CN102544671A - 带通频率响应功率分配器的综合方法 - Google Patents

带通频率响应功率分配器的综合方法 Download PDF

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Abstract

带通频率响应功率分配器的综合方法是基于设计功率分配器的输入端口回波损耗及带外抑制指标，首先综合出对应的广义切比雪夫滤波器的归一化耦合矩阵，根据功率分配器的分支路数和各个支路的功率分配比，采用等效电路原理，通过改变网络最后一个公共节点和各个支路中第一个节点之间的耦合系数以及包含交叉耦合支路的耦合系数来实现该类型功率分配器归一化耦合矩阵的获取，从而达到快速综合实现带通型功率分配器目的。采用本发明方法无需对整个功率分配器的归一化耦合矩阵进行优化，实现简单，可行性高。可以避免当前采用优化算法获得功率分配归一化耦合矩阵不收敛或计算时间较长的问题。

Description

带通频率响应功率分配器的综合方法
技术领域
本发明涉及一种共用公共耦合谐振器实现带通频率响应的功率分配器的综合方法。具体涉及采用广义切比雪夫滤波器的综合方法获得滤波器的耦合矩阵，然后按不同功率分配比以及不同功率分配器输出路数的电路等效的方法获取功率分配器的归一化耦合矩阵，从而替代了根据功率分配器的设计指标，采用优化方法获得带通型功率分配器归一化耦合矩阵的方式。属于微波功率分配器的技术领域。
背景技术
微波功率分配器广泛的应用于微波通信、卫星通信、导弹制导、雷达，电子对抗，测试仪器仪表等系统中，主要是将工作频段的微波功率分配给不同路数的下级级联设备，实现功率的分配或合成。利用微带线可以制作出较宽频带的wilkinson功率分配，由于采用了隔离电阻，该类型的功率分配器具有隔离度高、制作成本低，适合大批量制作等特点，但该类型功率分配器同时具有插入损耗较大，工作频率低，带外抑制特性差等缺点。采用波导实现的功率分配器具有Q值高，插入损耗小，隔离度高的优点，同时也有制作成本高，体积大，不适合于大批量制造的缺点。采用耦合谐振单元实现的具有带通频率响应的功率分配器采用滤波器类似的谐振器之间的耦合方式，通过共用一个或多个谐振器，以恶化输出端口的隔离度为代价，可以有效的减小腔体功率分配器的实现电路的尺寸及重量。目前，采用公共谐振器实现的腔体功率分配器对应的设计方法是根据设计功率分配器功率分配指标以及输入端口的回波损耗，定义不同的成本函数通过优化的方式来获得功率分配器的归一化耦合矩阵。该类型优化方法在具体的实现过程中存在优化时间长，不一定收敛；或是优化的功率分配器耦合矩阵实际实现起来可能比较困难等缺点。例如获得的功率分配器耦合矩阵的对角线阵元不为0，即异步调谐的情况，会大大增加实际设计过程中的三维仿真时间。因此迫切需要获得功率分配耦合矩阵的快速综合方法。
发明内容
针对现有技术存在的上述不足，本发明的目的是提供一种快速获得具有带通频率响应功率分配耦合矩阵的方法，以提高该类型功率分配器的设计效率。
本发明采用以下技术方案实现上述目的。带通频率响应功率分配器的综合方法，包括如下步骤：
A、根据功率分配器的阶数n、回波损耗和带外传输零点位置，采用常规的滤波器综合方法获得一个n阶滤波器的归一化耦合矩阵。
B、确定功率分配器的公共谐振器个数k，功率分配器输出支路的数量m和功率分配比T。利用功率分配器第k个公共谐振器与步骤A中的n阶滤波器的第k个谐振器的等效电压相等的原则，构建二者的等效电路，建立联系，得到：
Figure 2012100336206100002DEST_PATH_IMAGE001
式中：m表示支路数，L表示m个支路中的前L个，T表示前L个支路的功率与后m-L个支路功率的比值，
Figure 62796DEST_PATH_IMAGE002
表示功率分配器前L个支路对应的第k个公共谐振器和第k+1个谐振器间的阻抗变换器的值，
Figure 2012100336206100002DEST_PATH_IMAGE003
表示功率分配器后m-L个支路对应的第k个公共谐振器和第k+1个谐振器间的阻抗变换器的值，表示n阶滤波器的第k个谐振器和第k+1个谐振器间的阻抗变换器的值。
其中
Figure 653363DEST_PATH_IMAGE004
为步骤A中得到的归一化耦合矩阵中相应阵元值的倒数。
C、取
Figure 384558DEST_PATH_IMAGE003
和
Figure 377922DEST_PATH_IMAGE002
的倒数，然后替代步骤A中归一化耦合矩阵相应阵元值，得到功率分配器的归一化耦合矩阵M。
D、根据步骤C中的归一化耦合矩阵M搭建实际的功率分配器电路。
本方法采用直接获取耦合矩阵的方式不存在收敛问题，只有满足回波损耗及带外抑制的广义切比雪夫滤波器耦合矩阵能够综合出来就可以获得任意功率分配比的功率分配器的耦合矩阵，使得设计带通型功率分配器的效率大大提高。可以避免采用优化算法获得功率分配归一化耦合矩阵不收敛或计算时间较长的问题。
附图说明
图1为不包含交叉耦合的切比雪夫带通滤波器的拓扑结构；
图2为不包含交叉耦合的m路等功率分配功分器拓扑结构；
图3为不包含交叉耦合的m路不等功率分配功分器拓扑结构；
图4为包含交叉耦合的切比雪夫带通滤波器的拓扑结构；
图5为分支支路不包含交叉耦合谐振器的功率分配器拓扑结构；
图6为包含交叉耦合节点情况的滤波器拓扑结构；
图7为包含交叉耦合节点的m路等功率分配功分器拓扑结构；
图8为包含交叉耦合节点的情况的滤波器拓扑结构；
图9为包含交叉耦合节点的m路不等功率分配功分器拓扑结构；
图10为耦合谐振带通响应功分器耦合矩阵算法流程；
图11为传统5阶切比雪夫带通滤波器拓扑结构；
图12为传统5阶切比雪夫带通滤波器的归一化频率响应；
图13为不包含传输零点的2路等功率分配器拓扑结构；
图14为不包含传输零点的2路等功率分配器的归一化频率响应；
图15为不包含传输零点的3路等功率分配器拓扑结构；
图16为包含传输零点的3路等功率分配器的归一化频率响应；
图17为不包含传输零点的2路、功率比为2:1的功率分配器拓扑结构；
图18为包含传输零点的2路、功率比2:1的功率分配器归一化频率响应；
图19为含传输零点的2路功率分配器拓扑结构；
图20为含传输零点的2路等功率分配器归一化频率响应；
图21为含传输零点的2路、功率比为2:1的功率分配器归一化频率响应。
具体实施方式
    实施例1，一个n阶的滤波器如图1所示，其中黑点表示滤波器中的耦合谐振器，黑点之间的实线表示谐振器之间的耦合值，也即阻抗变换器的值的倒数。对应的功率分配器的拓扑结构采用共用构成滤波器的前K个谐振单元，根据功率分配器的支线路数，分别利用(n-k)个谐振构成对应的支路，如图2所示。根据功率分配器的回波损耗、功率分配比，输出支路的数量、带外传输零点位置等设计指标，首先按照理想的切比雪夫归一化频率响应依据设计指标通过多项式综合，综合出满足回波损耗和带外传输零点位置的广义切比雪夫滤波器的归一化耦合矩阵，然后根据功率分配器输出支路的路数m和功率分配比T等指标，通过改变最后一个公共谐振器和分支线路的第一个谐振器之间的耦合系数，以及带有交叉耦合情况下的交叉耦合系数的值，保持分支线路中各个谐振器之间的耦合值和原来的滤波器中对应的前K个谐振器之间的耦合值不变，来实现功率分配器耦合矩阵的快速获取。最后一个公共谐振器和分支线路的第一个谐振器之间的耦合系数或带有交叉耦合情况下的交叉耦合系数的值可以依据电路等效原理直接获得，从而获得整个功率分配器的耦合矩阵。
对于一个二端口的滤波器（如图1所示）的散射参数可以表示为：
 
Figure 2012100336206100002DEST_PATH_IMAGE005
                                                              (1)
其中A为滤波器网络的导纳矩阵,a、b分别为滤波器耦合网络的归一化输入、输出耦合值，S11和S21分别为输入回波损耗和插入损耗的散射参数。
导纳矩阵A可以表示为：
       
Figure 194568DEST_PATH_IMAGE006
                                                       (2)
其中M为n*n的耦合矩阵；I为n*n的单位矩阵；R为除第1和第n个阵元外，其余全为0的对角阵，ω为归一化频率。
由n个谐振器构成、不包含交叉耦合的同步调谐的滤波器的拓扑结构如图1所示，各个黑点表示谐振器节点，黑点之间的直线表示谐振器之间的耦合，第k个节点向右看的输入阻抗为Zin,k。对应的功率分配器的拓扑结构如图2所示：共用滤波器中的前k个谐振器，在滤波器的谐振器节点k输出为m个分支，各个支路的功率分配比可以任意指定。功率分配器中的分支线路从负载输出端口到第k个公共节点其对应的输入阻抗为Zin(m)。根据滤波器频率响应的阻抗匹配特点，其对应的输入阻抗Zin,k等于m个分支的阻抗的并联值。由n个谐振器构成、不包含交叉耦合的同步调谐的滤波器的归一化等效电路，其谐振器之间的归一化阻抗变换器的值可以采用归一化耦合矩阵的阵元Mij以及输入、输出耦合系数M0,1,Mn,n+1来表示为：
   
Figure 2012100336206100002DEST_PATH_IMAGE007
                                                         (3)。
通过获得滤波器频率响应的阻抗匹配获得功率分配器第K个公共谐振器和功率分配器分支线路中的第一个谐振器之间的阻抗变换值以及带有交叉耦合情况下的交叉耦合支路的阻抗变换器的值，根据耦合系数和阻抗变换之间的关系获得功率分配器的归一化耦合矩阵，实际功率分配器的耦合系数可以通过获得的耦合矩阵的带宽及阻抗变换来得到。
下面分别对是否包含交叉耦合的功率分配器进行描述：
（1）不包含交叉耦合的功率分配器
i）对于m个支路等功率分配的情况
如图2所示，假设功率分配器其在公共的第K个节点向功率分配器支路看进去的分支输入阻抗为Zin(1),Zin(2),…Zin(m)，Jk,k+1为功率分配器公共的第k个节点和分支线的第一个节点(即第k+1个节点，每条支路独立计算)之间的阻抗变换器的值；综合出的滤波器第k个节点向负载进去的输入阻抗为Zin,k，kk,k+1为滤波器的第k个节点和第（k+1）个节点之间的阻抗变换器的值，Zin,n-k为滤波器包含第k+1个节点向负载进去直至负载的输入阻抗值。对应的滤波器第K个节点向负载的输入阻抗可以表示为第K个节点和第（k+1）个节点的阻抗变换的值的平方与第（k+1）个节点向负载看进去的输入阻抗的比值。同样，功率分配器中第k个节点开始的输入阻抗可以表示为第k个节点和功率分配器各个支路第一个节点的阻抗变换的值的平方和各个支路输入阻抗的比值。由于是等功率分配，功率分配器各个支路对应的输入阻抗必定相等，可以建立如下的方程：
                                                         (4)
即对应的功率分配器第k和(k+1)个节点之间的阻抗变换器的值变化为原来的
Figure 579599DEST_PATH_IMAGE010
倍，对应的耦合矩阵的阵元值变为原来的1/
Figure 71761DEST_PATH_IMAGE010
倍。
ii)对于m个支路不等功率分配的情况
如图3所示，假设m个支路(m≥2)的前L个支路(L≥1)的功率分配为后面(m-L)个支路的功率的T倍，根据其公共节点的等效电压相等，则对应的前L个支路的输入阻抗应该为后面(m-L)个支路的输入阻抗的1/T，前面L个支路对应的滤波器第k个节点和第(k+1)个节点之间的阻抗变换器的值为
Figure 2012100336206100002DEST_PATH_IMAGE011
，后面(m-L)个支路对应的滤波器第k个节点和第(k+1)个节点之间的阻抗变换器的值为
Figure 378633DEST_PATH_IMAGE012
，对应的功率分配器的第k个公共节点和第一个分支线路节点之间的阻抗变换器的值可以表示为：
                                                 (5)
T=1而言即对应前面讨论的等功率分配比的情况，从上面的公式可以看出等功率分配是不等功率分配的特例。
2）包含交叉耦合的功率分配器
包含交叉耦合的滤波器的结构如图4所示，对应的对于分支支路不包含交叉耦合谐振器的功率分配器拓扑结构如图5所示，其功率分配耦合矩阵的获取方式和传统的切比雪夫滤波型带通频率响应功率分配的方式相同。
i)功率分配器的等功率分配情况
   对于公共节点k和其分支节点k+j之间包含交叉耦合节点的情况的滤波器和功率分配器拓扑结构分别如图6,图7所示。对应的功率分配器公共节点K和分支线路第一个节点之间的阻抗变换器的值变化为原来的
Figure 359544DEST_PATH_IMAGE010
倍，对应的耦合矩阵的阵元值变为原来的1/
Figure 694710DEST_PATH_IMAGE010
倍，对应的交叉耦合支路的节点K和其分支节点k+j之阻抗变换器的值变为原来的
Figure 485949DEST_PATH_IMAGE010
倍，对应的耦合矩阵的阵元值变为原来的1/
Figure 564763DEST_PATH_IMAGE010
倍。
ii)不等功率分配器的等功率分配情况
    滤波器包含交叉耦合的拓扑结构如图9所示，其中
Figure 2012100336206100002DEST_PATH_IMAGE013
表示滤波器中第k个节点和第(k+1)个节点之间的阻抗变换器的值，Zk,k+j表示滤波器中第k个节点和第(k+j)个节点之间的阻抗变换器的值；包含交叉耦合的不等功率分配功率分配的拓扑结构如图10所示。假设m个支路的前L个支路的功率分配为后面（m-L）个支路的功率的T倍，功率分配器中的第K个公共节点和功率分配器前L个支路的第一个节点之间的阻抗变换器的值为
Figure 125058DEST_PATH_IMAGE014
，功率分配器中的第k个公共节点和功率分配器后面（m-L）个支路的第一个节点之间的阻抗变换器的值为
Figure 2012100336206100002DEST_PATH_IMAGE015
，前L个支路的中的第K个公共节点和分支线路中的第(k+j)个公共节点之间的阻抗变换器的值为
Figure 959021DEST_PATH_IMAGE016
，后（m-L）个支路的中的第K个公共节点和分支线路中的第(k+j)个公共节点之间的阻抗变换器的值为
Figure 2012100336206100002DEST_PATH_IMAGE017
，则根据其公共节点的等效电压相等，则对应的前L个支路的输入阻抗应该为后面m-L个支路的输入阻抗的1/T，功率分配器公共节点k和分支线路的第一个节点之间的阻抗变换器的值和滤波器中第K个和第(k+1)个节点的阻抗变换器的值的关系为：
                                               （6）。
实施例2，如图12给出了采用图10所描述的算法流程以及图11的拓扑结构，得到的传统5阶切比雪夫滤波器的归一化频率响应。对应的归一化的输入、输出耦合值a=b=1.06，归一化耦合矩阵为：
M=[0 0.842 0 0 0 ;
      0.842 0 0.62 0 0 ;
      0 0.62 0 0.62 0 ;
      0 0 0.62 0 0.842 ;
      0 0 0 0.842 0 ;]。
实施列3，如图14给出了采用图10所描述的算法流程以及图13的拓扑结构得到两路等功率分配的功率分配的归一化频率响应，对应的归一化输入、输出耦合值a=b1=b2=1.06，对应的归一化耦合矩阵为： 
M=[0 0.842 0 0 0 0;
      0.842 0 0.62 0 0 0;
       0 0.62 0 0.62 0 0;
      0 0 0.62 0 0.595 0.595;
      0 0 0 0.595 0 0;
      0 0 0 0.595 0 0;]。
实施列4，如图16给出了采用图10所描述的算法流程以及图15的拓扑结构得到三路等功率分配的功率分配的归一化频率响应，对应的归一化输入、输出耦合值a=b1=b2=b3=1.06，对应的归一化耦合矩阵为：
M=[0 0.842 0 0 0 0 0 0 0;
      0.842 0 0.62 0 0 0 0 0 0;
       0 0.62 0 0.358 0 0.358 0 0.358 0;
       0 0 0.358 0 0.842 0 0 0 0;
      0 0 0 0.842 0 0 0 0 0;
      0 0 0.358 0 0 0 0.842 0 0;
      0 0 0 0 0 0.842 0 0 0;
0 0 0.358 0 0 0 0 0 0.842;
      0 0 0 0 0 0 0 0.842 0;]。
实施例5，如图18给出了采用图10所描述的算法流程以及图17的拓扑结构得到的两路、功率比为2:1的功率分配的功率分配器的归一化频率响应，对应的归一化输入、输出耦合值a=b1= b2=1.06，对应的归一化耦合矩阵为：
M= [0  0.842  0  0  0  0;
       0.842 0 0.62 0  0  0;
       0 0.62  0  0.62 0  0;
       0 0 0.62 0 0.69 0.488;
        0  0  0  0.69  0  0;
       0  0 0  0.488  0  0;]。
实施例6，如图20给出了采用图10所描述的算法流程以及图19的拓扑结构得到的两路、包含交叉耦合节点的等功率分配的功率分配的归一化频率响应。对应的归一化输入、输出耦合值a=b1=b2=1.014，对应的归一化耦合矩阵为：
         M=[ 0 0.842 0 -0.1584 -0.1584;
0.842 0  0.782  0  0;
             0 0.782 0 0.596 0.596;
             -0.1584 0 0.596 0 0;
             -0.1584 0 0.596 0 0;]。
实施例7，如图21给出了采用图10所描述的算法流程以及图19的拓扑结构得，根据获得的交叉耦合滤波器的归一化耦合矩阵得到两路、包含交叉耦合节点、功率分配比为2:1的功率分配器的归一化频率响应，归一化输入、输出耦合值a=b1= b2=1.014，其对应的归一化耦合矩阵为：
M=[0 0.842 0 -0.1836 -0.112;
      0.842 0 0.782  0  0;
      0 0.782 0 0.672 0.488;
      -0.1836 0 0.672 0  0;
      -0.112 0 0.488 0 0;]。

Claims (2)

1.带通频率响应功率分配器的综合方法，包括如下步骤：
A、根据功率分配器的阶数n、回波损耗和带外传输零点位置，采用常规的滤波器综合方法获得一个n阶滤波器的归一化耦合矩阵；
B、确定功率分配器的公共谐振器个数k，功率分配器输出支路的数量m和功率分配比T；利用功率分配器第k个公共谐振器与步骤A中的n阶滤波器的第k个谐振器的等效电压相等的原则，构建二者的等效电路，建立联系，得到：
Figure 2012100336206100001DEST_PATH_IMAGE001
式中：m表示支路数，L表示m个支路中的前L个，T表示前L个支路的功率与后m-L个支路功率的比值，表示功率分配器前L个支路对应的第k个公共谐振器和第k+1个谐振器间的阻抗变换器的值，
Figure 2012100336206100001DEST_PATH_IMAGE003
表示功率分配器后m-L个支路对应的第k个公共谐振器和第k+1个谐振器间的阻抗变换器的值，表示n阶滤波器的第k个谐振器和第k+1个谐振器间的阻抗变换器的值；
其中
Figure 785756DEST_PATH_IMAGE004
为步骤A中得到的归一化耦合矩阵中相应阵元值的倒数；
C、取和
Figure 57655DEST_PATH_IMAGE002
的倒数,然后替代步骤A中归一化耦合矩阵相应阵元值，得到功率分配器的归一化耦合矩阵M；
D、根据步骤C中的归一化耦合矩阵M搭建实际的功率分配器电路。
2.根据权利要求1所述带通频率响应功率分配器的综合方法，其特征是：步骤A中所述n阶滤波器为广义切比雪夫滤波器或巴特沃斯滤波器。
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