CN115117580A - 基于交叉耦合结构的高矩形系数半集总毫米波滤波器芯片 - Google Patents
基于交叉耦合结构的高矩形系数半集总毫米波滤波器芯片 Download PDFInfo
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Abstract
基于交叉耦合结构的高矩形系数半集总毫米波滤波器芯片，属于微波无源器件技术领域解决如何设计一种体积小、高矩形系数、高抑制度的毫米波滤波器芯片的问题；本发明的波滤波器芯片采用第一半集总K变换器、第二半集总K变换器以及半集总Π型结构，在实现阻抗变换器功能的同时产生传输零点，提高了滤波器的矩形系数和带外抑制，同时保证较小的体积；交叉耦合结构在不引入其他任何元件的情况下引入一个传输零点，大幅提高滤波器的矩形系数；相比于传统的滤波器结构，本发明的波滤波器芯片实现较好的矩形系数同时保证较高的带外抑制和小尺寸，提高了射频前端的性能和集成度。
Description
技术领域
本发明属于微波无源器件技术领域，涉及基于交叉耦合结构的高矩形系数半集总毫米波滤波器芯片。
背景技术
5G通信要实现的人与人、物与物和人与物的全互联必将导致海量的数据流量。随着5G的不断普及，万物互联的时代已经来临，需要更宽的无线电频谱来为高速通信做支撑。仅依靠现有的Sub-6技术，必然难以满足要求。因此，毫米波和准毫米波频段的使用是通信技术发展必不可少的一步。同时，随着通信频段的不断增加，射频链路中所需要的滤波器的数量也大大增加，这些都为高性能毫米波滤波器提供了强有力的发展动力。
滤波器的性能决定着射频系统是否可以在工作频段正常工作，同时保障系统免受干扰信号的影响。滤波器的矩形系数是其最重要的指标之一。随着无线频谱资源的愈发紧张，也不断推动着滤波器向高矩形系数方向的发展。
传统的毫米波滤波器多采用PCB工艺或LTCC工艺制造，但受限于加工精度，如最小线宽和最小间距等，限制了毫米波滤波器的进一步小型化。然而，随着半导体光刻技术的不断发展，片上系统(SoC)因为其高集成和低功耗越来越受到青睐。因此，片上毫米波滤波器的优势日益突出。
集总机构滤波器在频率较低时由于其较小的体积而广泛应用。但在毫米波或准毫米波领域，集总结构中的寄生效应会导致滤波器的性能急剧恶化，同时也给滤波器的设计带来很多问题。因此，半集总结构因为其同时具有体积小，寄生效应较少，成为毫米波滤波器研究的热点。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于如何设计一种体积小、高矩形系数、高抑制度的毫米波滤波器芯片。
本发明是通过以下技术方案解决上述技术问题的：
基于交叉耦合结构的高矩形系数半集总毫米波滤波器芯片，在微波介质衬底(1)上集成有：输入传输线(2)、第一级集总LC谐振器(3)、第二级集总LC谐振器(4)、半集总Π型结构(5)、第三级集总LC谐振器(6)、第四级集总LC谐振器(7)、输出传输线(8)、第一K变换器(9)、第二K变换器(10)、第一半集总K变换器(11)、第二半集总K变换器(12)、交叉耦合结构(13)；所述的输入传输线(2)连接输入信号源，所述的输出传输线(8)连接输出负载；所述的第一级集总LC谐振器(3)、第二级集总LC谐振器(4)、第三级集总LC谐振器(6)、第四级集总LC谐振器(7)构成滤波器的通带；所述的第一K变换器(9)用于信号源的输入端与第一级集总LC谐振器(3)之间的耦合，所述的第二K变换器(10)用于第四级集总LC谐振器(7)与输出负载的连接端之间的耦合；所述的第一半集总K变换器(11)、第二半集总K变换器(12)分别用于第一级集总LC谐振器(3)、第二级集总LC谐振器(4)以及第三级集总LC谐振器(6)、第四级集总LC谐振器(7)之间的耦合，同时分别产生一个传输零点，用以提高滤波器的矩形系数和带外抑制深度；所述的半集总Π型结构(5)用于在下阻带产生两个传输零点，以提高滤波器的下阻带抑制深度和矩形系数；所述的第一半集总K变换器(11)与第二半集总K变换器(12)之间的缝隙形成交叉耦合结构(13)，用于产生在通带右侧的传输零点，以提高滤波器的矩形系数。
本发明的波滤波器芯片采用第一半集总K变换器(11)、第二半集总K变换器(12)以及半集总Π型结构(5)，在实现阻抗变换器功能的同时产生传输零点，提高了滤波器的矩形系数和带外抑制，同时保证较小的体积；所述的交叉耦合结构(13)在不引入其他任何元件的情况下引入一个传输零点，大幅提高滤波器的矩形系数；相比于传统的滤波器结构，本发明的波滤波器芯片实现较好的矩形系数同时保证较高的带外抑制和小尺寸，提高了射频前端的性能和集成度。
进一步地，所述的输入传输线(2)与第一级集总LC谐振器(3)的输入端连接，所述的第一级集总LC谐振器(3)的输出端与第二级集总LC谐振器(4)的输入端连接，所述的第二级集总LC谐振器(4)的输出端与半集总Π型结构(5)的输入端连接，所述的半集总Π型结构(5)的输出端第三级集总LC谐振器(6)的输入端连接，第三级集总LC谐振器(6)的输出端与第四级集总LC谐振器(7)的输入端连接，第四级集总LC谐振器(7)的输出端与输出传输线(8)的一端连接；所述的第一级集总LC谐振器(3)、第四级集总LC谐振器(7)均由螺旋电感Lp1和电容Cp1串联组成，其中螺旋电感Lp1的非串联端作为第一级集总LC谐振器(3)、第四级集总LC谐振器(7)的输入端，电容Cp1的非串联端作为第一级集总LC谐振器(3)、第四级集总LC谐振器(7)的输出端；所述的第二级集总LC谐振器(4)、第三级集总LC谐振器(6)均由螺旋电感Lp2和电容Cp2串联组成；其中螺旋电感Lp2的非串联端作为第二级集总LC谐振器(4)、第三级集总LC谐振器(6)的输入端，电容Cp2的非串联端作为第二级集总LC谐振器(4)、第三级集总LC谐振器(6)的输出端。
进一步地，所述的半集总Π型结构(5)由两个接地MIM电容Cd1、一个串联电容Co1、两段第一连接线(23)、两段电长度小于四分之波长的第一传输线(24)、两个接地通孔(21)构成一个Π型结构，所述的Π型结构关于x轴左右对称；所述的串联电容Co1的两端分别与两段第一连接线(23)的一端对应连接，两段第一连接线(23)的另一端作为半集总Π型结构(5)的输入端和输出端，分别与两段电长度小于四分之波长的第一传输线(24)的一端对应连接，两段电长度小于四分之波长的第一传输线(24)的另一端分别与两个接地MIM电容Cd1的一端对应连接，两个接地MIM电容Cd1的另一端分别与两个接地通孔(21)对应连接。
进一步地，所述的第一K变换器(9)、第二K变换器(10)均包括：一个接地电容C1和一个接地通孔(21)；所述的第一K变换器(9)的接地电容C1的一端通过传输线连接在输入传输线(2)与第一级集总LC谐振器(3)之间，第一K变换器(9)的接地电容C1的另一端与其对应的接地通孔(21)连接；所述的第二K变换器(10)的接地电容C1的一端通过传输线连接在第四级集总LC谐振器(7)与输出传输线(8)之间，第二K变换器(10)的接地电容C1的另一端与其对应的接地通孔(21)连接。
进一步地，所述的第一半集总K变换器(11)和第二半集总K变换器(12)均由一个接地MIM电容Cd2、一段电长度小于四分之波长的第二传输线(25)、一个接地通孔(21)构成；所述的第一半集总K变换器(11)和第二半集总K变换器(12)的结构关于x轴左右对称；在第一半集总K变换器(11)的结构中，第二传输线(25)的一端连接在第一级集总LC谐振器(3)与第二级集总LC谐振器(4)之间，第二传输线(25)的另一端与接地MIM电容Cd2的一端连接，接地MIM电容Cd2的另一端与其对应的接地通孔(21)连接；与第一半集总K变换器(11)不同的是，在第二半集总K变换器(12)的结构中，第二传输线(25)的一端连接在第三级集总LC谐振器(6)与第四级集总LC谐振器(7)之间；所述的第一半集总K变换器(11)中的第二传输线(25)与第二半集总K变换器(12)中的第二传输线(25)之间的缝隙形成交叉耦合结构(13)。
进一步地，所述的螺旋电感Lp1和电容Cp1以及螺旋电感Lp2和电容Cp2满足以下关系式：
其中，为滤波器的中心工作频率。
进一步地，所述的第一半集总K变换器(11)或第二半集总K变换器(12)产生的传输零点的计算公式为：
其中，Z01表示第一半集总K变换器(11)或第二半集总K变换器(12)中第二传输线(25)的特征阻抗，(θ0+θ1)表示第一半集总K变换器(11)或第二半集总K变换器(12)中第二传输线(25)的电长度。
进一步地，所述的半集总Π型结构(5)产生的两个零点的初始位置的计算公式为：
其中，Z02表示半集总Π型结构(5)中第一传输线(24)的特征阻抗，θ2表示半集总Π型结构(5)中第一传输线(24)的电长度。
进一步地，所述的第一传输线(24)的电长度与其等效电感的计算公式为：
其中，f为滤波器的中心工作频率，Z02表示半集总Π型结构(5)中第一传输线(24)的特征阻抗，θ2表示半集总Π型结构(5)中第一传输线(24)的电长度，L02为半集总Π型结构(5)中第一传输线(24)的等效电感的感值。
进一步地，所述的第二传输线(25)的电长度与其等效电感的计算公式为：
其中，f为滤波器的中心工作频率，Z01表示第一半集总K变换器(11)或第二半集总K变换器(12)中第二传输线(25)的特征阻抗，(θ0+θ1)表示第一半集总K变换器(11)或第二半集总K变换器(12)中第二传输线(25)的电长度，L01为第一半集总K变换器(11)或第二半集总K变换器(12)中第二传输线(25)的等效电感的感值。
本发明的优点在于：
1)本发明的毫米波滤波器芯片采用的第一半集总K变换器(11)、第二半集总K变换器(12)可以实现在特定频率处形成一个到地低阻抗信号传输路径，产生传输零点；通过利用传输线来代替传统的电感元件，可以更高的Q值，减小滤波器的插损，提高零点的抑制深度；相较于传统的K变换器而言，可以额外产生一个传输零点，用以提高滤波器的带外抑制和频率选择特性，同时半集总结构的使用减小了电路的寄生效应问题，更适用于毫米波领域；
2)本发明的毫米波滤波器芯片采用的半集总Π型结构(5)中的小于四分之一波长的传输线和接地电容所构成的谐振回路可以产生一个传输零点，半集总Π结构包含两个该谐振回路，共产生2个传输零点；串联电容用来实现两个谐振回路之间的耦合，避免两个传输零点重合；采用小于四分之波长的传输线来代替传统电感元件，可以得到更高的Q值，减小滤波器的插入损耗，提高零点的抑制深度。相较于传统的K变换器而言，既能实现传统K变换器的阻抗变换功能，同时可以产生两个传输零点，大幅改善了滤波器的矩形系数和带外抑制，同时减小了电路的寄生效应问题，更适用于毫米波领域；
3)本发明的毫米波滤波器芯片交叉耦合结构(13)结构利用第一半集总K变换器(11)、第二半集总K变换器(12)中的小于四分之一波长的传输线部分，通过合理的布局形成交叉耦合，可以在通带附近产生一个传输零点，大幅改善滤波器的矩形系数，同时没有引入额外的电路结构，保证了电路的小型化。
附图说明
图1为本发明实施例的滤波器芯片的三维结构图；
图2为本发明实施例的滤波器芯片的等效电路原理图；
图3为传统四阶滤波器拓扑结构图；
图4为本发明实施例的滤波器芯片中的半集总K变换器和半集总Π结构的等效电路图；
图5为本发明实施例的带有半集总K变换器的滤波器芯片的S参数与传统拓扑的S参数对比图；
图6为仅带有半集总K变换器的S参数和本发明实施例的带有半集总K变换器和半集总Π结构的滤波器芯片的S参数曲线对比图；
图7为带有半集总K变换器和半集总Π结构的S参数和本发明实施例的带有半集总K变换器、半集总Π结构以及交叉耦合结构的S参数对比图；
图8为本发明实施例的滤波器芯片中半集总拓扑和集总拓扑的传输零点抑制深度对比图；
图9为本发明实施例的滤波器芯片的奇模等效电路图；
图10为本发明实施例的滤波器芯片的偶模等效电路图；
图11为本发明实施例的滤波器芯片的完整S参数曲线图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
下面结合说明书附图以及具体的实施例对本发明的技术方案作进一步描述：
实施例一
如图1和图2所示，基于交叉耦合结构的高矩形系数半集总毫米波滤波器芯片，包括：微波介质衬底1、输入传输线2、第一级集总LC谐振器3、第二级集总LC谐振器4、半集总Π型结构5、第三级集总LC谐振器6、第四级集总LC谐振器7、输出传输线8、第一K变换器9、第二K变换器10、第一半集总K变换器11、第二半集总K变换器12、交叉耦合结构13；所述的输入传输线2、第一级集总LC谐振器3、第二级集总LC谐振器4、半集总Π型结构5、第三级集总LC谐振器6、第四级集总LC谐振器7、输出传输线8、第一K变换器9、第二K变换器10、第一半集总K变换器11、第二半集总K变换器12、交叉耦合结构13均集成在微波介质衬底1上。
所述的第一级集总LC谐振器3、第四级集总LC谐振器7均由螺旋电感Lp1和电容Cp1串联组成，其中螺旋电感Lp1的非串联端作为第一级集总LC谐振器3、第四级集总LC谐振器7的输入端，电容Cp1的非串联端作为第一级集总LC谐振器3、第四级集总LC谐振器7的输出端；所述的第二级集总LC谐振器4、第三级集总LC谐振器6均由螺旋电感Lp2和电容Cp2串联组成；其中螺旋电感Lp2的非串联端作为第二级集总LC谐振器4、第三级集总LC谐振器6的输入端，电容Cp2的非串联端作为第二级集总LC谐振器4、第三级集总LC谐振器6的输出端。
所述的微波介质衬底1的材料为GaAs，介电常数为12.9，损耗角正切值为0.001，厚度为100um；微波介质衬底1上开设有多个接地通孔21，在微波介质衬底1的一端布置一行三个焊盘20，所述的输入传输线2的一端与中间的焊盘20连接，作为信号源的输入端，另外两个焊盘20分别与两个接地通孔21对应连接并加载接地信号；所述的输入传输线2另一端与第一级集总LC谐振器3的输入端连接，所述的第一级集总LC谐振器3的输出端与第二级集总LC谐振器4的输入端连接，所述的第二级集总LC谐振器4的输出端与半集总Π型结构5的输入端连接，所述的半集总Π型结构5的输出端第三级集总LC谐振器6的输入端连接，第三级集总LC谐振器6的输出端与第四级集总LC谐振器7的输入端连接，第四级集总LC谐振器7的输出端与输出传输线8的一端连接；对应地，在微波介质衬底1的另一端也布置一行三个焊盘20，所述的输出传输线8的另一端与中间的焊盘20连接，作为输出负载的连接端，另外两个焊盘20分别与两个接地通孔21对应连接，并加载接地信号。信号源的输入端和输出负载的连接端均采用GSG(Ground Signal Ground)形式，并采用晶圆级GaAs pHEMT工艺。
所述的半集总Π型结构5由两个接地MIM电容Cd1、一个串联电容Co1、两段第一连接线23、两段电长度小于四分之波长的第一传输线24、两个接地通孔21构成一个Π型结构，所述的Π型结构关于x轴左右对称；所述的串联电容Co1的两端分别与两段第一连接线23的一端对应连接，两段第一连接线23的另一端作为半集总Π型结构5的输入端和输出端，分别与两段电长度小于四分之波长的第一传输线24的一端对应连接，两段电长度小于四分之波长的第一传输线24的另一端分别与两个接地MIM电容Cd1的一端对应连接，两个接地MIM电容Cd1的另一端分别与两个接地通孔21对应连接。
所述的第一K变换器9、第二K变换器10均包括：一个接地电容C1和一个接地通孔21；所述的第一K变换器9的接地电容C1的一端通过传输线连接在输入传输线2与第一级集总LC谐振器3之间，第一K变换器9的接地电容C1的另一端与其对应的接地通孔21连接；所述的第二K变换器10的接地电容C1的一端通过传输线连接在第四级集总LC谐振器7与输出传输线8之间，第二K变换器10的接地电容C1的另一端与其对应的接地通孔21连接。
所述的第一半集总K变换器11和第二半集总K变换器12均由一个接地MIM电容Cd2、一段电长度小于四分之波长的第二传输线25、一个接地通孔21构成；所述的第一半集总K变换器11和第二半集总K变换器12的结构关于x轴左右对称；在第一半集总K变换器11的结构中，第二传输线25的一端连接在第一级集总LC谐振器3与第二级集总LC谐振器4之间，第二传输线25的另一端与接地MIM电容Cd2的一端连接，接地MIM电容Cd2的另一端与其对应的接地通孔21连接；与第一半集总K变换器11不同的是，在第二半集总K变换器12的结构中，第二传输线25的一端连接在第三级集总LC谐振器6与第四级集总LC谐振器7之间；所述的第一半集总K变换器11中的第二传输线25与第二半集总K变换器12中的第二传输线25之间的缝隙形成交叉耦合结构13。
所述的第一半集总K变换器11和第二半集总K变换器12不仅可以实现传统阻抗变换器的功能，起到阻抗变换的功能，同时半集总K变换器中的电长度小于四分之波长的传输线可以等效成一个电感，与接地MIM电容一起构成一个谐振器，当电路谐振时可以产生一个传输零点，用以提高滤波器的带外抑制，利用小于四分之一波长的传输线来代替普通的电感可以提高电路的Q值，减小该结构在高频时的寄生效应，所产生的传输零点的抑制深度优于集总LC谐振器结构所产生的零点的抑制深度。
所述的半集总Π型结构5不仅可以实现传统的阻抗变换器的功能，实现阻抗匹配的功能，同时半集总Π型结构5中的电长度小于四分之波长的传输线可以等效为一个电感，与接地电容构成一个谐振器；当电路谐振时，可以产生一个一个传输零点；所述的半集总Π型结构5中一共包含两个上述谐振器，一共可以产生两个传输零点，用来提高滤波器下阻带的阻带抑制和下边带频率选择特性；利用电长度小于四分之一波长的传输线来代替传统电感可以提高电路的Q值，减小该结构在高频时的寄生效应，所产生的传输零点抑制深度由于普通的集总LC谐振器结构所产生的传输零点。
所述的第一K变换器9、第二K变换器10分别用于控制信号源和第一级集总LC谐振器3之间的耦合以及第四级集总LC谐振器7与输出负载的连接端之间的耦合，同时可以用来阻抗匹配。必要时可以延长传输线的长度，与接地电容一起构成谐振器产生传输零点。
所述的集总LC谐振器通过集总式螺旋电感和电容实现，可以大幅减小滤波器的体积。
所述的交叉耦合部分13由两个半集总K变换器中的部分传输线形成窄边耦合线部分，在两级变换器间引入交叉耦合，可以在通带上边频产生一个传输零点，大幅改善滤波器上边频的频率选择特性。
滤波器芯片的工作原理如下：
当滤波器工作时，所述的第一级集总LC谐振器3、第二级集总LC谐振器4、第三级集总LC谐振器6、第四级集总LC谐振器7构成滤波器的通带；所述的第一K变换器9用于信号源的输入端与第一级集总LC谐振器3之间的耦合，所述的第二K变换器10用于第四级集总LC谐振器7与输出负载的连接端之间的耦合；所述的第一半集总K变换器11、第二半集总K变换器12分别用于第一级集总LC谐振器3、第二级集总LC谐振器4以及第三级集总LC谐振器6、第四级集总LC谐振器7之间的耦合，同时产生一个传输零点，用以提高滤波器的矩形系数和带外抑制深度；所述的半集总Π型结构5用于在下阻带产生两个传输零点，以提高滤波器的下阻带抑制深度和矩形系数；所述的交叉耦合结构13用于产生在通带右侧的传输零点，以提高滤波器的矩形系数。
如图3所示为传统四阶滤波器拓扑结构，其对应的S参数曲线图如图5中点画线所示。为了改善滤波器的高频带外抑制，将传统的K变换器(图3中的K12和K34)替换为图1中的第一半集总K变换器11和第二半集总K变换器12，这样可以在上阻带引入两个传输零点，提高滤波器的阻带抑制，同时在一定程度上提高了滤波器的频率选择特性。
如图4中所示为半集总K变换器的等效原理图，引入半集总K变换器后的S参数曲线如图5中虚短线所示。从图5中可以看出，与传统电路拓扑相比，半集总K变换器的引入大幅提高了滤波器的阻带抑制。
如图5所示，半集总K变换器的引入虽然大幅改善了上阻带的阻带抑制，但下阻带的性能依旧很差。所以，在引入半集总K变换器的基础上将传统K变换器(图3中的K23)替换为图1中的半集总Π型结构5，半集总Π型结构5的等效电路图如图4中所示。半集总Π结构5的引入在下阻带产生了两个传输零点，提高了滤波器下阻带的阻带抑制和频率选择特性。
如图6所示，为引入半集总Π结构后的S参数曲线，从图6中的对比可以看出，半集总Π结构的引入大幅改善了下阻带的阻带抑制和频率选择特性，同时几乎没有对其他零点造成影响。
为了进一步改善滤波器的矩形系数，利用半集总K变换器的自身特点和优势，在半集总K变换器(图2中的K12和K34)之间形成一个交叉耦合结构13，该交叉耦合结构(13)的引入，并未增加额外的电路结构，保证了电路的紧凑性；同时可以在上阻带产生一个靠近通带的传输零点，用来改善滤波器的矩形系数。
如图7所示，为引入交叉耦合结构13后的S参数曲线，从图中的对比可以看出，引入交叉耦合结构后，滤波器的矩形系数大幅提升，同时，并未对其他电路性能造成影响。
本结构采用半集总拓扑来实现，相比于传统的集总拓扑结构而言，即可以兼顾集总结构的小型化，高集成的特点，同时也能提高电路拓扑的Q值，减小滤波器的插入损耗和提高零点的抑制深度，图8中给出了半集总结构与集总结构的零点抑制深度对比，可以明显看出，半集总结构的零点抑制深度更深，同时半集总结构还可以减小电路在高频时的寄生效应问题。
主滤波通道采用集总螺旋电感和电容构成的LC谐振器来实现滤波器的通带，为减小滤波器的插入损耗，应当选用尽可能小的电感值，螺旋电感Lp1和电容Cp1以及螺旋电感Lp2和电容Cp2满足以下关系式：
其中，为滤波器的中心工作频率。
利用半集总K变换器代替传统的K变换器，半集总K变换器在实现阻抗变换功能的同时可以产生一个传输零点，因此第一半集总K变换器11、第二半集总K变换器12一共产生两个传输零点，第一半集总K变换器11或第二半集总K变换器12产生的传输零点的计算公式为：
其中，Z01表示第一半集总K变换器11或第二半集总K变换器12中第二传输线25的特征阻抗，(θ0+θ1)表示第一半集总K变换器11或第二半集总K变换器12中第二传输线(25)的电长度。
利用半集总Π型结构5来代替传统的K变换器(图3中的K23)，半集总Π型结构5可以在下阻带产生两个传输零点，以提高滤波器的阻带抑制和矩形系数，半集总Π型结构5产生的两个零点的初始位置的计算公式为：
其中，Z02表示半集总Π型结构5中第一传输线24的特征阻抗，θ2表示半集总Π型结构5中第一传输线24的电长度；为了使零点分布的更合理，可以对半集总Π结构中的两个接地MIM电容21的容值进行适当调整，以此来调节零点的位置。
基于半集总K变换器的自身特点和优势，利用第一半集总K变换器11、第二半集总K变换器12中第二传输线25的一部分构建耦合线部分，形成交叉耦合结构13，交叉耦合结构13的引入在上阻带靠近通带的位置产生了一个传输零点，提高了滤波器的矩形系数。
利用电长度小于四分之一波长的传输线来代替传统的螺旋电感，提高谐振器的Q值，可以获得更好的零点抑制深度，同时减小电路在高频时的寄生效应，传输线电长度与其等效电感的计算公式为：
其中，f为滤波器的中心工作频率，Z01表示第一半集总K变换器11或第二半集总K变换器12中第二传输线25的特征阻抗，Z02表示半集总Π型结构5中第一传输线24的特征阻抗，(θ0+θ1)表示第一半集总K变换器11或第二半集总K变换器12中第二传输线25的电长度，θ2表示半集总Π型结构5中第一传输线24的电长度，L01为第一半集总K变换器11或第二半集总K变换器12中第二传输线25的等效电感的感值，L02为半集总Π型结构5中第一传输线24的等效电感的感值。
本发明实施例的波滤波器芯片为对称结构，可以利用奇偶模分析理论得到其传输函数；如图9、图10所示分别为波滤波器芯片的等效奇模电路和等效偶模电路。
如图11所示，为本发明实施例的波滤波器芯片得到的S参数曲线图，从图中可以看出，该拓扑一共可以产生5个传输零点，大幅改善了滤波器的带外抑制和矩形系数。
以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。
Claims (10)
1.基于交叉耦合结构的高矩形系数半集总毫米波滤波器芯片，其特征在于，在微波介质衬底(1)上集成有：输入传输线(2)、第一级集总LC谐振器(3)、第二级集总LC谐振器(4)、半集总Π型结构(5)、第三级集总LC谐振器(6)、第四级集总LC谐振器(7)、输出传输线(8)、第一K变换器(9)、第二K变换器(10)、第一半集总K变换器(11)、第二半集总K变换器(12)、交叉耦合结构(13)；所述的输入传输线(2)连接输入信号源，所述的输出传输线(8)连接输出负载；所述的第一级集总LC谐振器(3)、第二级集总LC谐振器(4)、第三级集总LC谐振器(6)、第四级集总LC谐振器(7)构成滤波器的通带；所述的第一K变换器(9)用于信号源的输入端与第一级集总LC谐振器(3)之间的耦合，所述的第二K变换器(10)用于第四级集总LC谐振器(7)与输出负载的连接端之间的耦合；所述的第一半集总K变换器(11)、第二半集总K变换器(12)分别用于第一级集总LC谐振器(3)、第二级集总LC谐振器(4)以及第三级集总LC谐振器(6)、第四级集总LC谐振器(7)之间的耦合，同时分别产生一个传输零点，用以提高滤波器的矩形系数和带外抑制深度；所述的半集总Π型结构(5)用于在下阻带产生两个传输零点，以提高滤波器的下阻带抑制深度和矩形系数；所述的第一半集总K变换器(11)与第二半集总K变换器(12)之间的缝隙形成交叉耦合结构(13)，用于产生在通带右侧的传输零点，以提高滤波器的矩形系数。
2.根据权利要求1所述的基于交叉耦合结构的高矩形系数半集总毫米波滤波器芯片，其特征在于，所述的输入传输线(2)与第一级集总LC谐振器(3)的输入端连接，所述的第一级集总LC谐振器(3)的输出端与第二级集总LC谐振器(4)的输入端连接，所述的第二级集总LC谐振器(4)的输出端与半集总Π型结构(5)的输入端连接，所述的半集总Π型结构(5)的输出端第三级集总LC谐振器(6)的输入端连接，第三级集总LC谐振器(6)的输出端与第四级集总LC谐振器(7)的输入端连接，第四级集总LC谐振器(7)的输出端与输出传输线(8)的一端连接；所述的第一级集总LC谐振器(3)、第四级集总LC谐振器(7)均由螺旋电感Lp1和电容Cp1串联组成，其中螺旋电感Lp1的非串联端作为第一级集总LC谐振器(3)、第四级集总LC谐振器(7)的输入端，电容Cp1的非串联端作为第一级集总LC谐振器(3)、第四级集总LC谐振器(7)的输出端；所述的第二级集总LC谐振器(4)、第三级集总LC谐振器(6)均由螺旋电感Lp2和电容Cp2串联组成；其中螺旋电感Lp2的非串联端作为第二级集总LC谐振器(4)、第三级集总LC谐振器(6)的输入端，电容Cp2的非串联端作为第二级集总LC谐振器(4)、第三级集总LC谐振器(6)的输出端。
3.根据权利要求2所述的基于交叉耦合结构的高矩形系数半集总毫米波滤波器芯片，其特征在于，所述的半集总Π型结构(5)由两个接地MIM电容Cd1、一个串联电容Co1、两段第一连接线(23)、两段电长度小于四分之波长的第一传输线(24)、两个接地通孔(21)构成一个Π型结构，所述的Π型结构关于x轴左右对称；所述的串联电容Co1的两端分别与两段第一连接线(23)的一端对应连接，两段第一连接线(23)的另一端作为半集总Π型结构(5)的输入端和输出端，分别与两段电长度小于四分之波长的第一传输线(24)的一端对应连接，两段电长度小于四分之波长的第一传输线(24)的另一端分别与两个接地MIM电容Cd1的一端对应连接，两个接地MIM电容Cd1的另一端分别与两个接地通孔(21)对应连接。
4.根据权利要求3所述的基于交叉耦合结构的高矩形系数半集总毫米波滤波器芯片，其特征在于，所述的第一K变换器(9)、第二K变换器(10)均包括：一个接地电容C1和一个接地通孔(21)；所述的第一K变换器(9)的接地电容C1的一端通过传输线连接在输入传输线(2)与第一级集总LC谐振器(3)之间，第一K变换器(9)的接地电容C1的另一端与其对应的接地通孔(21)连接；所述的第二K变换器(10)的接地电容C1的一端通过传输线连接在第四级集总LC谐振器(7)与输出传输线(8)之间，第二K变换器(10)的接地电容C1的另一端与其对应的接地通孔(21)连接。
5.根据权利要求4所述的基于交叉耦合结构的高矩形系数半集总毫米波滤波器芯片，其特征在于，所述的第一半集总K变换器(11)和第二半集总K变换器(12)均由一个接地MIM电容Cd2、一段电长度小于四分之波长的第二传输线(25)、一个接地通孔(21)构成；所述的第一半集总K变换器(11)和第二半集总K变换器(12)的结构关于x轴左右对称；在第一半集总K变换器(11)的结构中，第二传输线(25)的一端连接在第一级集总LC谐振器(3)与第二级集总LC谐振器(4)之间，第二传输线(25)的另一端与接地MIM电容Cd2的一端连接，接地MIM电容Cd2的另一端与其对应的接地通孔(21)连接；与第一半集总K变换器(11)不同的是，在第二半集总K变换器(12)的结构中，第二传输线(25)的一端连接在第三级集总LC谐振器(6)与第四级集总LC谐振器(7)之间；所述的第一半集总K变换器(11)中的第二传输线(25)与第二半集总K变换器(12)中的第二传输线(25)之间的缝隙形成交叉耦合结构(13)。
6.根据权利要求2所述的基于交叉耦合结构的高矩形系数半集总毫米波滤波器芯片，其特征在于，所述的螺旋电感Lp1和电容Cp1以及螺旋电感Lp2和电容Cp2满足以下关系式：
其中，为滤波器的中心工作频率。
7.根据权利要求1所述的基于交叉耦合结构的高矩形系数半集总毫米波滤波器芯片，其特征在于，所述的第一半集总K变换器(11)或第二半集总K变换器(12)产生的传输零点的计算公式为：
其中，Z01表示第一半集总K变换器(11)或第二半集总K变换器(12)中第二传输线(25)的特征阻抗，(θ0+θ1)表示第一半集总K变换器(11)或第二半集总K变换器(12)中第二传输线(25)的电长度。
8.根据权利要求1所述的基于交叉耦合结构的高矩形系数半集总毫米波滤波器芯片，其特征在于，所述的半集总Π型结构(5)产生的两个零点的初始位置的计算公式为：
其中，Z02表示半集总Π型结构(5)中第一传输线(24)的特征阻抗，θ2表示半集总Π型结构(5)中第一传输线(24)的电长度。
9.根据权利要求5所述的基于交叉耦合结构的高矩形系数半集总毫米波滤波器芯片，其特征在于，所述的第一传输线(24)的电长度与其等效电感的计算公式为：
其中，f为滤波器的中心工作频率，Z02表示半集总Π型结构(5)中第一传输线(24)的特征阻抗，θ2表示半集总Π型结构(5)中第一传输线(24)的电长度，L02为半集总Π型结构(5)中第一传输线(24)的等效电感的感值。
10.根据权利要求3所述的基于交叉耦合结构的高矩形系数半集总毫米波滤波器芯片，其特征在于，所述的第二传输线(25)的电长度与其等效电感的计算公式为：
其中，f为滤波器的中心工作频率，Z01表示第一半集总K变换器(11)或第二半集总K变换器(12)中第二传输线(25)的特征阻抗，(θ0+θ1)表示第一半集总K变换器(11)或第二半集总K变换器(12)中第二传输线(25)的电长度，L01为第一半集总K变换器(11)或第二半集总K变换器(12)中第二传输线(25)的等效电感的感值。
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN116259940A (zh) * | 2023-04-14 | 2023-06-13 | 天津理工大学 | 一种半集总元件构成的双通带滤波器 |
Citations (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA2061421A1 (en) * | 1991-02-27 | 1992-08-28 | Allen Telecom, Inc. | Bandstop filter |
| JP2003304103A (ja) * | 2002-04-09 | 2003-10-24 | Matsushita Electric Works Ltd | バンドパスフィルタ |
| WO2012060775A1 (en) * | 2010-10-18 | 2012-05-10 | Nanyang Technological University | Miniaturized passive low pass filter |
| CN102544671A (zh) * | 2012-02-15 | 2012-07-04 | 重庆大学 | 带通频率响应功率分配器的综合方法 |
| CN103904398A (zh) * | 2014-03-03 | 2014-07-02 | 华南理工大学 | 一种带滤波功能的小型化混合环 |
| CN104393382A (zh) * | 2014-11-26 | 2015-03-04 | 西安电子科技大学 | 具有宽阻带特性的高阶小型化窄带带通滤波器 |
| CN106848505A (zh) * | 2017-01-11 | 2017-06-13 | 电子科技大学 | 基于混合耦合的微带滤波器设计方法 |
| CN109713412A (zh) * | 2018-12-20 | 2019-05-03 | 常州机电职业技术学院 | 一种可调谐e面切割h面波导带通滤波器及其设计方法 |
| CN111259612A (zh) * | 2020-01-16 | 2020-06-09 | 安徽大学 | 基于半集总拓扑的可重构带通滤波器芯片及其设计方法 |
| CN111463527A (zh) * | 2020-03-05 | 2020-07-28 | 东北大学秦皇岛分校 | 基于不等长十字形谐振器的双频带带通滤波器及设计方法 |
| CN111755781A (zh) * | 2020-07-02 | 2020-10-09 | 电子科技大学 | 基于ltcc工艺的三阶混合电磁耦合siw滤波器 |
| CN112002970A (zh) * | 2020-07-23 | 2020-11-27 | 南京邮电大学 | 一种微型化毫米波片上带通滤波器 |
| CN112072223A (zh) * | 2020-09-08 | 2020-12-11 | 中国人民解放军战略支援部队信息工程大学 | 负斜率频率相关性耦合结构及交叉耦合siw带通滤波器 |
| CN113381143A (zh) * | 2021-06-03 | 2021-09-10 | 南京工程学院 | 一种微带低通滤波器及传输零点确定、频率设置方法 |
| CN113489292A (zh) * | 2021-07-12 | 2021-10-08 | 华南理工大学 | 一种lcl型并网变换器负反馈虚拟阻抗的控制方法 |
| CN113488749A (zh) * | 2021-05-19 | 2021-10-08 | 电子科技大学 | 2-18GHz频段中心频率连续可调宽带带阻滤波器 |
| US20210344365A1 (en) * | 2020-04-30 | 2021-11-04 | The Regents Of The University Of California | Quasi-reflectionless microstrip bandpass filters with improved passband flatness and out-of-band rejection |
-
2022
- 2022-07-12 CN CN202210815690.0A patent/CN115117580B/zh active Active
Patent Citations (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA2061421A1 (en) * | 1991-02-27 | 1992-08-28 | Allen Telecom, Inc. | Bandstop filter |
| JP2003304103A (ja) * | 2002-04-09 | 2003-10-24 | Matsushita Electric Works Ltd | バンドパスフィルタ |
| WO2012060775A1 (en) * | 2010-10-18 | 2012-05-10 | Nanyang Technological University | Miniaturized passive low pass filter |
| CN102544671A (zh) * | 2012-02-15 | 2012-07-04 | 重庆大学 | 带通频率响应功率分配器的综合方法 |
| CN103904398A (zh) * | 2014-03-03 | 2014-07-02 | 华南理工大学 | 一种带滤波功能的小型化混合环 |
| CN104393382A (zh) * | 2014-11-26 | 2015-03-04 | 西安电子科技大学 | 具有宽阻带特性的高阶小型化窄带带通滤波器 |
| CN106848505A (zh) * | 2017-01-11 | 2017-06-13 | 电子科技大学 | 基于混合耦合的微带滤波器设计方法 |
| CN109713412A (zh) * | 2018-12-20 | 2019-05-03 | 常州机电职业技术学院 | 一种可调谐e面切割h面波导带通滤波器及其设计方法 |
| CN111259612A (zh) * | 2020-01-16 | 2020-06-09 | 安徽大学 | 基于半集总拓扑的可重构带通滤波器芯片及其设计方法 |
| CN111463527A (zh) * | 2020-03-05 | 2020-07-28 | 东北大学秦皇岛分校 | 基于不等长十字形谐振器的双频带带通滤波器及设计方法 |
| US20210344365A1 (en) * | 2020-04-30 | 2021-11-04 | The Regents Of The University Of California | Quasi-reflectionless microstrip bandpass filters with improved passband flatness and out-of-band rejection |
| CN111755781A (zh) * | 2020-07-02 | 2020-10-09 | 电子科技大学 | 基于ltcc工艺的三阶混合电磁耦合siw滤波器 |
| CN112002970A (zh) * | 2020-07-23 | 2020-11-27 | 南京邮电大学 | 一种微型化毫米波片上带通滤波器 |
| CN112072223A (zh) * | 2020-09-08 | 2020-12-11 | 中国人民解放军战略支援部队信息工程大学 | 负斜率频率相关性耦合结构及交叉耦合siw带通滤波器 |
| CN113488749A (zh) * | 2021-05-19 | 2021-10-08 | 电子科技大学 | 2-18GHz频段中心频率连续可调宽带带阻滤波器 |
| CN113381143A (zh) * | 2021-06-03 | 2021-09-10 | 南京工程学院 | 一种微带低通滤波器及传输零点确定、频率设置方法 |
| CN113489292A (zh) * | 2021-07-12 | 2021-10-08 | 华南理工大学 | 一种lcl型并网变换器负反馈虚拟阻抗的控制方法 |
Non-Patent Citations (3)
| Title |
|---|
| MUHAMMAD SUFIAN ANWAR: "Mixed coupled quarter-wavelength resonator filter utilizing J/K inverters and coupling-path phases", 《IEEE ACCESS》 * |
| 朱浩然: "SIR带阻滤波器的研究", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库》 * |
| 栾文华: "高性能多频带微带滤波器的研究", 《中国优秀硕士学位论文全文数据库》 * |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN116259940A (zh) * | 2023-04-14 | 2023-06-13 | 天津理工大学 | 一种半集总元件构成的双通带滤波器 |
| CN116259940B (zh) * | 2023-04-14 | 2024-05-03 | 天津理工大学 | 一种半集总元件构成的双通带滤波器 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN115117580B (zh) | 2024-04-30 |
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