CN115119298A - 一种适用于5g-v2x的同步方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提出一种适用于5G‑V2X的同步方法，解决现有Sidlink同步过程中极易产生的频偏问题和同步信号检测的正确概率低，复杂度高问题。首先生成本地的主同步信号(S‑PSS)序列，一个Sidelink同步信号块中有两个主同步信号序列，并且这两个主同步信号序列是连续且相同的，对本地生成的两个主同步信号序列以及接收端接收到的两个连续的主同步信号序列进行平均差分；最后将本地差分序列与接收端差分序列进行共轭相乘，通过对共轭相乘的结果取最大似然值，可得到整数倍频偏估计值和主同步信号序列的ID号。本发明能够提高正确检测到主同步信号序列的ID号性能，并解决由于传统时域相关算法导致的复杂度高，步骤重复等问题，提高性能的同时也降低了复杂度。

Description

一种适用于5G-V2X的同步方法
技术领域：
本发明涉及5G-V2X通信技术领域，具体是一种侧链Sidelink同步方法。
背景技术：
随着现代社会的发展，5G被应用的越来越广泛。与4G长期演进(LTE-A)相比，5G的特点是更快的速度、超可靠性、更低的延迟和更高的连接性。第三代合作伙伴关系项目(3GPP)的重点是定义新无线电(NR)技术的技术规范，以及对当前LTE-A的增强。V2X(Vehicle to Everything，车辆对一切事物)被认为是5G最具挑战性的应用之一，因为它需要超可靠、低延迟的通信来满足安全关键的使用情况，并且在许多情况下必须提供高数据速率。因此，像大规模多输入多输出(MIMO)、波束形成和毫米波(mmWave)通信这些新的无线接入技术(RATs)被应用到5G-NR中，负责用户设备(UE)和下一代基站(gNodeB)之间的初始同步过程，来提高传输效率和传输可靠性。
R16中规定了Sidelink(侧链)传输的应用场景，例如车辆排班、远程驾驶、自动驾驶或协同操作，以及车辆自组网等，Sidelink主要侧重于车辆对一切事物(V2X)的互联。车辆和其他UE之间的通信使用所谓的PC5接口。在V2X通信中，首先要做的就是要建立通信链路，完成时间同步。V2X的特点是部分处于基站(gNB)覆盖内或者gNB覆盖之外的用户(UE)之间的直接通信。所以V2X通信在最先开始之前，UE需要获取用于连接通信链路的系统采集信息，以此来完成同步。R16(Release 16)协议中规定了两种同步信号侧链主同步信号(S-PSS)和侧链次同步信号(S-SSS)，分别携带集合信息(SI)和侧链标识(SID)。在V2X的Sidelink同步信号块(Sidelink Sychronization Signal Block，S-SSB)由Sidelink主同步信号(S-PSS)、Sidelink辅同步信号块(S-SSS)和Sidelink广播信道PSBCH共同构成。
同步过程中主要包括侧链同步信号(S-SS)的检测以及载波频率偏移(CFO)两个问题。首先，V2X设备UE之间的下行链路定时同步，是建立通信链路的第一步，而且UE没有关于系统定时的信息，这将直接决定初始小区搜索的性能。其次，由于本地振荡器与系统之间本身就存在频率偏差，加上V2X设备的相对运动，会导致多普勒频移的产生。因此，V2X UE和网络之间可能存在不可忽略的时间和频率的偏移，这些不确定性对初始小区搜索和侧链Sidelink链路的性能有很大的影响。
综上所述，本发明提供一种适用于5G-V2X中侧链Sidelink同步方法，在提升5G-V2X中侧链Sidelink同步中的性能的同时，也降低了复杂度。
发明内容：
本发明目的是克服现有Sidlink同步过程中载波频率偏移和侧链同步信号的检测的正确概率低，复杂度高等不足之处，提出一种适用于5G-V2X的同步方法，本发明能同时检测同步信号(S-SS)以及整数倍频偏(ICFO)，提升检测性能的同时降低了复杂度。
为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：一种适用于5G-V2X的同步方法，包括以下步骤:
步骤S1：根据V2X的Sidelink同步信号块(S-SSB)生成本地的主同步信号(S-PSS)序列；
步骤S2：对步骤S1中本地生成的两个主同步信号序列进行平均差分得到本地的差分序列；
步骤S3：然后在接收端将接收到的两个主同步信号序列进行平均差分相关得到接收端的差分序列；
步骤S4：将本地差分序列与接收端差分序列进行共轭相乘，对共轭相乘的结果取最大似然值，可获得到整数倍频偏和主同步信号序列的ID号。
优选地，步骤S1包括以下步骤：
a,主同步信号序列采用m序列作为序列类型；
b,根据Sidelink场景同步信号块结构特征，确定主同步信号序列在频域中的位置。
优选地，所述Sidelink同步信号块结构特征至少包括正常CP(Normal CyclicPrefix)或扩展CP(Extended Cyclic Prefix)两种类型。
优选地，步骤S2包括：
Sidelink同步信号块中至少包含两个主同步信号序列，并且主同步信号序列是连续且相同。
优选地，步骤S3中接收端接收主同步信号序列包括以下步骤：
a,接收端估计初始符号定时同步和载波频率偏移；
b,符号定时同步后，在时域中去除CP；
c,对样本进行N点反傅里叶IFFT变换，输出接收端主同步信号序列。
优选地，步骤S4中：
共轭相乘函数公式为：
Figure BDA0003742807240000031
式中其中m∈{-V,-V+1,…,V}表示频偏估计v可能的集合，w表示可能的物理层ID值u∈{0,1}的集合，并且Ns是两个突发集之间的OFDM符号数。
优选地，步骤S4最大似然值函数为：
Figure BDA0003742807240000032
式中Na是用于平均估算的Sidelink同步信号块数量。
最后可以通过基准的ICFO值v来去估计实际频偏值
Figure BDA0003742807240000033
和主同步信号序列ID值
Figure BDA0003742807240000034
的估计值。
本发明提出一种适用于5G-V2X的同步方法，首先生成本地的主同步信号序列，然后通过5G-V2X中一个Sidelink同步信号块中有两个主同步信号序列，并且这两个主同步信号序列是连续且相同的特点，对本地生成的两个主同步信号序列以及接收端接收到的两个连续的主同步信号序列，都进行平均差分相关。最后将本地差分序列与接收端差分序列进行共轭相乘，通过对共轭相乘的结果取最大似然值，即可得到整数倍频偏ICFO的估计值和主同步信号序列ID号。
本发明能够提高正确检测到主同步信号序列ID号性能，并解决由于传统时域相关算法导致的复杂度高，步骤重复等问题，提高性能的同时也降低了复杂度。
附图说明：
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
图1是本发明提出一种适用于5G-V2X的同步方法的流程图；
图2是本发明实施例中Sidelink同步信号块在正常CP类型下的结构图；
图3是本发明实施例中Sidelink同步信号块在扩展CP类型下的结构图；
图4是本发明实施例中在AWGN信道下的主同步信号序列ID的正确检测概率；
图5是本发明实施例中在TDL-C信道下的主同步信号序列ID的正确检测概率。
具体实施方式：
下面详细描述本发明的实施方式，所述实施方式的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施方式是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。本技术领域技术人员可以理解，除非特意声明，这里使用的单数形式“一”、“个”、“所述”和“该”也可包括复数形式。应该进一步理解的是，本发明的说明书中使用的措辞“包括”是指存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或组件，但是并不排除存在或添加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、组件和/或它们的组。
本技术领域技术人员可以理解，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样定义，不会用理想化或过于正式的含义来解释。为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明，且各个实施例并不构成对本发明实施例的限定。
本发明提出一种适用于5G-V2X的同步方法，整体流程如图1所示，包括下述步骤：
(1)首先要根据3GPP R16协议中规定的主同步信号(S-PSS)序列的定义，生成本地的主同步信号序列，具体步骤如下：
(1-1)在V2X中Sidelink的主同步信号延续了5G-NR中PSS序列的特点，采用m序列c(k)作为主同步信号序列类型。其主同步信号pu的序列表达式如下：
pu(k)＝1-2c([k+22+43u]mod M),0≤k<M
式中M＝127，c(k)由c(i+7)＝(c(i+4)+c(i))mod 2给出，并且c(k)的前7位为固定数值[c(6) c(5) c(4) c(3) c(2) c(1) c(0)]＝[1 1 1 0 1 1 0]，然后u∈{0,1}。
(1-2)接着确定主同步信号pu在频域中的位置，如图2图3所示的是V2X的Sidelink场景下的两种Sidelink同步信号块结构。循环前缀CP的引用，是为了消除由于多径衰落或者多普勒频移等原因所造成的符号间的干扰(ISI)。CP设置的长，对抗干扰性能有帮助，但是会降低承载效率，因此5G协议中按照CP类型分为两种正常CP和扩展CP的情况，正常CP情况下一个时隙(Slot)包含14个OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)符号，扩展CP情况下一个Slot包含12个OFDM符号，所以在Slot长度相同的情况下，正常CP情况下的CP长度小于扩展CP情况下的CP长度，因此图2所示的是正常CP情况下的Sidelink同步信号块的结构更适用于典型的市区场景，图3所示的是扩展CP情况下的Sidelink同步信号块的结构更适用于郊区场景。设Pu(k)为子载波k处的S-PSS，其在频域中占据132个子载波，可得Pu(k)为：
Figure BDA0003742807240000051
(2)通过5G-V2X中一个Sidelink同步信号块中有两个主同步信号序列，并且这两个主同步信号序列是连续且相同的特点，对步骤(1)中本地生成的两个主同步信号序列进行平均差分相关得到本地的差分序列
Figure BDA0003742807240000052
Figure BDA0003742807240000053
式中u∈{0,1}。
(3)然后在接收端将接收到的两个主同步信号序列，同样进行平均差分相关得到接收端的差分序列：
Figure BDA0003742807240000054
式中Yq(k)表示接收端接收到的序列。
在时域中，接收端必须估计初始符号定时同步STO和载波频率偏移CFO，这可以在时域同步阶段从接收信号中恢复。在一般情况下，在时域同步后，可以将ζ和v视为小数倍频偏FCFO和整数倍频偏ICFO。然后在符号定时同步完成后，并且在时域中去除CP，则接收到的样本进行N点反傅里叶IFFT变换，输出结果就是Yq(k)，其表达式如下：
Figure BDA0003742807240000061
式中Hq(k)是方差为
Figure BDA0003742807240000062
的信道的频率响应，∈＝ζ+v，Nu＝N+Ncp，Iq(k)是傅里叶变换FFT后载波间干扰(ICI)分量，其方差
Figure BDA0003742807240000063
的，Zq(k)是方差
Figure BDA0003742807240000064
的复零均值AWGN，并且V是v的最大值。
接着令步骤(1)中本地序列Pu(k)＝Xq(k)，并且根据近似相等Hl(k)≈Hl(k-1)，以及Hl(k)≈Hl+1(k)，最终可得接收端差分序列：
Figure BDA0003742807240000065
式中
Figure BDA0003742807240000066
是基数为M-1的差分S-PSS的子载波索引集。并且差分相关后不同符号的信道之间的干扰ICI由
Figure BDA0003742807240000067
表示：
Figure BDA0003742807240000068
然后差分相关后的AWGN噪声由
Figure BDA0003742807240000069
表示：
Figure BDA00037428072400000610
(4)将本地差分序列与接收端差分序列进行共轭相乘，通过对共轭相乘的结果取最大似然值，即可得到整数倍频偏ICFO和主同步信号序列的ID号。目标函数如下：
Figure BDA0003742807240000071
式中其中m∈{-V,-V+1,…,V}表示频偏估计v可能的集合，w表示可能的物理层ID值u∈{0,1}的集合，并且Ns是两个SS突发集之间的OFDM符号数。将步骤(3)所得接收端序列差分结果代入，可得目标函数Φi(m,w)：
Figure BDA0003742807240000072
最后取最大似然估计值：
Figure BDA0003742807240000073
式中Na是用于平均估算的S-SSB数量。最后可以通过基准的ICFO值v来去估计实际频偏值
Figure BDA0003742807240000074
和主同步信号序列ID值
Figure BDA0003742807240000075
的估计值。
本发明通过生成本地的主同步信号序列，然后通过5G-V2X中一个Sidelink同步信号块中有两个主同步信号序列，并且这两个主同步信号序列是连续且相同的特点，对本地生成的两个主同步信号序列以及接收端接收到的两个连续的主同步信号序列，都进行平均差分相关。最后将本地差分序列与接收端差分序列进行共轭相乘，通过对共轭相乘的结果取最大似然值，即可得到整数倍频偏ICFO的估计值和主同步信号序列的ID号。
本实施例提出一种适用于5G-V2X的同步方法的实施例，具体实施步骤如下：
(1)子载波间隔设置为30KHz，带宽设置为20MHz，采样点数设置为1024，生成本地的主同步信号序列，长度也为1024，其中132个子载波为主同步信号，其余位置补0；CP类型为Normal，长度为72。
(2)通过5G-V2X中一个Sidelink同步信号块中有两个主同步信号序列，并且这两个主同步信号序列是连续且相同的特点，对步骤(1)中本地生成的两个主同步信号序列进行平均差分相关得到本地的差分序列；
(3)然后令V＝4，FCFOζ＝0.2，多普勒频偏为300Hz。并在接收端中将两个主同步信号序列位置上的数据提取出来，同样进行平均差分相关得到接收端的差分序列。
(4)将本地差分序列与接收端差分序列进行共轭相乘，通过对共轭相乘的结果取最大似然值，即可得到整数倍频偏ICFO和主同步信号序列的ID号。
本实施例中通过对ICFO与S-PSS的联合估计方法，利用5G-V2X中连续主同步信号序列的特点，获得的主同步信号序列的ID号正确检测概率结果如图4图5所示。图4是在AWGN信道下的仿真图，代表随着Sidelink同步信号块数量的增加，性能更好；图5是在TDL-C信道下的仿真测试图，与图4形成对比验证，验证随着Sidelink同步信号块数量的增加，性能更好，根据仿真结果可知在不同信道的Sidelink同步信号块数量的最优推荐值均为Na＝10，也可以结合计算效率进行综合考虑，如AWGN信道也最有推荐值为2或10，TDL-C信道推荐值为2。
本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于系统实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述得比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。以上所描述的系统实施例仅仅是示意性的，可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施以上对本发明的具体实施例进行了描述。
需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变化或修改，这并不影响本发明的实质内容。

Claims (10)

1.一种适用于5G-V2X的同步方法，其特征在于，包括以下步骤:
步骤S1：根据V2X的Sidelink同步信号块生成本地的主同步信号序列；
步骤S2：对步骤S1中生成本地两个主同步信号序列进行平均差分得到本地差分序列；
步骤S3：在接收端将接收到的两个主同步信号序列进行平均差分得到接收端差分序列；
步骤S4：将本地差分序列与接收端差分序列进行共轭相乘，对共轭相乘的结果取最大似然值，获得到整数倍频偏和主同步信号序列的ID号。
2.根据权利要求1所述的一种适用于5G-V2X的同步方法，其特征在于，所述步骤S1包括：
a,主同步信号序列采用m序列作为序列类型；
b,根据Sidelink同步信号块结构特征，确定主同步信号序列在频域中的位置。
3.根据权利要求2所述的一种适用于5G-V2X的同步方法，其特征在于，所述Sidelink同步信号块结构特征至少包括正常CP或扩展CP类型。
4.根据权利要求1所述的一种适用于5G-V2X的同步方法，其特征在于，所述步骤S2包括：
Sidelink同步信号块包含两个主同步信号序列，并且主同步信号序列是连续且相同。
5.根据权利要求1所述的一种适用于5G-V2X的同步方法，其特征在于，所述步骤S3接收主同步信号序列包括以下步骤：
a,接收端估计初始符号定时同步和载波频率偏移；
b,符号定时同步后，在时域中去除CP；
c,对样本进行N点反傅里叶IFFT变换，输出接收端主同步信号序列。
6.根据权利要求1所述的一种适用于5G-V2X的同步方法，其特征在于，所述步骤S4中共轭相乘函数为：
Figure FDA0003742807230000011
式中m∈{-V,-V+1,…,V}表示频偏估计v可能的集合，w表示可能的物理层ID值u∈{0,1}的集合，Ns是两个突发集之间的OFDM符号数。
7.根据权利要求1所述的一种适用于5G-V2X的同步方法，其特征在于，所述步骤S4中最大似然值函数为：
Figure FDA0003742807230000021
Na为用于平均估算的Sidelink同步信号块数量。
8.根据权利要求1所述的一种适用于5G-V2X的同步方法，其特征在于，所述步骤S1中Sidelink同步信号块数通过计算效率或检测正确率确定。
9.根据权利要求8所述的一种适用于5G-V2X的同步方法，其特征在于，所述Sidelink同步信号块数量取值范围为2～10。
10.根据权利要求7所述的一种适用于5G-V2X的同步方法，其特征在于，Sidelink同步信号块数量在AWGN信道为2或10，或在TDL-C信道为2。
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Application publication date: 20220927

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