所述z1β的差值、所述与z2β的差值及所述与所述z3β的差值进行控制率组合，得到第二虚拟控制量u'β，其中，所述第二虚拟控制量u'β与所述iGβ之间的传递函数为：其中，N为正整数，b0＝k2k3k4KSVPWM，其中， LG为电网侧电感，C为LCL滤波器中的滤波电容，LI为并网逆变器侧电感，KSVPWM为所述uα到所述并网逆变器的输出相电压uIα的等效增益；
所述第二ADRC中的第二减法器用于对所述第二虚拟控制量u”与所述第二估计值doverallβ进行作差，得到实际控制量uβ。
优选地，所述第一虚拟控制量u'α与所述iGα之间的传递函数具体为：
所述第二虚拟控制量u'β与所述iGβ之间的传递函数为：
优选地，所述第一ESO和第二ESO均具体为：
其中，j为α或者β，z1j为的估计值，z2j为的一阶微分的估计值，z3j为的二阶微分的估计值，z4j为dw的估计值，f(z1j,z2j,z3j,uGj)为已知扰动的估计值，dw为未知的干扰项；
则总体扰动的估计值为实际的已知扰动；
其中：
其中，ω0为期望的ESO的带宽决定的可调参数，RG为电网侧电感寄生电阻，RI为并网逆变器侧电感寄生电阻。
优选地，所述第一状态反馈控制率和所述第二状态反馈控制率具体为：
其中，j为α或者β；
其中，ωc为根据ADRC期望的带宽来调整的可调参数。
为解决上述技术问题，本发明还提供了一种三相LCL型并网逆变器的控制系统，包括：
获取单元，用于获取电网电流iG-a,b,c和电网电压uG-a,b,c；
给定单元，用于提取所述uG-a,b,c的相位，并根据所述相位和预设幅值得到参考电流给定信号iG-a,b,c *；
坐标系转换单元，用于对所述iG-a,b,c、所述uG-a,b,c及所述iG-a,b,c *分别进行Clark变换，得到两相静止坐标系下的iGα、iGβ、uGα、uGβ、iGα *、iGβ *；
第一ADRC，用于根据iGα、uGα、iGα *得到实际控制量uα，其中，所述第一ADRC中的第一扩张状态观测器ESO生成第一总体扰动补偿使得第一状态反馈控制率输出的第一虚拟控制量u'α与所述iGα之间呈纯串联积分型关系；
第二ADRC，用于根据iGβ、uGβ、iGβ *得到实际控制量uβ，其中，所述第二ADRC中的第二ESO生成第二总体扰动补偿使得第二状态反馈控制率输出的第二虚拟控制量u'β与所述iGβ之间呈纯串联积分型关系；
SVPWM控制器，用于根据所述uα和uβ生成脉冲宽度调制PWM信号并输出至并网逆变器。
优选地，所述获取单元具体用于：
采集初始电网电流和初始电网电压；
对所述初始电网电流和所述初始电网电压均进行滤波和放大处理，得到电网电流iG-a,b,c和电网电压uG-a,b,c。
优选地，所述第一ADRC包括第一扩张状态观测器ESO、第一跟踪微分器、第一状态反馈控制率及第一减法器；所述第二ADRC包括第二ESO、第二跟踪微分器、第二状态反馈控制率及第二减法器，其中：
所述第一扩张状态观测器ESO用于根据所述iGα和uGα得到iGα的估计值z1α、所述iGα的一阶微分的估计值z2α、所述iGα的二阶微分的估计值z3α及第一总体扰动的估计值doverallα；
所述第一跟踪微分器用于从所述iGα *中提取所述iGα *的跟踪信号iGα *、所述iGα *的一阶微分信号及所述iGα *的二阶微分信号
所述第一状态反馈控制率用于根据所述iGα *与所述z1α的差值、所述与z2α的差值及所述与所述z3α的差值进行控制率组合，得到第一虚拟控制量u'α，其中，所述第一虚拟控制量u'α与所述iGα之间的传递函数为：其中，N为正整数，b0＝k2k3k4KSVPWM，其中， LG为电网侧电感，C为LCL滤波器中的滤波电容，LI为并网逆变器侧电感，KSVPWM为所述uα到所述并网逆变器的输出相电压uIα的等效增益；
所述第一减法器用于对所述第一虚拟控制量u'与所述第一估计值doverallα进行作差，得到实际控制量uα；
所述第二ESO用于根据所述iGβ和uGβ得到iGβ的估计值z1β、所述iGβ的一阶微分的估计值z2β、所述iGβ的二阶微分的估计值z3β及第二总体扰动的估计值doverallβ；
所述第二跟踪微分器用于从所述iGβ *中提取所述iGβ *的跟踪信号iGβ *、所述iGβ *的一阶微分信号及所述iGβ *的二阶微分信号
所述第二状态反馈控制率用于根据所述iGβ *与所述z1β的差值、所述与z2β的差值及所述与所述z3β的差值进行控制率组合，得到第二虚拟控制量u'β，其中，所述第二虚拟控制量u'β与所述iGβ之间的传递函数为：其中，N为正整数，b0＝k2k3k4KSVPWM，其中， LG为电网侧电感，C为LCL滤波器中的滤波电容，LI为并网逆变器侧电感，KSVPWM为所述uα到所述并网逆变器的输出相电压uIα的等效增益；
所述第二减法器用于对所述第二虚拟控制量u”与所述第二估计值doverallβ进行作差，得到实际控制量uβ。
优选地，所述第一状态反馈控制率和所述第二状态反馈控制率具体为：
其中，j为α或者β；
其中，ωc为根据ADRC期望的带宽来调整的可调参数。
本发明提供了一种三相LCL型并网逆变器的控制方法，包括获取单元获取电网电流iG-a,b,c和电网电压uG-a,b,c；给定单元提取uG-a,b,c的相位，并根据相位和预设幅值得到参考电流给定信号iG-a,b,c *；坐标系转换单元对iG-a,b,c、uG-a,b,c及iG-a,b,c *分别进行Clark变换，得到两相静止坐标系下的iGα、iGβ、uGα、uGβ、iGα *、iGβ *；第一ADRC根据iGα、uGα、iGα *得到实际控制量uα，其中，第一ADRC中的第一扩张状态观测器ESO生成第一总体扰动补偿使得第一状态反馈控制率输出的第一虚拟控制量u'α与iGα之间呈纯串联积分型关系；第二ADRC根据iGβ、uGβ、iGβ *得到实际控制量uβ，其中，第二ADRC中的第二ESO生成第二总体扰动补偿使得第二状态反馈控制率输出的第二虚拟控制量u'β与iGβ之间呈纯串联积分型关系；SVPWM控制器根据uα和uβ生成脉冲宽度调制PWM信号并输出至并网逆变器。
可见，本申请首先将三相LCL型并网逆变器的模型变换到两相静止坐标系下，实现自动解耦，以便将其当作两个单项LCL型并网逆变器进行控制，然后再在ADRC中将LCL型并网逆变器的控制对象的谐振极点等内部动态扰动和电网电压影响等外部扰动作为一个整体估计出来并进行补偿，从而将复杂的LCL型并网逆变器的控制对象补偿为理想的纯串联积分型控制对象，从而实现通过ADRC内部补偿统一实现消除谐振极点达到有源阻尼，抑制电网电压背景谐波，适应电网阻抗变化，简化了控制算法难度，可以工程化整定参数，另外，除了需要采集并网电流和并网电压外，无需其他额外的传感器，成本低。
本发明还提供了一种三相LCL型并网逆变器的控制系统，具有与上述控制方法相同的有益效果。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对现有技术和实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为一种三相LCL并网逆变器的拓扑结构图；
图2为本发明提供的一种三相LCL型并网逆变器的控制方法的过程流程图；
图3为本发明提供的一种第一ADRC的控制原理图；
图4为使用本发明控制方法的三相输出并网电流波形图；
图5为给定为4A时a相电流谐波分析图；
图6为给定为8A时a相电流谐波分析图；
图7为本发明提供的一种三相LCL型并网逆变器的控制系统的结构示意图。
具体实施方式
本发明的核心是提供一种三相LCL型并网逆变器的控制方法及系统，实现有源阻尼，抑制电网电压背景谐波，适应电网阻抗变化，简化了控制算法难度，可以工程化整定参数，另外，除了需要采集并网电流和并网电压外，无需其他额外的传感器，成本低。
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
请参照图1和图2，其中，图1为一种三相LCL并网逆变器的拓扑结构图，图2为本发明提供的一种三相LCL型并网逆变器的控制方法的过程流程图，其中，iIa、iIb及iIc为逆变器侧电流，iGa、iGb及iGc为并网电流，uCa、uCb及uCc为电容相电压。
该方法包括：
步骤11：获取单元获取电网电流iG-a,b,c和电网电压uG-a,b,c；
首先需要说明的是，本申请采用闭环控制方法，将并网电流iG-a,b,c和电网电压uG-a,b,c作为闭环控制的反馈量。
另外，这里的获取单元包括电流传感器和电压传感器，用以分别采集电网电流iG-a,b,c和电网电压uG-a,b,c。
步骤12：给定单元提取uG-a,b,c的相位，并根据相位和预设幅值得到参考电流给定信号iG-a,b,c *；
具体地，在获取得到电网电压uG-a,b,c后，将电网电压uG-a,b,c作为锁相环的输入，经由锁相环提取出电网电压uG-a,b,c的相位信号，然后采用正弦函数生成和电网电压uG-a,b,c同相位的正弦信号，再与预设幅值相乘得到第一ADRC和第二ADRC的参考电流给定信号iG-a,b,c *。
步骤13：坐标系转换单元对iG-a,b,c、uG-a,b,c及iG-a,b,c *分别进行Clark变换，得到两相静止坐标系下的iGα、iGβ、uGα、uGβ、iGα *、iGβ *；
具体地，对于图1中的三相三线制的系统，将三相LCL并网逆变器的数学模型通过Clark变换到两相静止αβ坐标系，即令：
得到三相LCL并网逆变器在两相静止坐标系下的数学模型如下：
其中，iGα为电网电流在两相静止坐标系下α轴上的分量，iGβ为电网电流在两相静止坐标系下β轴上的分量，uCα为电容相电压在两相静止坐标系下α轴上的分量，uCβ为电容相电压在两相静止坐标系下β轴上的分量，iIα为并网逆变器侧电流在两相静止坐标系下α轴上的分量，iIβ为电容相电压在两相静止坐标系下β轴上的分量。
可见，两相静止坐标系下三相LCL并网逆变器的数学模型在α轴和β轴相互解耦，每个轴上都可以看作是一个单相LCL并网逆变器，使得分析和控制更加简单。
基于此，本申请中的坐标系转换单元对iG-a,b,c、uG-a,b,c及iG-a,b,c *分别进行Clark变换，得到两相静止坐标系下的iGα、iGβ、uGα、uGβ、iGα *、iGβ *。
步骤14：第一ADRC根据iGα、uGα、iGα *得到实际控制量uα，其中，第一ADRC中的第一扩张状态观测器ESO生成第一总体扰动补偿使得第一状态反馈控制率输出的第一虚拟控制量u'α与iGα之间呈纯串联积分型关系；第二ADRC根据iGβ、uGβ、iGβ *得到实际控制量uβ，其中，第二ADRC中的第二ESO生成第二总体扰动补偿使得第二状态反馈控制率输出的第二虚拟控制量u'β与iGβ之间呈纯串联积分型关系；
具体地，第一ADRC(Active Disturbance Rejection Control，自抗扰控制)包括第一ESO(Extended State Observer，扩张状态观测器)、第一状态反馈控制率及第一跟踪微分器，第二ADRC包括第二ESO、第二状态反馈控制率及第二跟踪微分器，其中，第一ESO和第二ESO的作用相同，均是对单相LCL并网逆变器的内部扰动(控制对象的数学模型实际模型与理想模型的差)和外部扰动(外部的物理干扰，比如电网电压、电磁干扰等)进行估计，并通过估计值来分别实现对第一状态反馈控制率和第二状态反馈控制率的输出进行补偿，使得第一状态反馈控制率输出的第一虚拟控制量u'α与iGα之间呈纯串联积分型关系，使得第二ADRC中的第二状态反馈控制率输出的第二虚拟控制量u'β与iGβ之间呈纯串联积分型关系。
而由于第一状态反馈控制率输出的第一虚拟控制量u'α与iGα之间呈纯串联积分型关系，则第一虚拟控制量u'α的控制对象的传递函数的极点都在原点，不存在使系统震荡的虚轴上的极点，且α轴上的电网电流完全由第一虚拟制量u'α决定，不受内外部扰动的干扰。同理，β轴上的电网电流完全由第一虚拟制量u'α决定，不受内外部扰动的干扰。
另外，第一ADRC根据第一虚拟控制量u'α和第一总体扰动补偿可以得到实际控制量uα，第二ADRC根据第二虚拟控制量u'β和第二总体扰动补偿得到实际控制量uβ。
步骤15：SVPWM控制器根据uα和uβ生成脉冲宽度调制PWM信号并输出至并网逆变器。
具体地，第一ADRC和第二ADRC在分别得到实际控制量uα和uβ后，SVPWM控制器根据uα和uβ生成脉冲宽度调制PWM信号并输出至并网逆变器，来控制并网逆变器中开关管的导通或者关断，从而控制并网逆变器的输出电压。
本发明提供了一种三相LCL型并网逆变器的控制方法，包括获取单元获取电网电流iG-a,b,c和电网电压uG-a,b,c；给定单元提取uG-a,b,c的相位，并根据相位和预设幅值得到参考电流给定信号iG-a,b,c *；坐标系转换单元对iG-a,b,c、uG-a,b,c及iG-a,b,c *分别进行Clark变换，得到两相静止坐标系下的iGα、iGβ、uGα、uGβ、iGα *、iGβ *；第一ADRC根据iGα、uGα、iGα *得到实际控制量uα，其中，第一ADRC中的第一扩张状态观测器ESO生成第一总体扰动补偿使得第一状态反馈控制率输出的第一虚拟控制量u'α与iGα之间呈纯串联积分型关系；第二ADRC根据iGβ、uGβ、iGβ *得到实际控制量uβ，其中，第二ADRC中的第二ESO生成第二总体扰动补偿使得第二状态反馈控制率输出的第二虚拟控制量u'β与iGβ之间呈纯串联积分型关系；SVPWM控制器根据uα和uβ生成脉冲宽度调制PWM信号并输出至并网逆变器。
可见，本申请首先将三相LCL型并网逆变器的模型变换到两相静止坐标系下，实现自动解耦，以便将其当作两个单项LCL型并网逆变器进行控制，然后再在ADRC中将LCL型并网逆变器的控制对象的谐振极点等内部动态扰动和电网电压影响等外部扰动作为一个整体估计出来并进行补偿，从而将复杂的LCL型并网逆变器的控制对象补偿为理想的纯串联积分型控制对象，从而实现通过ADRC内部补偿统一实现消除谐振极点达到有源阻尼，抑制电网电压背景谐波，适应电网阻抗变化，简化了控制算法难度，可以工程化整定参数，另外，除了需要采集并网电流和并网电压外，无需其他额外的传感器，成本低。
在上述实施例的基础上：
作为一种优选地实施例，获取单元获取电网电流iG-a,b,c和电网电压uG-a,b,c的过程具体为：
获取单元采集初始电网电流和初始电网电压；
获取单元对初始电网电流和初始电网电压均进行滤波和放大处理，得到电网电流iG-a,b,c和电网电压uG-a,b,c。
具体地，为了方便后续的控制，提高控制精度，本申请中对初始电网电流和初始电网电压均进行滤波和放大(放大倍数可能小于1)处理，使其还原到电网电流iG-a,b,c和电网电压uG-a,b,c。
作为一种优选地实施例，第一ADRC根据iGα、uGα、iGα *得到实际控制量uα，其中，第一ADRC中的第一ESO生成第一总体扰动补偿使得第一状态反馈控制率输出的第一虚拟控制量u'α与iGα之间呈纯串联积分型关系的过程具体为：
第一ADRC中的第一ESO根据iGα和uGα得到iGα的估计值z1α、iGα的一阶微分的估计值z2α、iGα的二阶微分的估计值z3α及第一总体扰动的估计值doverallα；
第一ADRC中的第一跟踪微分器从iGα *中提取iGα *的跟踪信号iGα *、iGα *的一阶微分信号及iGα *的二阶微分信号
第一ADRC中的第一状态反馈控制率根据iGα *与z1α的差值、与z2α的差值及与z3α的差值进行控制率组合，得到第一虚拟控制量u'α，其中，第一虚拟控制量u'α与iGα之间的传递函数为：其中，N为正整数，b0＝k2k3k4KSVPWM，其中，LG为电网侧电感，C为LCL滤波器中的滤波电容，LI为并网逆变器侧电感，KSVPWM为uα到并网逆变器的输出相电压uIα的等效增益；
第一ADRC中的第一减法器用于对第一虚拟控制量u'与第一估计值doverallα进行作差，得到实际控制量uα；
第二ADRC根据iGβ、uGβ、iGβ *得到实际控制量uβ，其中，第二ADRC中的第二ESO生成第二总体扰动补偿使得第二状态反馈控制率输出的第二虚拟控制量u'β与iGβ之间呈纯串联积分型关系的过程具体为：
第二ADRC中的第二ESO根据iGβ和uGβ得到iGβ的估计值z1β、iGβ的一阶微分的估计值z2β、iGβ的二阶微分的估计值z3β及第二总体扰动的估计值doverallβ；
第二ADRC中的第二跟踪微分器从iGβ *中提取iGβ *的跟踪信号iGβ *、iGβ *的一阶微分信号及iGβ *的二阶微分信号
第二ADRC中的第二状态反馈控制率根据iGβ *与z1β的差值、与z2β的差值及与z3β的差值进行控制率组合，得到第二虚拟控制量u'β，其中，第二虚拟控制量u'β与iGβ之间的传递函数为：其中，N为正整数，b0＝k2k3k4KSVPWM，其中，LG为电网侧电感，C为LCL滤波器中的滤波电容，LI为并网逆变器侧电感，KSVPWM为uα到并网逆变器的输出相电压uIα的等效增益；
第二ADRC中的第二减法器用于对第二虚拟控制量u”与第二估计值doverallβ进行作差，得到实际控制量uβ。
具体地，三相LCL并网逆变器的数学模型在α轴和β轴上不存在耦合，在两相静止坐标系中可以看作两个单相LCL并网逆变器处理。
下面以对α轴上的LCL并网逆变器进行控制为例对该步骤作介绍，β轴上的LCL并网逆变器的原理相同：
请参照图3，图3为本发明提供的一种第一ADRC的控制原理图。
第一ESO根据iGα和uGα得到iGα的估计值z1α、iGα的一阶微分的估计值z2α、iGα的二阶微分的估计值z3α及第一总体扰动的估计值doverallα，第二跟踪微分器从iGα *中提取iGα *的跟踪信号iGα *、iGα *的一阶微分信号及iGα *的二阶微分信号第一状态反馈控制率根据iGα *与z1α的差值、与z2α的差值及与z3α的差值进行线性或者非线性(根据实际情况来定)组合，得到第一虚拟控制量u'α，第一ESO估计出的第一总体扰动的估计值doverallα对第一虚拟控制量u'α进行补偿得到实际控制量uα。
具体地，根据SVPWM的模型可知，调制信号uα到输出电压之间的函数关系可以等效为一个比例环节加一个延时惯性环节，即uIα＝uαKSVPWM/(1+0.5TS)，在开关频率较高时，PWM延时的影响很小，建模中忽略PWM延时部分，而将其看作一种模型之外的扰动，此时有uIα＝uαKSVPWM。记x1＝iGα,x2＝uCα,x3＝iIα,α轴上LCL并网逆变器的等效对象的状态方程可写成：
选取虚拟的状态变量为
可以得到：
其中，b0＝k2k3k4KSVPWM，为实际的已知扰动，其具体表达式如下：
由于系统存在逆变器模型误差、滤波器参数测量误差、电网阻抗波动、电磁环境干扰等一系列不可能精确建模的部分，把这些所有的未知干扰当作一个整体记为dw,并且加入到式(4)的第3个方程中，得到考虑未知扰动后的系统方程可表达如下
为了便于实现优化控制和提高系统输出响应性能。在存在未知干扰的情况下通过控制量补偿将方程(6)表示的控制系统补偿为
的形式，其中uα′为第一虚拟控制量。
根据状态方程式(7)，第一虚拟控制量与并网电流α轴分量之间的传递函数为
由式(8)可知，如果能够很好的实现补偿，第一虚拟控制量uα′与并网电流α轴分量之间的关系变成三阶的纯串联积分关系，虚拟对象的传递函数的极点都在原点，不存在使系统震荡的虚轴上的极点，且并网电流完全由第一虚拟控制量决定，不受电网电压的干扰。
将第一总体扰动记为dOverallα，则有
比较式(6)和式(7)可以得出虚拟控制量的uα′与实际控制量uα的关系为：
uα＝uα'-dOverallα (10)
可见，如果能够估计得出第一总体扰动并且在第一虚拟控制量中减去第一总体扰动的估计值就可以得到实际控制量。第一总体扰动的估计可以由第一ESO实现。
作为一种优选地实施例，第一虚拟控制量u'α与iGα之间的传递函数具体为：
第二虚拟控制量u'β与iGβ之间的传递函数为：
具体地，本实施例中将N取为3，当然，这里的N还可以取其他值，本申请在此不做特别的限定，根据实际情况来定。
作为一种优选地实施例，第一ESO和第二ESO均具体为：
其中，j为α或者β，z1j为的估计值，z2j为的一阶微分的估计值，z3j为的二阶微分的估计值，z4j为dw的估计值，f(z1j,z2j,z3j,uGj)为已知扰动的估计值，dw为未知的干扰项；
则总体扰动的估计值为实际的已知扰动；
其中：
其中，ω0为期望的ESO的带宽决定的可调参数，RG为电网侧电感寄生电阻，RI为并网逆变器侧电感寄生电阻。
具体地，本申请中的第一ESO和第二ESO均可以采用线性形式，也可以采用非线性形式，根据实际情况来定。
本实施例中采用线性形式进行扰动和状态实时估计。
ω0为期望的ESO的带宽决定的可调参数，ω0的选择和系统的特性以及采样频率有关。增大ω0，ESO对于低频扰动的观测效果会更好，但是观测误差的峰值频率也向右移动，使得处于峰值频率附近的干扰的观测误差被放大。另外受到系统采样频率的限制，根据香农采样定理，采样获取信号中仅包含采样频率的一半以下频率信号的有效信息，所以无限的增大ω0是没有意义的。
基于此，记ωs为采样和控制角频率，ω0可取为1/20ωs-1/2ωs之间，由于只有单一参数需要调整，ω0很容易以一定的步长在1/20ωs-1/2ωs之间优化选择。
作为一种优选地实施例，第一状态反馈控制率和第二状态反馈控制率具体为：
其中，j为α或者β；
其中，ωc为根据ADRC期望的带宽来调整的可调参数。
具体地，本申请中的第一状态反馈控制率和第二状态反馈控制率可以采用线性形式，如比例微分控制，也可以采用非线性形式，如最优控制等。
本实施例中的第一状态反馈控制率和第二状态反馈控制率是基于比例微分的，当然，也可以采用其他类型的状态反馈控制率，本申请在此不做特别的限定。
为了验证本发明所提出的控制方法有效性，在Matlab\Simulink工具箱中搭建了三相LCL型逆变器仿真模型，在电网电压中加入2次谐波-21次谐波混合频率的谐波，电网电压总谐波畸变率为7.5％。采样频率、控制器的计算频率和开关频率保持一致。初始给定电流幅值为4A，0.45s处给定电流幅值由4A变为8A。仿真模型中并网逆变器功率部分的参数如表1所示。控制器的参数和ESO的参数如表2所示。
表1功率电路的参数
表2控制器和ESO的参数
附图4为使用本发明控制方法的三相输出并网电流波形图，图中iGx为x相输出电流，iGx-ref为x相参考电流波形，iGx-err为x相输出电流跟踪误差，其中x＝a,b,c。uGa为变换得到的a相公共接入点相对于中性点相电压波形。附图5为给定为4A时a相电流谐波分析图。附图6为给定为8A时a相电流谐波分析图。
图4-图6中的结果显示，即使在电网电压含有较大谐波含量的条件下，使用本发明的方法，三相并网电流波形正弦度很高，三相并网电流的谐波含量很小。说明使用本发明的方法能够取得很好的有源阻尼效果，并且对电网电压的背景谐波有较强的抑制作用。另外，在给定突变的情况下，输出电流更够无冲击地快速跟踪给定，说明使用本发明的方法能使得LCL型并网逆变器控制系统具有很好的动态响应性能。
请参照图7，图7为本发明提供的一种三相LCL型并网逆变器的控制系统的结构示意图，该系统包括：
获取单元1，用于获取电网电流iG-a,b,c和电网电压uG-a,b,c；
给定单元2，用于提取uG-a,b,c的相位，并根据相位和预设幅值得到参考电流给定信号iG-a,b,c *；
坐标系转换单元3，用于对iG-a,b,c、uG-a,b,c及iG-a,b,c *分别进行Clark变换，得到两相静止坐标系下的iGα、iGβ、uGα、uGβ、iGα *、iGβ *；
第一ADRC 4，用于根据iGα、uGα、iGα *得到实际控制量uα，其中，第一ADRC中的第一扩张状态观测器ESO生成第一总体扰动补偿使得第一状态反馈控制率输出的第一虚拟控制量u'α与iGα之间呈纯串联积分型关系；
第二ADRC 5，用于根据iGβ、uGβ、iGβ *得到实际控制量uβ，其中，第二ADRC中的第二ESO生成第二总体扰动补偿使得第二状态反馈控制率输出的第二虚拟控制量u'β与iGβ之间呈纯串联积分型关系；
SVPWM控制器6，用于根据uα和uβ生成脉冲宽度调制PWM信号并输出至并网逆变器。
作为一种优选地实施例，获取单元1具体用于：
采集初始电网电流和初始电网电压；
对初始电网电流和初始电网电压均进行滤波和放大处理，得到电网电流iG-a,b,c和电网电压uG-a,b,c。
作为一种优选地实施例，第一ADRC 4包括第一扩张状态观测器ESO、第一跟踪微分器、第一状态反馈控制率及第一减法器；第二ADRC 5包括第二ESO、第二跟踪微分器、第二状态反馈控制率及第二减法器，其中：
第一扩张状态观测器ESO用于根据iGα和uGα得到iGα的估计值z1α、iGα的一阶微分的估计值z2α、iGα的二阶微分的估计值z3α及第一总体扰动的估计值doverallα；
第一跟踪微分器用于从iGα *中提取iGα *的跟踪信号iGα *、iGα *的一阶微分信号及iGα *的二阶微分信号
第一状态反馈控制率用于根据iGα *与z1α的差值、与z2α的差值及与z3α的差值进行控制率组合，得到第一虚拟控制量u'α，其中，第一虚拟控制量u'α与iGα之间的传递函数为：其中，N为正整数，b0＝k2k3k4KSVPWM，其中，LG为电网侧电感，C为LCL滤波器中的滤波电容，LI为并网逆变器侧电感，KSVPWM为uα到并网逆变器的输出相电压uIα的等效增益；
第一减法器用于对第一虚拟控制量u'与第一估计值doverallα进行作差，得到实际控制量uα；
第二ESO用于根据iGβ和uGβ得到iGβ的估计值z1β、iGβ的一阶微分的估计值z2β、iGβ的二阶微分的估计值z3β及第二总体扰动的估计值doverallβ；
第二跟踪微分器从iGβ *中提取iGβ *的跟踪信号iGβ *、iGβ *的一阶微分信号及iGβ *的二阶微分信号
第二状态反馈控制率用于根据iGβ *与z1β的差值、与z2β的差值及与z3β的差值进行控制率组合，得到第二虚拟控制量u'β，其中，第二虚拟控制量u'β与iGβ之间的传递函数为：其中，N为正整数，b0＝k2k3k4KSVPWM，其中，LG为电网侧电感，C为LCL滤波器中的滤波电容，LI为并网逆变器侧电感，KSVPWM为uα到并网逆变器的输出相电压uIα的等效增益；
第二ADRC 5中的第二减法器用于对第二虚拟控制量u”与第二估计值doverallβ进行作差，得到实际控制量uβ。
作为一种优选地实施例，第一状态反馈控制率和第二状态反馈控制率具体为：
其中，j为α或者β；
其中，ωc为根据ADRC期望的带宽来调整的可调参数。
对于本发明提供的一种三相LCL型并网逆变器的控制系统的介绍请参照上述实施例，本发明在此不再赘述。
需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其他实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (10)

1.一种三相LCL型并网逆变器的控制方法，其特征在于，包括：
获取单元获取电网电流iG-a,b,c和电网电压uG-a,b,c；
给定单元提取所述uG-a,b,c的相位，并根据所述相位和预设幅值得到参考电流给定信号iG-a,b,c *；
坐标系转换单元对所述iG-a,b,c、所述uG-a,b,c及所述iG-a,b,c *分别进行Clark变换，得到两相静止坐标系下的iGα、iGβ、uGα、uGβ、iGα *、iGβ *；
第一ADRC根据iGα、uGα、iGα *得到实际控制量uα，其中，所述第一ADRC中的第一扩张状态观测器ESO生成第一总体扰动补偿使得第一状态反馈控制率输出的第一虚拟控制量u'α与所述iGα之间呈纯串联积分型关系；第二ADRC根据iGβ、uGβ、iGβ *得到实际控制量uβ，其中，所述第二ADRC中的第二ESO生成第二总体扰动补偿使得第二状态反馈控制率输出的第二虚拟控制量u'β与所述iGβ之间呈纯串联积分型关系；
SVPWM控制器根据所述uα和uβ生成脉冲宽度调制PWM信号并输出至并网逆变器。
2.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述获取单元获取电网电流iG-a,b,c和电网电压uG-a,b,c的过程具体为：
获取单元采集初始电网电流和初始电网电压；
所述获取单元对所述初始电网电流和所述初始电网电压均进行滤波和放大处理，得到电网电流iG-a,b,c和电网电压uG-a,b,c。
3.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述第一ADRC根据iGα、uGα、iGα *得到实际控制量uα，其中，所述第一ADRC中的第一ESO生成第一总体扰动补偿使得第一状态反馈控制率输出的第一虚拟控制量u'α与所述iGα之间呈纯串联积分型关系的过程具体为：
所述第一ADRC中的第一ESO根据所述iGα和uGα得到iGα的估计值z1α、所述iGα的一阶微分的估计值z2α、所述iGα的二阶微分的估计值z3α及第一总体扰动的估计值doverallα；
所述第一ADRC中的第一跟踪微分器从所述iGα *中提取所述iGα *的跟踪信号iGα *、所述iGα *的一阶微分信号及所述iGα *的二阶微分信号
所述第一ADRC中的第一状态反馈控制率根据所述iGα *与所述z1α的差值、所述与z2α的差值及所述与所述z3α的差值进行控制率组合，得到第一虚拟控制量u'α，其中，所述第一虚拟控制量u'α与所述iGα之间的传递函数为：其中，N为正整数，b0＝k2k3k4KSVPWM，其中， LG为电网侧电感，C为LCL滤波器中的滤波电容，LI为并网逆变器侧电感，KSVPWM为所述uα到所述并网逆变器的输出相电压uIα的等效增益；
所述第一ADRC中的第一减法器用于对所述第一虚拟控制量u'与所述第一估计值doverallα进行作差，得到实际控制量uα；
所述第二ADRC根据iGβ、uGβ、iGβ *得到实际控制量uβ，其中，所述第二ADRC中的第二ESO生成第二总体扰动补偿使得第二状态反馈控制率输出的第二虚拟控制量u'β与所述iGβ之间呈纯串联积分型关系的过程具体为：
所述第二ADRC中的第二ESO根据所述iGβ和uGβ得到iGβ的估计值z1β、所述iGβ的一阶微分的估计值z2β、所述iGβ的二阶微分的估计值z3β及第二总体扰动的估计值doverallβ；
所述第二ADRC中的第二跟踪微分器从所述iGβ *中提取所述iGβ *的跟踪信号iGβ *、所述iGβ *的一阶微分信号及所述iGβ *的二阶微分信号
所述第二ADRC中的第二状态反馈控制率根据所述iGβ *与所述z1β的差值、所述与z2β的差值及所述与所述z3β的差值进行控制率组合，得到第二虚拟控制量u'β，其中，所述第二虚拟控制量u'β与所述iGβ之间的传递函数为：其中，N为正整数，b0＝k2k3k4KSVPWM，其中， LG为电网侧电感，C为LCL滤波器中的滤波电容，LI为并网逆变器侧电感，KSVPWM为所述uα到所述并网逆变器的输出相电压uIα的等效增益；
所述第二ADRC中的第二减法器用于对所述第二虚拟控制量u”与所述第二估计值doverallβ进行作差，得到实际控制量uβ。
4.如权利要求3所述的控制方法，其特征在于，所述第一虚拟控制量u'α与所述iGα之间的传递函数具体为：
所述第二虚拟控制量u'β与所述iGβ之间的传递函数为：
5.如权利要求3所述的控制方法，其特征在于，所述第一ESO和第二ESO均具体为：
其中，j为α或者β，z1j为的估计值，z2j为的一阶微分的估计值，z3j为的二阶微分的估计值，z4j为dw的估计值，f(z1j,z2j,z3j,uGj)为已知扰动的估计值，dw为未知的干扰项；
则总体扰动的估计值为实际的已知扰动；
其中：
其中，ω0为期望的ESO的带宽决定的可调参数，RG为电网侧电感寄生电阻，RI为并网逆变器侧电感寄生电阻。
6.如权利要求3所述的控制方法，其特征在于，所述第一状态反馈控制率和所述第二状态反馈控制率具体为：
其中，j为α或者β；
其中，ωc为根据ADRC期望的带宽来调整的可调参数。
7.一种三相LCL型并网逆变器的控制系统，其特征在于，包括：
获取单元，用于获取电网电流iG-a,b,c和电网电压uG-a,b,c；
给定单元，用于提取所述uG-a,b,c的相位，并根据所述相位和预设幅值得到参考电流给定信号iG-a,b,c *；
坐标系转换单元，用于对所述iG-a,b,c、所述uG-a,b,c及所述iG-a,b,c *分别进行Clark变换，得到两相静止坐标系下的iGα、iGβ、uGα、uGβ、iGα *、iGβ *；
第一ADRC，用于根据iGα、uGα、iGα *得到实际控制量uα，其中，所述第一ADRC中的第一扩张状态观测器ESO生成第一总体扰动补偿使得第一状态反馈控制率输出的第一虚拟控制量u'α与所述iGα之间呈纯串联积分型关系；
第二ADRC，用于根据iGβ、uGβ、iGβ *得到实际控制量uβ，其中，所述第二ADRC中的第二ESO生成第二总体扰动补偿使得第二状态反馈控制率输出的第二虚拟控制量u'β与所述iGβ之间呈纯串联积分型关系；
SVPWM控制器，用于根据所述uα和uβ生成脉冲宽度调制PWM信号并输出至并网逆变器。
8.如权利要求7所述的控制系统，其特征在于，所述获取单元具体用于：
采集初始电网电流和初始电网电压；
对所述初始电网电流和所述初始电网电压均进行滤波和放大处理，得到电网电流iG-a,b,c和电网电压uG-a,b,c。
9.如权利要求7所述的控制系统，其特征在于，所述第一ADRC包括第一扩张状态观测器ESO、第一跟踪微分器、第一状态反馈控制率及第一减法器；所述第二ADRC包括第二ESO、第二跟踪微分器、第二状态反馈控制率及第二减法器，其中：
所述第一扩张状态观测器ESO用于根据所述iGα和uGα得到iGα的估计值z1α、所述iGα的一阶微分的估计值z2α、所述iGα的二阶微分的估计值z3α及第一总体扰动的估计值doverallα；
所述第一跟踪微分器用于从所述iGα *中提取所述iGα *的跟踪信号iGα *、所述iGα *的一阶微分信号及所述iGα *的二阶微分信号
所述第一状态反馈控制率用于根据所述iGα *与所述z1α的差值、所述与z2α的差值及所述与所述z3α的差值进行控制率组合，得到第一虚拟控制量u'α，其中，所述第一虚拟控制量u'α与所述iGα之间的传递函数为：
其中，N为正整数，b0＝k2k3k4KSVPWM，其中， LG为电网侧电感，C为LCL滤波器中的滤波电容，LI为并网逆变器侧电感，KSVPWM为所述uα到所述并网逆变器的输出相电压uIα的等效增益；
所述第一减法器用于对所述第一虚拟控制量u'与所述第一估计值doverallα进行作差，得到实际控制量uα；
所述第二ESO用于根据所述iGβ和uGβ得到iGβ的估计值z1β、所述iGβ的一阶微分的估计值z2β、所述iGβ的二阶微分的估计值z3β及第二总体扰动的估计值doverallβ；
所述第二跟踪微分器用于从所述iGβ *中提取所述iGβ *的跟踪信号iGβ *、所述iGβ *的一阶微分信号及所述iGβ *的二阶微分信号
所述第二状态反馈控制率用于根据所述iGβ *与所述z1β的差值、所述与z2β的差值及所述与所述z3β的差值进行控制率组合，得到第二虚拟控制量u'β，其中，所述第二虚拟控制量u'β与所述iGβ之间的传递函数为：
其中，N为正整数，b0＝k2k3k4KSVPWM，其中， LG为电网侧电感，C为LCL滤波器中的滤波电容，LI为并网逆变器侧电感，KSVPWM为所述uα到所述并网逆变器的输出相电压uIα的等效增益；
所述第二减法器用于对所述第二虚拟控制量u”与所述第二估计值doverallβ进行作差，得到实际控制量uβ。
10.如权利要求9所述的控制系统，其特征在于，所述第一状态反馈控制率和所述第二状态反馈控制率具体为：
其中，j为α或者β；
其中，ωc为根据ADRC期望的带宽来调整的可调参数。
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