CN115242081A - 一种基于cllc谐振电路的双向多端口变换器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提出了一种基于CLLC谐振电路的双向多端口变换器及其控制方法，属于电力电子开关电源技术领域。本发明公开的双向多端口变换器由原边和副边构成；所述变换器原边，包括：直流电压端口Vp和V1，与所述Vp并联的滤波电容Cp，与V1并联的滤波电容C1，第一全桥结构，原边谐振腔，开关管Q1和Q2，以及电感L1和L2；所述变换器副边，包括：直流电压端口Vs和V2，与所述Vs并联的滤波电容Cs，与V2并联的滤波电容C2，第二全桥结构，副边谐振腔，开关管Q3和Q4，以及电感L3和L4。本发明分别在CLLC谐振电路原边与副边引入通断可控的两路交错并联buck/boost电路，能实现多端口运行控制的同时使开关管具备软开关特性，输出电压值通过调节开关管的占空比及开关频率实现。

Description

一种基于CLLC谐振电路的双向多端口变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子开关电源技术领域，具体涉及一种基于CLLC谐振电路的双向多端口变换器及其控制方法。
背景技术
随着电动汽车的使用和普及，为整合车载蓄电池外围配套转换电路充电、放电模块，进而优化车载电源系统布局并降低整车重量，双向CLLC谐振变换器能很好满足车载电源变换系统电能双向传输的需求。同时由于车载电子设备电压等级需求的多样化，为节约车载电源系统成本，减小电源体积、重量并提高系统功率密度，因此在双向电源变换器系统的基础上衍生的多端口拓扑将具备很大发展前景。其他如舰船配电系统、飞机供电系统、直流微电网及能源路由系统等诸多电能变换领域对双向多端口功率变换器存在着广泛的实际应用需求，同时也对双向多端口变换器功率输出的合理分配及稳定运行控制方法提出了更高要求。
发明内容
为克服现有直流变换器多端口技术在拓扑集成化应用方面的不足，满足双向DC-DC直流变换器领域对多端口应用的需求，在兼顾成本、体积、功率密度等方面的综合考量下，本发明提出了一种基于CLLC谐振电路的双向多端口变换器，由变换器原边和变换器副边构成；
所述变换器原边，包括：直流电压端口Vp和V1，与所述Vp并联的滤波电容Cp，与V1并联的滤波电容C1，第一全桥结构，原边谐振腔，开关管Q1和Q2，以及电感L1和L2；
所述第一全桥结构，包括：开关管S1、S2、S3和S4，开关管S1和S2构成第一桥臂，开关管S3和S4构成第二桥臂，所述第一桥臂中点依次串联开关管Q1和电感L1，所述第二桥臂中点依次串联开关管Q2和电感L2，所述电感L1和L2连接，直流电压端口V1一端连接直流电压端口Vp，另一端连接电感L1和L2的中点，所述原边谐振腔包括：依次串联的谐振电感Lrp、励磁电感Lm和谐振电容Crp，所述谐振电感Lrp的一端连接所述第一桥臂的中点，所述谐振电容Crp的一端连接所述第二桥臂的中点；
所述变换器副边，包括：直流电压端口Vs和V2，与所述Vs并联的滤波电容Cs，与V2并联的滤波电容C2，第二全桥结构，副边谐振腔，开关管Q3和Q4，以及电感L3和L4；
所述第二全桥结构，包括：开关管S5、S6、S7和S8，开关管S5和S6构成第三桥臂，开关管S7和S8构成第四桥臂，所述第三桥臂中点依次串联开关管Q3和电感L3，所述第四桥臂中点依次串联开关管Q4和电感L4，所述电感L3和L4连接，直流电压端口V2一端连接直流电压端口Vs，另一端连接电感L3和L4的中点，所述副边谐振腔包括：依次串联的谐振电感Lrs、励磁电感L′m和谐振电容Crs，所述谐振电感Lrs的一端连接所述第三桥臂的中点，所述谐振电容Crs的一端连接所述第四桥臂的中点；
所述原边谐振腔与副边谐振腔通过高频变压器连接，所述高频变压器的变比为n∶1，所述励磁电感Lm和L′m为高频变压器在正向运行和反向运行时的励磁电感。
可选的，开关管Q1和Q2为常开或常闭状态，当开关管Q1为常开状态时，开关管S1、S2和电感L1构成一路buck/boost电路，当开关管Q2为常开状态时，开关管S3、S4和电感L2构成一路buck/boost电路。
可选的，原边谐振腔与副边谐振腔的参数满足Lrp＝n2Lrs，Crp＝Crs/n2。
可选的，双向多端口变换器正向运行时，谐振腔可为开关管S1、S2、S3和S4的开关动作提供零电压开通条件。
可选的，开关管Q3和Q4为常开或常闭状态，当开关管Q3为常开状态时，开关管S5、S6和电感L3构成一路buck/boost电路，当开关管Q4为常开状态时，开关管S7、S8和电感L4构成一路buck/boost电路。
可选的，双向多端口变换器反向运行时，谐振腔可为开关管S5、S6、S7和S8的开关动作提供零电压开通条件。
再一方面，本发明还提出了一种基于CLLC谐振电路的双向多端口变换器的控制方法，包括：
通过预设控制模式控制所述双向多端口变换器的正向运行或反向运行；
所述预设控制模式，包括如下中的至少一种：正向运行双端口模式、正向运行三端口模式、正向运行四端口模式、反向运行双端口模式、反向运行三端口模式和反向运行四端口模式；
所述反向运行双端口模式、反向运行三端口模式和反向运行四端口模式分别与正向运行双端口模式、正向运行三端口模式和正向运行四端口模式对称。
可选的，正向运行双端口模式，如下：
将直流电压端口Vp作为电压输入端，直流电压端口Vs作为电压输出端，当开关管Q1、Q2、Q3、Q4、S5、S6、S7和S8均为关闭状态时，所述正向运行双端口模式为全桥运行状态，通过开关管S1、S2、S3和S4调节开关频率控制所述电压输出端的电压值；当第一全桥结构的开关管S3为常闭状态，开关管S4为常开状态时，所述正向运行双端口模式为半桥运行状态，Vs的电压输出值为全桥状态下的1/2。
可选的，正向运行三端口模式，如下：
将直流电压端口Vp作为电压输入端或电压输出端，直流电压端口V1作为电压输入端或电压输出端，直流电压端口Vs作为电压输出端；
当开关管Q1和Q2为常开状态，开关管Q3、Q4、S5、S6、S7和S8均为关闭状态时，直流电压端口Vp输入电压，直流电压端口V1和Vs向外输出电压，通过调节开关管S1、S2、S3和S4占空比调节直流电压端口V1的输出电压值，通过调节开关管S1、S2、S3和S4的开关频率调节直流电压端口Vs的输出电压值；
当开关管Q1和Q2为常开状态，开关管Q3、Q4、S5、S6、S7和S8均为关闭状态时，直流电压端口V1输入电压，直流电压端口Vp和Vs向外输出电压，通过调节开关管S1、S2、S3和S4占空比调节直流电压端口Vp的输出电压值，通过调节开关管S1、S2、S3和S4的开关频率调节直流电压端口Vs的输出电压值；
当开关管Q1和Q2为常开状态，开关管Q3、Q4、S5、S6、S7和S8均为关闭状态时，直流电压端口Vp和V1输入电压，通过调节开关管S1、S2、S3和S4占空比和开关频率调节直流电压端口Vs的输出电压值；
当开关管Q3和Q4为常开状态，开关管Q1、Q2、S5、S6、S7和S8均为关闭状态时，直流电压端口Vp输入电压，直流电压端口V2和Vs向外输出电压，通过调节开关管S1、S2、S3和S4的开关频率调节直流电压端口V2和Vs的输出电压值。
可选的，正向运行四端口模式，如下：
将直流电压端口Vp作为电压输入端或电压输出端，直流电压端口V1作为电压输入端或电压输出端，直流电压端口V2和Vs为电压输出端；
当开关管Q1、Q2、Q3和Q4均为常开状态，开关管S5、S6、S7和S8均为关闭状态时，直流电压端口Vp输入电压，直流电压端口V1、V2和Vs向外输出电压，通过调节开关管S1、S2、S3和S4占空比调节直流电压端口V1的输出电压值，通过调节开关管S1、S2、S3和S4的开关频率调节直流电压端口V2和Vs的输出电压值；
当开关管Q1、Q2、Q3和Q4均为常开状态，开关管S5、S6、S7和S8均为关闭状态时，直流电压端口V1输入电压，直流电压端口Vp、V2和Vs向外输出电压，通过调节开关管S1、S2、S3和S4占空比调节直流电压端口Vp的输出电压值，通过调节开关管S1、S2、S3和S4的开关频率调节直流电压端口V2和Vs的输出电压值；
当开关管Q1、Q2、Q3和Q4均为常开状态，开关管S5、S6、S7和S8均为关闭状态时，直流电压端口Vp和V1输入电压，直流电压端口V2和Vs向外输出电压，通过调节开关管S1、S2、S3和S4占空比和开关频率调节直流电压端口V2和Vs的输出电压值。
与现有技术相比，本发明的有益效果为：
本发明提供了一种基于CLLC谐振电路的双向多端口变换器，包括：变换器原边和变换器副边；所述变换器原边，包括：直流电压端口Vp和V1，与所述Vp并联的滤波电容Cp，与V1并联的滤波电容C1，第一全桥结构，原边谐振腔，开关管Q1和Q2，以及电感L1和L2；所述变换器副边，包括：直流电压端口Vs和V2，与所述Vs并联的滤波电容Cs，与V2并联的滤波电容C2，第二全桥结构，副边谐振腔，开关管Q3和Q4，以及电感L3和L4。本发明分别在CLLC谐振电路原边和副边引入通断可控的两路交错并联buck/boost电路，能实现双端口(半桥和全桥)、三端口及四端口运行状态的可切换操作，开关管可实现软开关动作，端口输出电压值通过调节开关管的占空比及开关频率实现，且直流电压端口电压等级和调节范围宽泛，电压双向传输、多直流电压端口充分利用的特性优化了双向DC-DC变换器功率密度，降低开发成本的同时也提高了变换器电能转换效率。
附图说明
图1为本发明双向多端口变换器的结构图；
图2(a)为本发明双向多端口变换器的正向运行模式示意图；
图2(b)为本发明双向多端口变换器的反向运行模式示意图；
图3(a)为本发明双向多端口变换器的正向运行双端口模式下的全桥工作状态示意图；
图3(b)为本发明双向多端口变换器的正向运行双端口模式下的半桥工作状态示意图；
图4(a)和图4(b)为本发明双向多端口变换器的正向运行三端口模式下的两种运行示意图；
图5为本发明双向多端口变换器的正向运行四端口模式下的运行示意图。
具体实施方式
现在参考附图介绍本发明的示例性实施方式，然而，本发明可以用许多不同的形式来实施，并且不局限于此处描述的实施例，提供这些实施例是为了详尽地且完全地公开本发明，并且向所属技术领域的技术人员充分传达本发明的范围。对于表示在附图中的示例性实施方式中的术语并不是对本发明的限定。在附图中，相同的单元/元件使用相同的附图标记。
除非另有说明，此处使用的术语(包括科技术语)对所属技术领域的技术人员具有通常的理解含义。另外，可以理解的是，以通常使用的词典限定的术语，应当被理解为与其相关领域的语境具有一致的含义，而不应该被理解为理想化的或过于正式的意义。
实施例1：
本发明提出了一种基于CLLC谐振电路的双向多端口变换器，如图1所示，由变换器原边和变换器副边构成；
所述变换器原边，包括：直流电压端口Vp和V1，与所述Vp并联的滤波电容Cp，与V1并联的滤波电容C1，第一全桥结构，原边谐振腔，开关管Q1和Q2，以及电感L1和L2；
所述第一全桥结构，包括：开关管S1、S2、S3和S4，开关管S1和S2构成第一桥臂，开关管S3和S4构成第二桥臂，所述第一桥臂中点依次串联开关管Q1和电感L1，所述第二桥臂中点依次串联开关管Q2和电感L2，所述电感L1和L2连接，直流电压端口V1一端连接直流电压端口Vp，另一端连接电感L1和L2的中点，所述原边谐振腔包括：依次串联的谐振电感Lrp、励磁电感Lm和谐振电容Crp，所述谐振电感Lrp的一端连接所述第一桥臂的中点，所述谐振电容Crp的一端连接所述第二桥臂的中点；
所述变换器副边，包括：直流电压端口Vs和V2，与所述Vs并联的滤波电容Cs，与V2并联的滤波电容C2，第二全桥结构，副边谐振腔，开关管Q3和Q4，以及电感L3和L4；
所述第二全桥结构，包括：开关管S5、S6、S7和S8，开关管S5和S6构成第三桥臂，开关管S7和S8构成第四桥臂，所述第三桥臂中点依次串联开关管Q3和电感L3，所述第四桥臂中点依次串联开关管Q4和电感L4，所述电感L3和L4连接，直流电压端口V2一端连接直流电压端口Vs，另一端连接电感L3和L4的中点，所述副边谐振腔包括：依次串联的谐振电感Lrs、励磁电感L′m和谐振电容Crs，所述谐振电感Lrs的一端连接所述第三桥臂的中点，所述谐振电容Crs的一端连接所述第四桥臂的中点；
所述原边谐振腔与副边谐振腔通过高频变压器连接，所述高频变压器的变比为n∶1，所述励磁电感Lm和L′m为高频变压器在正向运行和反向运行时的励磁电感。
其中，开关管Q1和Q2为常开或常闭状态，当开关管Q1为常开状态时，开关管S1、S2和电感L1构成一路buck/boost电路，当开关管Q2为常开状态时，开关管S3、S4和电感L2构成一路buck/boost电路。
其中，原边谐振腔与副边谐振腔的参数满足Lrp＝n2Lrs，Crp＝Crs/n2。
其中，双向多端口变换器正向运行时，谐振腔可为开关管S1、S2、S3和S4的开关动作提供零电压开通条件。
其中，开关管Q3和Q4为常开或常闭状态，当开关管Q3为常开状态时，开关管S5、S6和电感L3构成一路buck/boost电路，当开关管Q4为常开状态时，开关管S7、S8和电感L4构成一路buck/boost电路。
其中，双向多端口变换器反向运行时，谐振腔可为开关管S5、S6、S7和S8的开关动作提供零电压开通条件。
实施例2：
本发明还提出了一种基于CLLC谐振电路的双向多端口变换器的控制方法，包括：
通过预设控制模式控制所述双向多端口变换器的正向运行或反向运行；
所述预设控制模式，包括如下中的至少一种：正向运行双端口模式、正向运行三端口模式、正向运行四端口模式、反向运行双端口模式、反向运行三端口模式和反向运行四端口模式；
所述反向运行双端口模式、反向运行三端口模式和反向运行四端口模式分别与正向运行双端口模式、正向运行三端口模式和正向运行四端口模式对称。
其中，正向运行双端口模式，如下：
将直流电压端口Vp作为电压输入端，直流电压端口Vs作为电压输出端，当开关管Q1、Q2、Q3、Q4、S5、S6、S7和S8均为关闭状态时，所述正向运行双端口模式为全桥运行状态，通过开关管S1、S2、S3和S4调节开关频率控制所述电压输出端的电压值；当第一全桥结构的开关管S3为常闭状态，开关管S4为常开状态时，所述正向运行双端口模式为半桥运行状态，Vs的电压输出值为全桥状态下的1/2。
其中，正向运行三端口模式，如下：
将直流电压端口Vp作为电压输入端或电压输出端，直流电压端口V1作为电压输入端或电压输出端，直流电压端口Vs作为电压输出端；
当开关管Q1和Q2为常开状态，开关管Q3、Q4、S5、S6、S7和S8均为关闭状态时，直流电压端口Vp输入电压，直流电压端口V1和Vs向外输出电压，通过调节开关管S1、S2、S3和S4占空比调节直流电压端口V1的输出电压值，通过调节开关管S1、S2、S3和S4的开关频率调节直流电压端口Vs的输出电压值；
当开关管Q1和Q2为常开状态，开关管Q3、Q4、S5、S6、S7和S8均为关闭状态时，直流电压端口V1输入电压，直流电压端口Vp和Vs向外输出电压，通过调节开关管S1、S2、S3和S4占空比调节直流电压端口Vp的输出电压值，通过调节开关管S1、S2、S3和S4的开关频率调节直流电压端口Vs的输出电压值；
当开关管Q1和Q2为常开状态，开关管Q3、Q4、S5、S6、S7和S8均为关闭状态时，直流电压端口Vp和V1输入电压，通过调节开关管S1、S2、S3和S4占空比和开关频率调节直流电压端口Vs的输出电压值；
当开关管Q3和Q4为常开状态，开关管Q1、Q2、S5、S6、S7和S8均为关闭状态时，直流电压端口Vp输入电压，直流电压端口V2和Vs向外输出电压，通过调节开关管S1、S2、S3和S4的开关频率调节直流电压端口V2和Vs的输出电压值。
其中，正向运行四端口模式，如下：
将直流电压端口Vp作为电压输入端或电压输出端，直流电压端口V1作为电压输入端或电压输出端，直流电压端口V2和Vs为电压输出端；
当开关管Q1、Q2、Q3和Q4均为常开状态，开关管S5、S6、S7和S8均为关闭状态时，直流电压端口Vp输入电压，直流电压端口V1、V2和Vs向外输出电压，通过调节开关管S1、S2、S3和S4占空比调节直流电压端口V1的输出电压值，通过调节开关管S1、S2、S3和S4的开关频率调节直流电压端口V2和Vs的输出电压值；
当开关管Q1、Q2、Q3和Q4均为常开状态，开关管S5、S6、S7和S8均为关闭状态时，直流电压端口V1输入电压，直流电压端口Vp、V2和Vs向外输出电压，通过调节开关管S1、S2、S3和S4占空比调节直流电压端口Vp的输出电压值，通过调节开关管S1、S2、S3和S4的开关频率调节直流电压端口V2和Vs的输出电压值；
当开关管Q1、Q2、Q3和Q4均为常开状态，开关管S5、S6、S7和S8均为关闭状态时，直流电压端口Vp和V1输入电压，直流电压端口V2和Vs向外输出电压，通过调节开关管S1、S2、S3和S4占空比和开关频率调节直流电压端口V2和Vs的输出电压值。
本发明控制双向多端口变换器具备电能双向传输功能，图2(a)为正向运行模式，图2(b)为反向运行模式，同时可实现双端口、三端口及四端口模式运行。
如图2(a)和2(b)所示，本发明由双向CLLC谐振电路基本拓扑结合变换器原边、副边各桥臂中点交错并联buck/boost电路组合而成。双向CLLC谐振电路部分中，Vp为该部分原边电压端口，Cp为端口滤波电容，MOSFET开关管S1、S2、S3、S4组成原边全桥电路结构，Lrp为原边谐振电感，Crp为原边谐振电容，高频隔离型变压器变比n∶1根据需求选取，谐振腔励磁电感Lm和L′m由高频变压器产生，Lrs为副边谐振电感，Crs为副边谐振电容，MOSFET开关管S5、S6、S7、S8组成副边全桥电路结构，Vs为该部分副边电压端口，Cs为端口滤波电容。原边、副边桥臂中点交错并联buck/boost电路部分中，MOSFET开关管S1、S2以及电感L1组成原边一路buck/boost电路，MOSFET开关管S3、S4以及电感L2组成原边另一路buck/boost电路，MOSFET开关管Q1、Q2常开常闭决定是否接入原边两路交错并联buck/boost电路，V1为该部分原边电压端口，C1为端口滤波电容，MOSFET开关管S5、S6以及电感L3组成副边一路buck/boost电路，MOSFET开关管S7、S8以及电感L4组成副边另一路buck/boost电路，MOSFET开关管Q3、Q4常开常闭决定是否接入副边两路交错并联buck/boost电路，V2为该部分副边电压端口，C2为端口滤波电容。
正向运行双端口模式全桥工作状态如图3(a)所示，具体的控制方法为，当DSP根据外围电路需求发出双端口模式运行指令，此时MOSFET开关管Q1、Q2、Q3、Q4关闭，原边MOSFET开关管S1、S2、S3、S4组成全桥输入结构，每个桥臂上两个开关管互补动作，占空比分别为50％(包含死区时间)，副边MOSFET开关管S5、S6、S7、S8组成全桥不控整流输出，无开关驱动信号。根据双向CLLC谐振变换器的电路特性，通过控制变换器原边开关管S1、S2、S3、S4的开关频率将会改变变换器原边、副边谐振腔网络的阻抗，从而改变输出端电压值，当开关频率fs等于谐振频率
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时，若在不考虑谐振参数偏离的条件下谐振网络的阻抗为零，此时变换器输入侧电压与输出侧电压值满足Vp＝nVs，当开关频率偏离谐振频率点时变换器输出侧电压将会随之调整。为使变换器输出电压值在图3(a)全桥运行状态基础上减小一半，可采用如图3(b)所示的正向运行双端口模式半桥运行状态，此时开关管S3常闭、S4常开，开关管S1和S2交替互补导通并通过对开关频率的控制来达到改变输出电压值的目的。此种模式变换器全桥与半桥运行状态调整及原边开关管的开关频率是根据采集副边输出电压信号与DSP给定参考电压信号差值经过PI调节器产生，形成电压闭环回路控制。
正向运行三端口模式如图4(a)和4(b)所示，当DSP根据外围电路需求发出三端口模式运行指令。图4(a)变换器原边MOSFET开关管Q1和Q2开通，副边MOSFET开关管Q3和Q4关闭，原边MOSFET开关管S1、S2、S3、S4组成全桥输入结构，每个桥臂上的两个开关管互补动作且占空比可调，副边MOSFET开关管S5、S6、S7、S8组成全桥不控整流输出无开关驱动信号，可分为三种情况。第一种情况，Vp作为电压输入端口，V1为原边两相交错并联buck电路的电压输出端口，V1的值可通过调节原边MOSFET开关管S1和S3的占空比实现，Vs为副边电压输出端口，Vs的值可通过调节原边MOSFET开关管S1、S2、S3、S4的开关频率实现，两个输出端口同样采用电压闭环的控制方法，根据环路PI控制器的输出确定MOSFET开关管S1、S2、S3、S4的占空比及开关频率。第二种情况，V1作为电压输入端口，Vp作为原边两相交错并联boost电路电压输出端口，Vp的值可通过调节原边MOSFET开关管S2和S4的占空比实现，Vs为副边电压输出端口，Vs的值可通过调节原边MOSFET开关管S1、S2、S3、S4的开关频率实现，两个输出端口同样采用电压闭环控制。第三种情况，Vp和V1均为原边电压输入端口，Vs为副边电压输出端口，此时DSP采集三个端口的电压信号，并将输出电压与给定电压进行比较，通过PI控制器对原边MOSFET开关管S1、S2、S3、S4的占空比及开关频率进行综合调节，实现三端口网络稳定运行。图4(b)变换器原边MOSFET开关管Q1和Q2关闭，副边MOSFET开关管Q3和Q4开通，Vp为原边电压输入端口，V2和Vs为副边电压输出端口，原边MOSFET开关管S1、S2、S3、S4组成全桥输入结构，每个桥臂上的两个开关管互补动作，占空比分别为50％(包含死区时间)，副边MOSFET开关管S5、S6、S7、S8组成全桥不控整流输出，无开关驱动信号，采用电压闭环控制，V2和Vs的输出电压值通过控制原边MOSFET开关管S1、S2、S3、S4的开关频率实现。
正向运行四端口模式如图5所示，MOSFET开关管Q1、Q2、Q3、Q4开通，原边MOSFET开关管S1、S2、S3、S4组成全桥输入结构，每个桥臂上的两个开关管互补动作且占空比可调，副边MOSFET开关管S5、S6、S7、S8组成全桥不控整流输出无开关驱动信号，可分为三种情况。第一种情况，Vp作为电压输入端口，V1为原边两相交错并联buck电路的电压输出端口，V1的值可通过调节原边MOSFET开关管S1和S3的占空比实现，Vs和V2为副边电压输出端口，Vs和V2的值可通过调节原边MOSFET开关管S1、S2、S3、S4的开关频率实现，三个输出端口同样采用电压闭环的控制方法，根据环路PI控制器的输出确定原边MOSFET开关管S1、S2、S3、S4的占空比及开关频率。第二种情况，V1作为电压输入端口，Vp作为原边两相交错并联boost电路电压输出端口，Vp的值可通过调节原边MOSFET开关管S2和S4的占空比实现，Vs和V2为副边电压输出端口，Vs和V2的值可通过调节原边MOSFET开关管S1、S2、S3、S4的开关频率实现，三个输出端口同样采用电压闭环控制。第三种情况，Vp和V1均为原边电压输入端口，Vs和V2为副边电压输出端口，此时DSP采集四个端口的电压信号，并将输出电压与给定电压值进行比较，通过PI控制器对原边MOSFET开关管S1、S2、S3、S4的占空比及开关频率进行综合调节，实现四端口网络稳定运行控制。
与现有技术相比，本发明的有益效果为：
本发明通过在CLLC谐振电路原边与副边基础上，引入开关管Q1、Q2、Q3、Q4以及电感L1、L2、L3、L4构成通断可控的原边和副边各两路交错并联buck/boost电路，能实现双端口(半桥和全桥)、三端口及四端口运行状态的可切换操作，开关管可实现软开关动作，输出电压值通过调节开关管的占空比及开关频率实现，且直流电压端口电压等级和调节范围宽泛，电压双向传输、多直流电压端口充分利用的特性优化了双向DC-DC变换器功率密度，降低开发成本的同时也提高了变换器电能转换效率。
本领域内的技术人员应明白，本发明的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本发明可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本发明可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。
以上仅为本发明的实施例而已，并不用于限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均包含在发明待批的本发明的权利要求范围之内。

Claims (10)

1.一种基于CLLC谐振电路的双向多端口变换器，其特征在于，所述双向多端口变换器，由变换器原边和变换器副边构成；
所述变换器原边，包括：直流电压端口Vp和V1，与所述Vp并联的滤波电容Cp，与V1并联的滤波电容C1，第一全桥结构，原边谐振腔，开关管Q1和Q2，以及电感L1和L2；
所述第一全桥结构，包括：开关管S1、S2、S3和S4，开关管S1和S2构成第一桥臂，开关管S3和S4构成第二桥臂，所述第一桥臂中点依次串联开关管Q1和电感L1，所述第二桥臂中点依次串联开关管Q2和电感L2，所述电感L1和L2连接，直流电压端口V1一端连接直流电压端口Vp，另一端连接电感L1和L2的中点，所述原边谐振腔包括：依次串联的谐振电感Lrp、励磁电感Lm和谐振电容Crp，所述谐振电感Lrp的一端连接所述第一桥臂的中点，所述谐振电容Crp的一端连接所述第二桥臂的中点；
所述变换器副边，包括：直流电压端口Vs和V2，与所述Vs并联的滤波电容Cs，与V2并联的滤波电容C2，第二全桥结构，副边谐振腔，开关管Q3和Q4，以及电感L3和L4；
所述第二全桥结构，包括：开关管S5、S6、S7和S8，开关管S5和S6构成第三桥臂，开关管S7和S8构成第四桥臂，所述第三桥臂中点依次串联开关管Q3和电感L3，所述第四桥臂中点依次串联开关管Q4和电感L4，所述电感L3和L4连接，直流电压端口V2一端连接直流电压端口Vs，另一端连接电感L3和L4的中点，所述副边谐振腔包括：依次串联的谐振电感Lrs、励磁电感L′m和谐振电容Crs，所述谐振电感Lrs的一端连接所述第三桥臂的中点，所述谐振电容Crs的一端连接所述第四桥臂的中点；
所述原边谐振腔与副边谐振腔通过高频变压器连接，所述高频变压器的变比为n:1；
所述励磁电感Lm和L′m为高频变压器在正向运行和反向运行时的励磁电感。
2.根据权利要求1所述的双向多端口变换器，其特征在于，所述开关管Q1和Q2为常开或常闭状态，当开关管Q1为常开状态时，开关管S1、S2和电感L1构成一路buck/boost电路，当开关管Q2为常开状态时，开关管S3、S4和电感L2构成一路buck/boost电路。
3.根据权利要求1所述的双向多端口变换器，其特征在于，所述原边谐振腔与副边谐振腔的参数满足Lrp＝n2Lrs，Crp＝Crs/n2。
4.根据权利要求1所述的双向多端口变换器，其特征在于，所述双向多端口变换器正向运行时，谐振腔可为开关管S1、S2、S3和S4的开关动作提供零电压开通条件。
5.根据权利要求1所述的双向多端口变换器，其特征在于，所述开关管Q3和Q4为常开或常闭状态，当开关管Q3为常开状态时，开关管S5、S6和电感L3构成一路buck/boost电路，当开关管Q4为常开状态时，开关管S7、S8和电感L4构成一路buck/boost电路。
6.根据权利要求1所述的双向多端口变换器，其特征在于，所述双向多端口变换器反向运行时，谐振腔可为开关管S5、S6、S7和S8的开关动作提供零电压开通条件。
7.一种基于CLLC谐振电路的双向多端口变换器的控制方法，其特征在于，所述控制方法，包括：
通过预设控制模式控制所述双向多端口变换器的正向运行或反向运行；
所述预设控制模式，包括如下中的至少一种：正向运行双端口模式、正向运行三端口模式、正向运行四端口模式、反向运行双端口模式、反向运行三端口模式和反向运行四端口模式；
所述反向运行双端口模式、反向运行三端口模式和反向运行四端口模式分别与正向运行双端口模式、正向运行三端口模式和正向运行四端口模式对称。
8.根据权利要求7所述的控制方法，其特征在于，所述正向运行双端口模式，如下：
将直流电压端口Vp作为电压输入端，直流电压端口Vs作为电压输出端，当开关管Q1、Q2、Q3、Q4、S5、S6、S7和S8均为关闭状态时，所述正向运行双端口模式为全桥运行状态，通过开关管S1、S2、S3和S4调节开关频率控制所述电压输出端的电压值；当第一全桥结构的开关管S3为常闭状态，开关管S4为常开状态时，所述正向运行双端口模式为半桥运行状态，Vs的电压输出值为全桥状态下的1/2。
9.根据权利要求7所述的控制方法，其特征在于，所述正向运行三端口模式，如下：
将直流电压端口Vp作为电压输入端或电压输出端，直流电压端口V1作为电压输入端或电压输出端，直流电压端口Vs作为电压输出端；
当开关管Q1和Q2为常开状态，开关管Q3、Q4、S5、S6、S7和S8均为关闭状态时，直流电压端口Vp输入电压，直流电压端口V1和Vs向外输出电压，通过调节开关管S1、S2、S3和S4占空比调节直流电压端口V1的输出电压值，通过调节开关管S1、S2、S3和S4的开关频率调节直流电压端口Vs的输出电压值；
当开关管Q1和Q2为常开状态，开关管Q3、Q4、S5、S6、S7和S8均为关闭状态时，直流电压端口V1输入电压，直流电压端口Vp和Vs向外输出电压，通过调节开关管S1、S2、S3和S4占空比调节直流电压端口Vp的输出电压值，通过调节开关管S1、S2、S3和S4的开关频率调节直流电压端口Vs的输出电压值；
当开关管Q1和Q2为常开状态，开关管Q3、Q4、S5、S6、S7和S8均为关闭状态时，直流电压端口Vp和V1输入电压，通过调节开关管S1、S2、S3和S4占空比和开关频率调节直流电压端口Vs的输出电压值；
当开关管Q3和Q4为常开状态，开关管Q1、Q2、S5、S6、S7和S8均为关闭状态时，直流电压端口Vp输入电压，直流电压端口V2和Vs向外输出电压，通过调节开关管S1、S2、S3和S4的开关频率调节直流电压端口V2和Vs的输出电压值。
10.根据权利要求7所述的控制方法，其特征在于，所述正向运行四端口模式，如下：
将直流电压端口Vp作为电压输入端或电压输出端，直流电压端口V1作为电压输入端或电压输出端，直流电压端口V2和Vs为电压输出端；
当开关管Q1、Q2、Q3和Q4均为常开状态，开关管S5、S6、S7和S8均为关闭状态时，直流电压端口Vp输入电压，直流电压端口V1、V2和Vs向外输出电压，通过调节开关管S1、S2、S3和S4占空比调节直流电压端口V1的输出电压值，通过调节开关管S1、S2、S3和S4的开关频率调节直流电压端口V2和Vs的输出电压值；
当开关管Q1、Q2、Q3和Q4均为常开状态，开关管S5、S6、S7和S8均为关闭状态时，直流电压端口V1输入电压，直流电压端口Vp、V2和Vs向外输出电压，通过调节开关管S1、S2、S3和S4占空比调节直流电压端口Vp的输出电压值，通过调节开关管S1、S2、S3和S4的开关频率调节直流电压端口V2和Vs的输出电压值；
当开关管Q1、Q2、Q3和Q4均为常开状态，开关管S5、S6、S7和S8均为关闭状态时，直流电压端口Vp和V1输入电压，直流电压端口V2和Vs向外输出电压，通过调节开关管S1、S2、S3和S4占空比和开关频率调节直流电压端口V2和Vs的输出电压值。
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