CN115176406A - 电力变换装置以及电力变换装置的控制方法 - Google Patents

Abstract

在相对于电压指令值无法将载波的频率设定得足够高的情况下，随着电压指令值与载波的相位偏移，输出电压的对称性破坏，由电力变换部产生的电压/电流中所包含的高次谐波的增大成为问题。一种电力变换装置，具备：电力变换部，其控制多个开关元件的接通断开来对电力进行变换；以及栅极脉冲生成部，其基于指示期望的输出电压的多个相的第一电压指令值，生成用于控制所述开关元件的接通断开的栅极脉冲信号，在该电力变换装置中，所述栅极脉冲生成部基于所述多个相的各第一电压指令值，生成相位相对于第一电压指令值同步的载波，将所述载波与所述第一电压指令值相加来生成第二电压指令值。

Description

电力变换装置以及电力变换装置的控制方法

技术领域

本发明涉及电力变换装置以及电力变换装置的控制方法。

背景技术

例如，在将直流电力和交流电力相互变换的电力变换部中，已知有各种电路方式。面向高电压用途，经常使用将多个由单相桥式电路构成的电力变换部串联连接的多级型。

电力变换部内的开关元件通过被输入指示接通或断开的栅极脉冲信号而动作。作为生成栅极脉冲信号的方法，一般使用PWM(Pulse Width Modulation：脉冲宽度调制)控制。在该控制中，基于指示期望的输出电压的电压指令值和另外生成的三角波等载波来生成栅极脉冲信号。在电力变换部中产生由开关元件的开关损失引起的发热。因此，在实用上，载波的频率存在上限，进行尽可能抑制了开关次数(脉冲数)的控制。

在专利文献1中记载了如下的控制方法：将载波与输出电压指令分别进行比较来制作PWM脉冲，逐渐地减小载波振幅或载波频率。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2003-319662号公报。

发明内容

发明要解决的问题

在相对于电压指令值无法将载波的频率设定得足够高的情况下，从电力变换部输出的电压/电流中所包含的高次谐波的增大成为问题。

用于解决问题的方案

本发明的电力变换装置具备：电力变换部，其控制多个开关元件的接通断开来对电力进行变换；以及栅极脉冲生成部，其基于指示期望的输出电压的多个相的第一电压指令值，生成用于控制所述开关元件的接通断开的栅极脉冲信号，在所述电力变换装置中，所述栅极脉冲生成部基于所述多个相的各第一电压指令值，生成相位相对于第一电压指令值同步的载波，将所述载波与所述第一电压指令值相加而生成第二电压指令值。

本发明的电力变换装置的控制方法为，所述电力变换装置具备：电力变换部，其控制多个开关元件的接通断开来对电力进行变换；以及栅极脉冲生成部，其基于指示期望的输出电压的多个相的第一电压指令值，生成用于控制所述开关元件的接通断开的栅极脉冲信号，在所述电力变换装置的控制方法中，通过所述栅极脉冲生成部，基于所述多个相的各第一电压指令值，生成相位相对于第一电压指令值同步的载波，将所述载波与所述第一电压指令值相加而生成第二电压指令值。

发明的效果

根据本发明，即使在相对于电压指令值无法将载波的频率设定得足够高的情况下，也能够抑制高次谐波。

附图说明

图1是电力变换装置的框图。

图2是转换器单元(converter cell)的电路结构图。

图3是一次侧栅极脉冲生成部的框图。

图4是载波生成部的框图。

图5的(a)~(e)是示出设为“k=3”的情况下的信号等的波形的图。

图6是比较例中的一次侧栅极脉冲生成部的框图。

图7的(a)~(e)是示出比较例中的信号等的波形的图。

图8的(a)~(e)是示出设为“k=5”的情况下的信号等的波形的图。

图9的(a)~(e)是示出设为“k=3”的情况下的第二实施方式中的信号等的波形的图。

图10是第三实施方式中的电力变换装置的框图。

图11是第三实施方式中的电力变换部的电路结构图。

图12是第四实施方式中的载波生成部的框图。

图13的(a)~(e)是示出设为“k=4”的情况下的第四实施方式中的信号等的波形的图。

具体实施方式

[第一实施方式]

图1是第一实施方式的电力变换装置100的框图。

电力变换装置100具备电力变换部101、一次侧栅极脉冲生成部102以及二次侧栅极脉冲生成部103。电力变换装置100在均为三相交流系统的一次侧系统30与二次侧系统40之间进行双向或单向的电力变换。在此，一次侧系统30具有中性线30N、出现R相的电压的R相线30R、出现S相的电压的S相线30S、以及出现T相的电压的T相线30T。另外，二次侧系统40具有中性线40N、出现U相的电压的U相线40U、出现V相的电压的V相线40V、以及出现W相的电压的W相线40W。在此，虽然省略了图示，但在中性线30N与T相线30T之间以及中性线40N与W相线40W之间设置有与图1同样的电力变换装置100。另外，虽然省略了图示，但在中性线30N与S相线30S之间以及中性线40N与V相线40V之间设置有与图1同样的电力变换装置100。

一次侧系统30和二次侧系统40的电压振幅、频率以及相位相互独立。而且，R相、S相、T相电压在一次侧频率中彼此具有“2π/3”的相位差，U相、V相、W相电压在二次侧频率中彼此具有“2π/3”的相位差。作为一次侧系统30和二次侧系统40，例如能够采用商用电源系统、太阳能发电系统、马达等各种发电设备或受电设备。

电力变换部101具有P台(P为2以上的自然数)转换器单元20-1~20-P。下面，有时将转换器单元20-1~20-P统称为“转换器单元20”。转换器单元20-1~20-P被串联连接在一次侧的R相线30R与中性线30N之间。另外，二次侧也同样，转换器单元20-1~20-P被串联连接在U相线40U与中性线40N之间。

一次侧控制部104检测一次侧系统30的电压和电流，输出一次侧电压指令值VREFR、VREFS、VREFT。同样地，二次侧控制部105检测二次侧系统40的电压和电流，输出二次侧电压指令值VREFU、VREFV、VREFW。

一次侧栅极脉冲生成部102产生用于控制在转换器单元20-1~20-P的一次侧所包括的开关元件的栅极脉冲信号GT11~GT1P及GT11’~GT1P’。同样地，二次侧栅极脉冲生成部103产生用于控制在转换器单元20-1~20-P的二次侧所包括的开关元件的栅极脉冲信号GT21~GT2P及GT21’~GT2P’。

图2是转换器单元20-1的电路结构图。转换器单元20-2~20-P与转换器单元20-1相同，因此省略其详细说明。

转换器单元20-1具有一对一次侧端子21a、21b、一对二次侧端子22a、22b、交流直流电力变换器23~26、电容器27、28以及高频变压器29。

交流直流电力变换器23具有呈H桥状连接的四个开关元件Q1~Q4、以及与这些开关元件Q1~Q4反向并联连接的FWD(Free Wheeling Diode，续流二极管，无附图标记)。利用栅极脉冲信号GT11~GT1P及GT11’~GT1P’来控制开关元件Q1~Q4。

另外，交流直流电力变换器26具有呈H桥状连接的四个开关元件Q5~Q8、以及与这些开关元件Q5~Q8反向并联连接的FWD。同样地，交流直流电力变换器24、25具有呈H桥状连接的四个开关元件、以及与这些开关元件反向并联连接的FWD(均无附图标记)。利用栅极脉冲信号GT11~GT1P及GT11’~GT1P’来控制开关元件Q5~Q8。

此外，在本实施方式中，这些开关元件例如为MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)。

将在一次侧端子21a、21b之间出现的电压称为一次侧AC端子间电压V1-1，将在电容器27的两端之间出现的电压称为一次侧DC链路电压Vdc1。而且，交流直流电力变换器23将一次侧AC端子间电压V1-1和一次侧DC链路电压Vdc1进行双向变换或者单向变换，来传输电力。

高频变压器29具有一次绕组29a和二次绕组29b，在一次绕组29a与二次绕组29b之间以规定的频率传输电力。交流直流电力变换器24、25在与高频变压器29之间输入输出的电流为高频。在此，高频例如是100Hz以上的频率，但优选采用1kHz以上的频率，更优选采用10kHz以上的频率。交流直流电力变换器24将一次侧DC链路电压Vdc1和在一次绕组29a中出现的交流电压进行双向变换或者单向变换，来传输电力。

将在二次侧端子22a、22b之间出现的电压称为二次侧AC端子间电压V2-1，将在电容器28的两端之间出现的电压称为二次侧DC链路电压Vdc2。交流直流电力变换器25将二次侧DC链路电压Vdc2和在二次绕组29b中出现的交流电压进行双向变换或者单向变换，来传输电力。而且，交流直流电力变换器26将二次侧AC端子间电压V2-1和二次侧DC链路电压Vdc2进行双向变换或者单向变换，来传输电力。

在此，一次侧栅极脉冲生成部102(参照图1)基于一次侧电压指令值VREFR、VREFS、VREFT，产生“低(LOW)”或“高(HIGH)”的栅极脉冲信号GT11~GT1P及GT11’~GT1P’。以转换器单元20-1为例，栅极信号GT11被供给到交流直流电力变换器23的开关元件Q1、Q4，来控制它们的接通/断开状态。如果栅极信号GT11为“高”，则开关元件Q1、Q4成为接通状态，如果栅极信号GT11为“低”，则开关元件Q1、Q4成为断开状态。同样地，栅极信号GT11’被供给到交流直流电力变换器23的开关元件Q2、Q3，来控制它们的接通/断开状态。

在交流直流电力变换器23中，在开关元件Q1、Q4为接通状态时，在一次侧端子21a、21b之间出现的电压为Vdc1，在开关元件Q2、Q3为接通状态时，在一次侧端子21a、21b之间出现的电压为-Vdc1。另外，在开关元件Q1~Q4全部为断开状态时，在一次侧端子21a、21b之间出现的电压为零。即，交流直流电力变换器23能够输出三种水平(-Vdc1、0、Vdc1)的电压。

与一次侧栅极脉冲生成部102同样地，二次侧栅极脉冲生成部103(参照图1)基于二次侧电压指令值VREFU、VREFV、VREFW，产生“低”或“高”的栅极脉冲信号GT21~GT2P及GT21’~GT2P’。以转换器单元20-1为例，栅极信号GT21被供给到交流直流电力变换器26的开关元件Q5、Q8，来控制它们的接通/断开状态。即，如果栅极信号GT21为“高”，则开关元件Q5、Q8成为接通状态，如果栅极信号GT21为“低”，则开关元件Q5、Q8成为断开状态。同样地，栅极信号GT21’被供给到交流直流电力变换器26的开关元件Q6、Q7，来控制它们的接通/断开状态。

在交流直流电力变换器26中，在开关元件Q5、Q8为接通状态时，在二次侧端子22a、22b之间出现的电压为Vdc2，在开关元件Q6、Q7为接通状态时，在二次侧端子22a、22b之间出现的电压为-Vdc2。另外，在开关元件Q5~Q8全部为断开状态时，在二次侧端子22a、22b之间出现的电压为零。即，与交流直流电力变换器23同样地，电力变换部101的交流直流电力变换器26能够输出三种水平(-Vdc2、0、Vdc2)的电压。

图3是一次侧栅极脉冲生成部102的框图。一次侧栅极脉冲生成部102具有载波生成部300、加法器301、以及比较器CMP11~CMP1P及CMP11’~CMP1P’。

载波生成部300基于指示期望的输出电压的R相、S相、T相的电压指令值VREFR、VREFS、VREFT，生成相位相对于电压指令值VREFR同步的载波Sm。然后，通过加法器301将电压指令值VREFR(第一电压指令值)与载波Sm相加，生成电压指令值VREFR’(第二电压指令值)。

在图3中，示出与R相对应的载波生成部300，但省略了图示的与S相对应的载波生成部300基于指示期望的输出电压的R相、S相、T相的电压指令值VREFR、VREFS、VREFT，生成相位相对于电压指令值VREFS同步的载波Sm。然后，通过加法器301将电压指令值VREFS(第一电压指令值)与载波Sm相加，生成电压指令值VREFS’(第二电压指令值)。

另外，省略了图示的与T相对应的载波生成部300基于指示期望的输出电压的R相、S相、T相的电压指令值VREFR、VREFS、VREFT，生成相位相对于电压指令值VREFT同步的载波Sm。然后，通过加法器301将电压指令值VREFT(第一电压指令值)与载波Sm相加，生成电压指令值VREFT’(第二电压指令值)。

如图3所示，在比较器CMP11~CMP1P及CMP11’~CMP1P’中，将第二电压指令值VREFR’分别与针对电压的大小预先设定的阈值1~阈值P以及阈值1’~阈值P’进行比较。通过比较器CMP11~CMP1P及CMP11’~CMP1P’生成栅极脉冲信号GT11~GT1P及GT11’~GT1P’。例如，比较器CMP11在第二电压指令值VREFR’小于阈值1时，将栅极脉冲信号GT11设为低，在第二电压指令值VREFR’大于阈值1时，将栅极脉冲信号GT11设为高。另外，比较器CMP11’在第二电压指令值VREFR’大于阈值1’时，将栅极脉冲信号GT11’设为低，在第二电压指令值VREFR’小于阈值1’时，将栅极脉冲信号GT11’设为高。栅极脉冲信号GT11、GT11’被输出到转换器单元20-1。

关于其它的比较器CMP12~CMP1P以及比较器CMP12’~CMP1P’，除了设定的阈值不同这一点以外，动作是相同的。

虽然省略图示，但第二电压指令值VREFS’、第二电压指令值VREFT’也同样，在比较器CMP11~CMP1P及CMP11’~CMP1P’中，分别与阈值1~阈值P以及阈值1’~阈值P’进行比较，产生栅极脉冲信号。

图4是与R相对应的载波生成部300的框图。载波生成部300具有电压指令比较部400、电压振幅运算部401、三角波产生部402、减法器403、限制器404以及乘法器405。与S相、T相对应的载波生成部300也是同样的结构，省略其说明。

电压指令比较部400将第一电压指令值VREFR、VREFS、VREFT相互进行比较，输出它们中的最大值Vmax和最小值Vmin。

电压振幅运算部401根据第一电压指令值VREFR、VREFS、VREFT，按照下面的式(1)~(3)来运算电压振幅值Va。

VREFA=√(2/3)·(VREFR-1/2·VREFS-1/2·VREFT)···(1)

VREFB=√(2/3)·(√(3)/2·VREFS-√(3)/2·VREFT)···(2)

Va=√(2/3) √(VREFA^2+VREFB^2)···(3)。

另外，三角波产生部402按照下面的式(4)或(5)，产生振幅为1的三角波Stri。

在[k=1，5，9，13，・・・]的情况下，按照式(4)产生振幅为1的三角波Stri。

Stri=(2/π)·arcsin(sin((k·π/Va)·(Vmax+Vmin)))…(4)

在[k=3，7，11，15，・・・]的情况下，按照式(5)产生振幅为1的三角波Stri。

Stri=-(2/π)·arcsin(sin((k·π/Va)·(Vmax+Vmin)))…(5)。

在式(4)、式(5)中，系数k为1以上的奇数。式(4)、式(5)的运算结果不是严格地呈直线增减的三角波，但在本实施方式中将Stri称为三角波来进行说明。三角波Stri是振幅为1且以第一电压指令值VREFR(或者VREFS、VREFT)的频率的3k倍的频率变动的信号。此外，“arcsin”表示sin的反函数。

减法器403从电力变换装置100能够输出的最大电压Vlim减去电压振幅Va，运算“Vlim-Va”。最大电压Vlim是电力变换部101能够输出的最大电压。例如，在转换器单元的串联连接数P为3的情况下，若各转换器单元的一次侧DC链路电压为Vdc1，则“Vlim=3・Vdc1”。

限制器404在“Va≤Vlim”的情况下直接输出减法器403的运算结果“Vlim-Va”，在“Vlim＜Va”的情况下将减法器403的运算结果限制为零。即，限制器404以使减法器403的运算结果“Vlim-Va”不为负值的方式(以使最小值为0以上的方式)进行限制。

乘法器405将由三角波产生部402生成的三角波Stri与经过限制器404后的减法器403的运算结果相乘而生成载波Sm。具体地，减法器403的运算结果“Vlim-Va”经过限制器404后在乘法器405中与振幅为1的三角波相乘。即，在乘法器405中与三角波Stri相乘的值相当于载波Sm的振幅值(下面也将通过限制器404后的信号称为载波振幅Ma)。载波生成部300输出的载波Sm在电压振幅Va大于最大电压Vlim的情况下(Vlim＜Va)通过限制器404的作用而成为零。

此外，对于一次侧S相、T相的一次侧栅极脉冲生成部以及二次侧U相、V相、W相的二次侧栅极脉冲生成部省略图示，但如上所述那样主要结构与图3所示的一次侧R相相同。例如，对于一次侧S相，将第一电压指令值VREFS与载波Sm相加，生成第二电压指令值VREFS’。之后，在多个比较器中将第二电压指令值VREFS’分别与阈值进行比较，产生栅极脉冲信号。对于一次侧T相，将第一电压指令值VREFT与载波Sm相加，生成第二电压指令值VREFT’。之后，在多个比较器中将第二电压指令值VREFT’分别与阈值进行比较，产生栅极脉冲信号。对于二次侧U相、V相、W相也以同样的要点构成。载波生成部300在全部的相中共通地使用。即，在全部的相中与第一电压指令值相加的载波Sm是共通的。

图5的(a)~图5的(e)是示出在式(5)中设为“k=3”的情况下的信号等的波形的图。但是，转换器单元的串联连接数P为“1”。此外，将电力变换部101的输出电压范围设为-1~1(Vlim=Vdc1=1)，将阈值1和阈值1’分别设为0.5、-0.5。

图5的(a)示出第一电压指令值VREFR以及载波Sm，横轴为相位，纵轴为电压。图5的(b)用实线表示栅极脉冲信号GT11，用虚线表示栅极脉冲信号GT11’，横轴为相位，纵轴为电压。图5的(c)示出第二电压指令值VREFR’、以及R相线30R与中性线30N间的相电压，横轴为相位，纵轴为电压。图5的(d)示出第二电压指令值VREFR’-第二电压指令值VREFS’、以及R相线30R与S相线30S间的线间电压，横轴为相位，纵轴为电压。图5的(e)示出线间电压的高次谐波分量，横轴为次数，纵轴为电压。

如图5的(a)所示，载波Sm是由载波生成部300基于第一电压指令值VREFR、VREFS、VREFT而生成的，因此载波Sm与第一电压指令值VREFR的相位关系为同步。由此，如图5的(b)所示，根据作为载波Sm及第一电压指令值VREFR的相加结果的第二电压指令值VREFR’与阈值的比较结果得到的栅极脉冲信号GT11、GT11’成为具有180°的相位差的相同的信号。

而且，如图5的(c)所示，在R相线30R与中性线30N之间出现的电力变换部101的相电压成为以180°为边界的对称的波形。另外，第二电压指令值VREFR’被控制为不超过作为输出电压范围的-1~1，能够高精度地输出相当于第一电压指令值VREFR的电压。这是因为，通过一次侧栅极脉冲生成部102控制载波的振幅，以使第二电压指令值VREFR’在第一电压指令值VREFR的一个周期内多次跨越针对电压的大小设定的阈值。

在R相线30R与S相线30S之间出现的电力变换部101的线间电压相当于“VREFR’-VREFS’”，如图5的(d)所示成为正弦波状的波形。由此，没有出现载波Sm的影响。这是因为，载波Sm是以3的倍数的次数变动的信号，在线间电压中被相互抵消。根据图5的(e)所示的线间电压的高次谐波分量的结果，也能够确认出在线间电压中未出现3的倍数的次数的高次谐波分量。

图6是比较例中的一次侧栅极脉冲生成部600的框图。该比较例是不应用本实施方式的例子，是为了与本实施方式进行比较而记载的。与本实施方式中的一次侧栅极脉冲生成部300的不同点在于，独立地设置产生载波Sm的载波生成部601。因此，载波Sm与电压指令值VREFR的相位关系未必为同步。

通过加法器602将第一电压指令值VREFR与载波Sm相加而生成第二电压指令值VREFR’之后的动作与本实施方式中的一次侧栅极脉冲生成部300相同。

图7的(a)~图7的(e)是示出图6所示的比较例中的信号等的波形的图。但是，转换器单元的串联连接数P为“1”。另外，将电力变换部101的输出电压范围设为-1~1(Vlim=Vdc1=1)，将阈值1和阈值1’分别设为0.5、-0.5。

图7的(a)示出第一电压指令值VREFR以及载波Sm，横轴为相位，纵轴为电压。图7的(b)用实线表示栅极脉冲信号GT11，用虚线表示栅极脉冲信号GT11’，横轴为相位，纵轴为电压。图7的(c)示出第二电压指令值VREFR’、以及R相线30R与中性线30N间的相电压，横轴为相位，纵轴为电压。图7的(d)示出第二电压指令值VREFR’-第二电压指令值VREFS’、以及R相线30R与S相线30S间的线间电压，横轴为相位，纵轴为电压。图7的(e)示出线间电压的高次谐波分量，横轴为次数，纵轴为电压。

在比较例中，载波Sm设为以第一电压指令值VREFR的频率的12倍的频率变动的三角波，以使作为载波Sm与第一电压指令值VREFR之和的第二电压指令值VREFR’不超过输出电压范围-1~1的方式进行了调整。

如图7的(a)所示，载波Sm与第一电压指令值VREFR的相位关系为不同步。而且，如图7的(c)所示，在R相线30R与中性线30N之间出现的相电压不是以180°为边界的对称的波形，产生了电压不平衡。这是因为，载波Sm与第一电压指令值VREFR的相位关系为不同步。该电压不平衡有可能成为使输出电压的高次谐波分量增大的一个原因。如图7的(e)所示，能够确认出，除了3的倍数的次数分量以外，整体地分布有线间电压的高次谐波分量。

如上所述，本实施方式的电力变换装置100基于第一电压指令值VREFR、VREFS、VREFT产生载波Sm，并产生用于控制开关元件Q1~Q4的栅极脉冲信号GT11~GT1P及GT11’~GT1P’。

由此，能够使载波Sm与第一电压指令值VREFR、VREFS、VREFT的相位关系为同步。即使在载波Sm的频率存在上限并且开关次数(脉冲数)变少的条件下，本实施方式的电力变换装置100也能够有效地抑制电压/电流中所包含的高次谐波。

并且，本实施方式的电力变换装置100控制载波振幅Ma，以使第二电压指令值VREFR’、VREFS’、VREFT’的峰值与电力变换部101的最大输出电压Vlim一致。由此，能够抑制第一电压指令值VREFR、VREFS、VREFT与输出电压之间的误差。

本实施方式的电力变换装置100通过增大转换器单元的串联连接数(P)、或者式(4)、式(5)中的系数k，能够使开关次数(脉冲数)增加。

图8的(a)~图8的(e)是示出本实施方式中设为“k=5”的情况下的信号等的波形的图。但是，转换器单元的串联连接数P为“2”。另外，将电力变换部101的输出电压范围设为-1~1(Vlim=(Vdc1)/2=1)，将阈值1和阈值1’分别设为0.25、-0.25，将阈值2和阈值2’分别设为0.75、-0.75。

与图5的(a)~图5的(e)所示的波形相比，如图8的(a)所示，载波Sm的频率增大了。并且，与转换器单元的串联连接数相应地，如图8的(c)所示那样更精细地设定了输出电压范围内的阈值。由此，第二电压指令VREFR’跨越阈值的次数、即开关次数(脉冲数)增加了。其结果是，如图8的(e)所示，电力变换装置100能够输出高次谐波分量更少的电压。

[第二实施方式]

在第一实施方式中，对在将多个转换器单元20串联连接而成的多级型的电力变换装置100中各转换器单元20输出三种水平的电压的情况进行了说明。在第二实施方式中，参照图9对各转换器单元20输出两种水平的电压的情况进行说明。此外，在第二实施方式中，也是与图1所示的电力变换装置100的框图、图2所示的转换器单元20的电路结构图、图3所示的一次侧栅极脉冲生成部102的框图、图4所示的载波生成部300的框图同样的结构。

在第二实施方式中，在图2所示的转换器单元20-1的结构中，为了使位于一次侧的交流直流电力变换器23输出两种水平的电压，进行控制以消除开关元件Q1~Q4全部处于断开状态的期间、并且使开关元件Q1与Q4或是开关元件Q2与Q3中的某一对必定成为接通状态。由此，电力变换部101的交流直流电力变换器23输出两种水平(-Vdc1、Vdc1)的电压。

图9的(a)~图9的(e)是示出设为“k=3”的情况下的第二实施方式中的信号等的波形的图。但是，转换器单元20的串联连接数P为“1”。另外，将电力变换部101的输出电压范围设为-1~1(Vlim=Vdc1=1)，阈值1和阈值1’均设为0。

图9的(a)示出第一电压指令值VREFR以及载波Sm，横轴为相位，纵轴为电压。图9的(b)用实线表示栅极脉冲信号GT11，用虚线表示栅极脉冲信号GT11’，横轴为相位，纵轴为电压。图9的(c)示出第二电压指令值VREFR’、以及R相线30R与中性线30N间的相电压，横轴为相位，纵轴为电压。图9的(d)示出第二电压指令值VREFR’-第二电压指令值VREFS’、以及R相线30R与S相线30S间的线间电压，横轴为相位，纵轴为电压。图9的(e)示出线间电压的高次谐波分量，横轴为次数，纵轴为电压。

与第一实施方式同样地，如图9的(a)所示，载波Sm与第一电压指令值VREFR的相位关系为同步。如图9的(c)所示，在R相线30R与中性线30N之间出现的电力变换部101的相电压成为以180°为边界的对称的波形。另外，第二电压指令值VREFR’被控制为不超过作为输出电压范围的-1~1。根据图9的(e)所示的线间电压的高次谐波分量的结果，也能够确认出在线间电压中不出现3的倍数的次数的高次谐波分量。

如上所述，在将多个转换器单元20串联连接而成的多级型的电力变换装置100中，即使在各转换器单元20输出两种水平的电压的情况下，也能够得到与第一实施方式同样的效果。

[第三实施方式]

在第一实施方式和第二实施方式中，以图1所示的多级型的电力变换装置100为对象，但也可以应用于其它形式的电力变换装置。图10是第三实施方式中的电力变换装置1000的框图。

如图10所示，电力变换装置1000具备电力变换部1001和栅极脉冲生成部1002。电力变换装置1000在直流系统50与三相的交流系统60之间进行双向或单向的电力变换。在此，直流系统50具有端子50P和端子50N。另外，交流系统60具有U相端子60U、V相端子60V以及W相端子60W。作为一例，作为直流系统50，能够采用电池电源，作为交流系统60，能够采用马达等。

控制部1003检测直流系统50和交流系统60的电压和电流，向栅极脉冲生成部1002输出第一电压指令值VREFU、VREFV、VREFW。

栅极脉冲生成部1002产生用于控制电力变换部1001中包括的开关元件Qup、Qun、Qvp、Qvn、Qwp、Qwn的栅极脉冲信号GTup、GTun、GTvp、GTvn、GTwp、GTwn。

图11示出了电力变换部1001的电路结构图。

电力变换部1001具有一对直流系统端子70a、70b、一对交流系统端子71a、71b、71c、以及电容器72a、72b。另外，在电力变换部1001中，将开关元件Qup与开关元件Qun、开关元件Qvp与开关元件Qvn、开关元件Qwp与开关元件Qwn串联连接，将这些由两个开关元件的对构成的电路并联连接。即，各开关元件构成三相桥式电路，电力变换部1001在直流电力与三相交流电力之间进行电力变换。另外，各开关元件Qup、Qun、Qvp、Qvn、Qwp、Qwn具有反向并联连接的FWD。在本实施方式中，这些开关元件Qup、Qun、Qvp、Qvn、Qwp、Qwn例如为MOSFET。此外，在电力变换部1001中，将在电容器72a、72b的两端之间出现的电压称为DC链路电压Vdc。

栅极脉冲生成部1002的详细情况与图3所示的一次侧栅极脉冲生成部102相同，省略其说明。栅极脉冲生成部1002基于第一电压指令值VREFU、VREFV、VREFW，产生“低”或“高”的栅极脉冲信号GTup、GTun、GTvp、GTvn、GTwp、GTwn。这些栅极脉冲信号GTup、GTun、GTvp、GTvn、GTwp、GTwn分别被供给到开关元件Qup、Qun、Qvp、Qvn、Qwp、Qwn，来控制它们的接通/断开状态。

在电力变换部1001中，在由开关元件Qup与开关元件Qun、开关元件Qvp与开关元件Qvn、开关元件Qwp与开关元件Qwn的对构成的电路中控制为，在某一方为接通状态的情况下，另一方必定成为断开状态。

在电力变换部1001的交流系统端子71a、71b、71c中的任意两个端子间出现的电压为Vdc或-Vdc。即，电力变换部1001是输出两种水平的电压的电力变换部。

由此，在第三实施方式中，能够应用参照图9所说明的第二实施方式所示的两种水平的电力变换装置。但是，第三实施方式中的栅极脉冲信号GTup、GTun对应于第二实施方式中的栅极脉冲信号GT11、GT11’。栅极脉冲信号GTvp、GTvn、GTwp、GTwn也是同样的。在第三实施方式中，也能够得到与第一实施方式或第二实施方式同样的效果。

[第四实施方式]

在第四实施方式中，对将系数k设定为2以上的偶数的情况下的控制进行说明。

图12是第四实施方式中的载波生成部1200的框图。与第一实施方式中的载波生成部300的不同点在于，具备调整载波振幅Ma的振幅调整部1201。此外，在第四实施方式中，也是与图1所示的电力变换装置100的框图、图2所示的转换器单元20的电路结构图、图3所示的一次侧栅极脉冲生成部102的框图同样的结构。

如图12所示，限制器404的输出经过振幅调整部1201后在乘法器405中与三角波Stri相乘。

振幅调整部1201控制载波振幅Ma，以使第二电压指令值VREFR’、VREFS’、VREFT’的峰值与电力变换装置100的最大输出电压Vlim一致。即，振幅调整部1201调整限制器404的运算结果，以使第二电压指令值VREFR’、VREFS’、VREFT’的振幅值及载波Sm的振幅值之和与最大电压Vlim一致。

在将系数k设定为2以上的偶数的情况下，三角波产生部402按照下式(6)产生三角波Stri。

在[k=2，4，6，8，・・・]的情况下

Stri=(2/π)·arcsin(sin((k·π/Va)·(Vmax+Vmin)))···(6)

图13的(a)~图13的(e)是示出设为“k=4”的情况下的第四实施方式中的信号等的波形的图。但是，转换器单元20的串联连接数P为“1”。另外，将电力变换部101的输出电压范围设为-1~1(Vlim=Vdc1=1)，将阈值1和阈值1’分别设为0.5、-0.5。

如图13的(a)所示，载波Sm不是完整的三角波状，但载波Sm与第一电压指令值VREFR的相位关系为同步。但是，第一电压指令值VRREF与载波Sm成为峰值的定时错开了。此外，在将k设定为1以上的奇数(k=1、3、5、・・・)的情况下，第一电压指令值VRREF与载波Sm成为峰值的定时一致。由此，在第四实施方式中，为了得到与其它实施方式同样的效果，添加了根据系数k的设定值来调整载波振幅Ma的振幅调整部1201。

另外，如图13的(b)所示，根据载波Sm及电压指令值VREFR的相加结果VREFR’与阈值的比较结果得到的栅极脉冲信号GT11、GT11’为具有180°的相位差的相同的信号。而且，如图13的(c)所示，在R相线30R与中性线30N之间出现的电力变换部101的相电压成为以180°为边界的对称的波形。另外，第二电压指令值VREFR’被控制为不超过作为输出电压范围的-1~1，能够高精度地输出相当于第一电压指令值VREFR的电压。在R相线30R与S相线30S之间出现的电力变换部101的线间电压相当于“VREFR’-VREFS’”，如图13的(d)所示那样是正弦波状的波形。根据图13的(e)所示的线间电压的高次谐波分量的结果，也能够确认出在线间电压中未出现3的倍数的次数的高次谐波分量。

<变形例1>

此外，本发明并不限定于上述的各实施方式，包含各种变形例。例如，上述的各实施方式是为了帮助对本发明的理解而详细说明的，并不限定于具备所说明的全部结构。另外，能够将某实施方式的结构的一部分置换为其它实施方式的结构，另外，也能够在某实施方式的结构中添加其它实施方式的结构。另外，对于各实施方式的结构的一部分，能够进行其它结构的追加、删除、置换。

能够对上述的各实施方式进行的变形例如下面那样。

图2所示的交流直流电力变换器23~26应用了使用开关元件的H桥以能够双向地变换电力，但在能够单向地变换电力即可的情况下，也可以在交流直流电力变换器23~26的一部分中应用使用了整流元件的H桥。作为其一例，能够将交流直流电力变换器25置换为应用了四个整流元件(省略图示)的交流直流电力变换器。在本变形例中，高频变压器29的变压器电位差也与上述各实施方式相同，因此能够小型且廉价地构成电力变换装置100。在构成本变形例时使用的四个整流元件可以是半导体二极管或者真空管式的水银整流器等。在应用半导体的情况下，其材质能够应用Si、SiC、GaN等任意的材质。

<变形例2>

假定上述的各实施方式中的转换器单元20的一次侧及二次侧均为交流系统的情况。但是，一次侧或二次侧中的一方也可以是直流系统。作为其一例，能够置换为去除了图2所示的交流直流电力变换器26的结构。在该情况下，在端子22a、22b之间出现的电压V1-1成为在电容器28的两端出现的二次侧DC链路电压Vdc2。此外，在本变形例中，示出了将一次侧设为交流系统、将二次侧设为直流系统的例子，但也可以将一次侧设为直流系统、将二次侧设为交流系统。

根据上面说明的实施方式，能够得到下面的作用效果。

(1)电力变换装置100、1000具备：电力变换部101、1001，其控制多个开关元件Q1~Q4、Q5~Q8的接通断开来对电力进行变换；以及栅极脉冲生成部102、103、1002，其基于指示期望的输出电压的多个相的第一电压指令值VREFR、VREFS、VREFT，生成用于控制开关元件Q1~Q4、Q5~Q8的接通断开的栅极脉冲信号GT11~GT1P、GT11’~GT1P’、GT21~GT2P、GT21’~GT2P’、GTup、GTvp、GTwp、GTun、GTvn、GTwn的，在电力变换装置100、1000中，栅极脉冲生成部102、103、1002基于多个相的各第一电压指令值VREFR、VREFS、VREFT，生成相位相对于第一电压指令值VREFR、VREFS、VREFT同步的载波Sm，将载波Sm与第一电压指令值VREFR、VREFS、VREFT相加而生成第二电压指令值VREFR’、VREFS’、VREFT’。由此，即使在相对于电压指令值无法将载波的频率设定得足够高的情况下，也能够抑制高次谐波。

(2)电力变换装置100、1000的控制方法为，电力变换装置100、1000具备：电力变换部101、1001，其控制多个开关元件Q1~Q4、Q5~Q8的接通断开来对电力进行变换；以及栅极脉冲生成部102、103、1002，其基于指示期望的输出电压的多个相的第一电压指令值VREFR、VREFS、VREFT，生成用于控制开关元件Q1~Q4、Q5~Q8的接通断开的栅极脉冲信号GT11~GT1P、GT11’~GT1P’、GT21~GT2P、GT21’~GT2P’、GTup、GTvp、GTwp、GTun、GTvn、GTwn，在电力变换装置100、1000的控制方法中，通过栅极脉冲生成部102、103、1002，基于多个相的各第一电压指令值VREFR、VREFS、VREFT，生成相位相对于第一电压指令值VREFR、VREFS、VREFT同步的载波Sm，将载波Sm与第一电压指令值VREFR、VREFS、VREFT相加而生成第二电压指令值VREFR’、VREFS’、VREFT’。由此，即使在相对于电压指令值无法将载波的频率设定得足够高的情况下，也能够抑制高次谐波。

本发明并不限定于上述的各实施方式，只要不破坏本发明的特征，则在本发明的技术思想的范围内考虑到的其它方式也包含在本发明的范围内。另外，也可以设为将上述的各实施方式与多个变形例组合所得到的结构。

附图标记说明

100、1000：电力变换装置；101、1001：电力变换部；102：一次侧栅极脉冲生成部；103：二次侧栅极脉冲生成部；104：一次侧控制部；105：二次侧控制部；20-1~20-P：转换器单元；300、600、1200：载波生成部；CMP11~CMP1P：比较器；CMP11’~CMP1P’：比较器；400：电压指令比较部；401：电压振幅运算部；402：三角波产生部；404：限制器；1002：栅极脉冲生成部；1003：控制部；1201：振幅调整部；Q1~Q4、Q5~Q8、Qup、Qun、Qvp、Qvn、Qwp、Qwn：开关元件；GT11~GT1P、GT11’~GT1P’：栅极脉冲信号(一次侧)；GT21~GT2P、GT21’~GT2P’：栅极脉冲信号(二次侧)；GTup、GTvp、GTwp：栅极脉冲信号(上臂侧)；GTun、GTvn、GTwn：栅极脉冲信号(下臂侧)；VREFR、VREFS、VREFT：第一电压指令值(一次侧)；VREFU、VREFV、VREFW：第一电压指令值(二次侧)；VREFR’、VREFS’、VREFT’：第二电压指令值(一次侧)；VREFU’、VREFV’、VREFW’：第二电压指令值(二次侧)；Sm：载波；Stri：三角波；Ma：载波振幅；Va：电压振幅；Vlim：最大电压。

Claims (9)

1.一种电力变换装置，具备：电力变换部，其控制多个开关元件的接通断开来对电力进行变换；以及栅极脉冲生成部，其基于指示期望的输出电压的多个相的第一电压指令值，生成用于控制所述开关元件的接通断开的栅极脉冲信号，在所述电力变换装置中，

所述栅极脉冲生成部基于所述多个相的各第一电压指令值，生成相位相对于第一电压指令值同步的载波，将所述载波与所述第一电压指令值相加来生成第二电压指令值。

2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，

所述栅极脉冲生成部控制所述载波的振幅，以使所述第二电压指令值在所述第一电压指令值的一个周期内多次跨越针对电压的大小预先设定的阈值，基于所述第二电压指令值与所述阈值的比较结果生成所述栅极脉冲信号。

3.根据权利要求2所述的电力变换装置，其特征在于，

所述栅极脉冲生成部包括载波生成部，

所述载波生成部包括电压指令比较部、电压振幅运算部、三角波产生部、减法器、限制器以及乘法器，

所述电压指令比较部将各相的所述第一电压指令值相互比较，输出这些所述第一电压指令值中的最大值Vmax和最小值Vmin，

电压振幅运算部基于各相的所述第一电压指令值来运算电压振幅Va，

所述三角波产生部基于下式生成振幅为1的三角波Stri，

所述减法器输出从所述电力变换装置能够输出的最大电压Vlim减去所述电压振幅Va所得到的结果，

所述限制器以使所述减法器的运算结果不为负值的方式进行限制，

所述乘法器将所述三角波Stri与经过所述限制器后的所述减法器的运算结果相乘而生成所述载波，

在[k=1，5，9，13，・・・]的情况下，Stri=(2/π)・arcsin(sin((k・π/Va)・(Vmax+Vmin)))，

在[k=3，7，11，15，・・・]的情况下，Stri=-(2/π)・arcsin(sin((k・π/Va)・(Vmax+Vmin)))，

其中，k表示1以上的奇数(k=1，3，5，・・・)。

4.根据权利要求2所述的电力变换装置，其中，

所述栅极脉冲生成部包括载波生成部，

所述载波生成部包括电压指令比较部、电压振幅运算部、三角波产生部、减法器、限制器、振幅调整部以及乘法器，

所述电压指令比较部将各相的所述第一电压指令值相互比较，输出这些所述第一电压指令值中的最大值Vmax和最小值Vmin，

电压振幅运算部基于各相的所述第一电压指令值来运算电压振幅Va，

所述三角波产生部基于下式生成振幅为1的三角波Stri，

所述减法器输出从所述电力变换装置能够输出的最大电压Vlim减去所述电压振幅Va所得到的结果，

所述限制器以使所述减法器的运算结果不为负的方式进行限制，

所述振幅调整部调整所述限制器的运算结果，以使所述第二电压指令值的振幅值及所述载波的振幅值之和与所述最大电压Vlim一致，

所述乘法器将所述三角波Stri与经过所述限制器后的所述减法器的运算结果相乘而生成所述载波，

在[k=2，4，6，8，・・・]的情况下，Stri=(2/π)・arcsin(sin((k・π/Va)・(Vmax+Vmin)))，

其中，k表示2以上的偶数(k=2，4，6，・・・)。

5.根据权利要求2至4中的任一项所述的电力变换装置，其中，

所述电力变换部输出正、负、零这三种水平的电压。

6.根据权利要求2至4中的任一项所述的电力变换装置，其中，

所述电力变换部输出正、负这两种水平的电压。

7.根据权利要求2至4中的任一项所述的电力变换装置，其中，

所述电力变换部在直流电力与三相交流电力之间进行电力变换。

8.一种电力变换装置的控制方法，所述电力变换装置具备：电力变换部，其控制多个开关元件的接通断开来对电力进行变换；以及栅极脉冲生成部，其基于指示期望的输出电压的多个相的第一电压指令值，生成用于控制所述开关元件的接通断开的栅极脉冲信号，在所述电力变换装置的控制方法中，

通过所述栅极脉冲生成部，基于所述多个相的各第一电压指令值，生成相位相对于第一电压指令值同步的载波，将所述载波与所述第一电压指令值相加而生成第二电压指令值。

9.根据权利要求8所述的电力变换装置的控制方法，其中，

通过所述栅极脉冲生成部控制所述载波的振幅，以使所述第二电压指令值在所述第一电压指令值的一个周期内多次跨越针对电压的大小预先设定的阈值，基于所述第二电压指令值与所述阈值的比较结果生成所述栅极脉冲信号。

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